JPH0767272B2 - 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 - Google Patents
中性点クランプ式電力変換器の制御装置Info
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- JPH0767272B2 JPH0767272B2 JP3033910A JP3391091A JPH0767272B2 JP H0767272 B2 JPH0767272 B2 JP H0767272B2 JP 3033910 A JP3033910 A JP 3033910A JP 3391091 A JP3391091 A JP 3391091A JP H0767272 B2 JPH0767272 B2 JP H0767272B2
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Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タ
や、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―
タ等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点
クランプ式電力変換器の制御装置に関する。
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タ
や、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―
タ等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点
クランプ式電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、中性点クランプ式インバ―タの
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ，相も同様に構成され
る。
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ，相も同様に構成され
る。
【０００３】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、Ｓ1 〜Ｓ4
は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリ―ホイリングダイオ
―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤば
負荷である。
は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリ―ホイリングダイオ
―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤば
負荷である。
【０００４】このインバ―タの出力電圧ＶU は、４つの
素子Ｓ1〜Ｓ4 をオン、オフさせることによって、次の
ように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶd とし、 Ｖd1，＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。即ち、 Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となる。この時、素子は２個ずつオンさせなければなら
ない。３個同時にオンになると、直流電源を短絡し、過
電流によって素子を破壊してしまう。
素子Ｓ1〜Ｓ4 をオン、オフさせることによって、次の
ように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶd とし、 Ｖd1，＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。即ち、 Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となる。この時、素子は２個ずつオンさせなければなら
ない。３個同時にオンになると、直流電源を短絡し、過
電流によって素子を破壊してしまう。
【０００５】例えば、素子Ｓ1 〜Ｓ3 にオン信号が入る
と、直流電圧Ｖd1を素子Ｓ1 ―Ｓ2―Ｓ3 ―ダイオ―ド
Ｄ6 で短絡し、過大な短絡電流が素子に流れ、素子を壊
してしまう。
と、直流電圧Ｖd1を素子Ｓ1 ―Ｓ2―Ｓ3 ―ダイオ―ド
Ｄ6 で短絡し、過大な短絡電流が素子に流れ、素子を壊
してしまう。
【０００６】このような直流短絡を防止するため、素子
Ｓ1 とＳ3 を逆動作させ、素子Ｓ2Ｓ4 を逆動作させて
いる。即ち、素子Ｓ1 がオンのときは素子Ｓ3 をオフさ
せ、素子Ｓ3 がオンのときは素子Ｓ1 をオフさせてい
る。同様に、素子Ｓ2 がオンのときは素子Ｓ4 をオフさ
せ、素子Ｓ4 がオンのときは、素子Ｓ2 をオフさせてい
る。図６は、中性点クランプ式インバ―タの従来のパル
ス幅変調制御法を説明するためのタイムチャ―ト図であ
る。
Ｓ1 とＳ3 を逆動作させ、素子Ｓ2Ｓ4 を逆動作させて
いる。即ち、素子Ｓ1 がオンのときは素子Ｓ3 をオフさ
せ、素子Ｓ3 がオンのときは素子Ｓ1 をオフさせてい
る。同様に、素子Ｓ2 がオンのときは素子Ｓ4 をオフさ
せ、素子Ｓ4 がオンのときは、素子Ｓ2 をオフさせてい
る。図６は、中性点クランプ式インバ―タの従来のパル
ス幅変調制御法を説明するためのタイムチャ―ト図であ
る。
【０００７】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号
で、Ｘは＋ＥMAX 〜−Ｅ MAX の間を変化する三角波、Ｙ
はＸの反転値（または位相が電気角で１８０°ずれた三
角波）である。また、ｅi はＰＷＭ制御入力信号であ
る。入力信号ｅi と三角波Ｘ、Ｙとを比較し、素子Ｓ1
〜Ｓ4 のゲ―ト信号ｇ1 ，ｇ2 を作る。即ち、ｅi ＞Ｘ
で、かつｅi ＞Ｙのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ1 をオン、Ｓ
3 をオフさせる。ｅi ≦Ｘ、またはｅi ≦Ｙのとき、ｇ
1 ＝０で、Ｓ1 をオフ、Ｓ3 をオンさせる。ｅi ＜Ｘ
で、かつｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 をオン、Ｓ
2 をオフさせる。ｅi ≧Ｘ、またはｅi ≧Ｙのとき、ｇ
2 ＝０で、Ｓ4 をオフ、Ｓ2 をオンさせる。
で、Ｘは＋ＥMAX 〜−Ｅ MAX の間を変化する三角波、Ｙ
はＸの反転値（または位相が電気角で１８０°ずれた三
角波）である。また、ｅi はＰＷＭ制御入力信号であ
る。入力信号ｅi と三角波Ｘ、Ｙとを比較し、素子Ｓ1
〜Ｓ4 のゲ―ト信号ｇ1 ，ｇ2 を作る。即ち、ｅi ＞Ｘ
で、かつｅi ＞Ｙのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ1 をオン、Ｓ
3 をオフさせる。ｅi ≦Ｘ、またはｅi ≦Ｙのとき、ｇ
1 ＝０で、Ｓ1 をオフ、Ｓ3 をオンさせる。ｅi ＜Ｘ
で、かつｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 をオン、Ｓ
2 をオフさせる。ｅi ≧Ｘ、またはｅi ≧Ｙのとき、ｇ
2 ＝０で、Ｓ4 をオフ、Ｓ2 をオンさせる。
【０００８】この結果、出力電圧ＶU は、図の最下段の
ようになる。このように、中性点クランプ式インバ―タ
では、出力電圧ＶU として、３レベル（＋Ｖd ／２，
０，−Ｖd ／２）の電圧が得られ、高調波成分の少ない
電圧波形となる。電動機負荷の場合は、電流の脈動は小
さくなり、トルクリップルも低減できる利点がある。
ようになる。このように、中性点クランプ式インバ―タ
では、出力電圧ＶU として、３レベル（＋Ｖd ／２，
０，−Ｖd ／２）の電圧が得られ、高調波成分の少ない
電圧波形となる。電動機負荷の場合は、電流の脈動は小
さくなり、トルクリップルも低減できる利点がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図７は、図６と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅi が急激に変化した場合の動作を表す。
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図７は、図６と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅi が急激に変化した場合の動作を表す。
【００１０】ｅi がａ点で、正から負に急変すると、ゲ
―ト信号ｇ1 は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ2 は
「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に従っ
て、素子Ｓ1 〜Ｓ4 が瞬時にオン、オフできれば、出力
電圧ＶU は図示のようになり、何の問題も発生しない。
―ト信号ｇ1 は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ2 は
「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に従っ
て、素子Ｓ1 〜Ｓ4 が瞬時にオン、オフできれば、出力
電圧ＶU は図示のようになり、何の問題も発生しない。
【００１１】しかし、大容量のインバ―タでは、自己消
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。
【００１２】このスナバ回路のコンデンサの電圧を初期
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。
【００１３】図８は、図７のａ点付近のゲート信号の動
作を拡大したものでゲート信号ｇ1＝１の幅が最小オン
時間Δｔより狭くなった場合を示す。素子Ｓ1 の最小オ
ン時間Δｔは素子自体を保護するために不可欠なもので
あり、最終的に素子へのゲートパルスを作る回路によっ
て確保され、素子には最小オン時間Δｔが確保されたゲ
ート信号ｇ´が与えられる。この結果、ｇ1 ´とｇ2 と
が期間δだけ重なり、素子Ｓ1 がオン、Ｓ2 がオフ、Ｓ
3 がオフ、Ｓ4 がオンとなる。
作を拡大したものでゲート信号ｇ1＝１の幅が最小オン
時間Δｔより狭くなった場合を示す。素子Ｓ1 の最小オ
ン時間Δｔは素子自体を保護するために不可欠なもので
あり、最終的に素子へのゲートパルスを作る回路によっ
て確保され、素子には最小オン時間Δｔが確保されたゲ
ート信号ｇ´が与えられる。この結果、ｇ1 ´とｇ2 と
が期間δだけ重なり、素子Ｓ1 がオン、Ｓ2 がオフ、Ｓ
3 がオフ、Ｓ4 がオンとなる。
【００１４】図５の主回路において、出力電流ＩU が図
の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ3 、Ｄ4 が
導通し、かつ素子Ｓ1 にオン信号が来ているので、素子
Ｓ2に直流全電圧Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2が印加される。逆
に、出力電流ＩU が図の矢印と反対方向にながれている
場合は、ダイオ―ドＤ1 、Ｄ2 が導通し、Ｓ4 にオン信
号が入っているので、素子Ｓ3 に全電圧Ｖd が印加され
る。中性点クランプ式インバ―タでは、各素子（各ア―
ム）の耐圧は直流電圧Ｖd の半分が印加されるものとし
て設計されており、全電圧が印加された場合、過電圧に
より素子破壊に至ってしまう。
の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ3 、Ｄ4 が
導通し、かつ素子Ｓ1 にオン信号が来ているので、素子
Ｓ2に直流全電圧Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2が印加される。逆
に、出力電流ＩU が図の矢印と反対方向にながれている
場合は、ダイオ―ドＤ1 、Ｄ2 が導通し、Ｓ4 にオン信
号が入っているので、素子Ｓ3 に全電圧Ｖd が印加され
る。中性点クランプ式インバ―タでは、各素子（各ア―
ム）の耐圧は直流電圧Ｖd の半分が印加されるものとし
て設計されており、全電圧が印加された場合、過電圧に
より素子破壊に至ってしまう。
【００１５】図７は入力信号ｅi が大きく急激に変化し
た場合を例にとって説明したが、三角波ＸとＹが交差す
る点（ｂ点）では入力信号ｅi が正負に少しでも変化す
ると、上記問題点が発生する。
た場合を例にとって説明したが、三角波ＸとＹが交差す
る点（ｂ点）では入力信号ｅi が正負に少しでも変化す
ると、上記問題点が発生する。
【００１６】このように従来の中性点クランプ式インバ
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅiの急変に対し
て弱く、特に三角波ＸとＹが交差する点付近では頻繁に
素子破壊の危険にさらされることになる。
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅiの急変に対し
て弱く、特に三角波ＸとＹが交差する点付近では頻繁に
素子破壊の危険にさらされることになる。
【００１７】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅiが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅiが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］
【００１８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明は、直流端子間に接続され中性点出力端子を備
えた直流電源と、前記直流端子間に同一極性で直列接続
された４個の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 と、
これらの各素子にそれぞれ逆並列接続されるフリ―ホイ
リングダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と、直列接続
されている前記２個の自己消弧素子Ｓ 2 ，Ｓ 3 に逆並列
接続されるクランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列回路
と、前記自己消弧素子Ｓ 1 とＳ 3 及びＳ 2 とＳ 4 とが逆
動作するように最小オン・オフ時間が確保されたゲート
信号でオンオフ制御するゲート制御手段を備え、前記ク
ランプ用ダイオ―ドＤ 5 ，Ｄ 6 の直列接続点と前記中性
点出力端子とを接続し、前記４個の自己消弧素子Ｓ 1 ，
Ｓ 2 ，Ｓ 3 ，Ｓ 4 の直列回路の中間接続点に交流端子を
設けた中性点クランプ式電力変換器において、パルス幅
変調制御用搬送波として、１つは零と＋Ｅmax 間で変化
する三角波Ｘ、もう１つは該三角波Ｘと周波数と位相が
一致し零と−Ｅmax 間で変化する三角波Ｙを発生する手
段と、−Ｅmax ≦ｅ i ≦＋Ｅmax を満すＰＷＭ制御入力
信号ｅ i を発生する手段と、この２つの三角波Ｘ，Ｙと
ＰＷＭ制御入力信号ｅi とを比較し、ｅi ＞Ｘのとき、
前記素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンさせ素子Ｓ3 ，Ｓ4 をオフさ
せるゲート信号を発生し、Ｙ≦ｅi ≦Ｘのとき、前記素
子Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさせ素子Ｓ1 ，Ｓ4 をオフさせるゲ
ート信号を発生し、ｅi ＜Ｙのとき、前記素子Ｓ3 ，Ｓ
4 をオンさせ素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオフさせるゲート信号を
発生するようにパルス幅変調制御する手段を具備したこ
とを特徴とするものである。
に本発明は、直流端子間に接続され中性点出力端子を備
えた直流電源と、前記直流端子間に同一極性で直列接続
された４個の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 と、
これらの各素子にそれぞれ逆並列接続されるフリ―ホイ
リングダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と、直列接続
されている前記２個の自己消弧素子Ｓ 2 ，Ｓ 3 に逆並列
接続されるクランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列回路
と、前記自己消弧素子Ｓ 1 とＳ 3 及びＳ 2 とＳ 4 とが逆
動作するように最小オン・オフ時間が確保されたゲート
信号でオンオフ制御するゲート制御手段を備え、前記ク
ランプ用ダイオ―ドＤ 5 ，Ｄ 6 の直列接続点と前記中性
点出力端子とを接続し、前記４個の自己消弧素子Ｓ 1 ，
Ｓ 2 ，Ｓ 3 ，Ｓ 4 の直列回路の中間接続点に交流端子を
設けた中性点クランプ式電力変換器において、パルス幅
変調制御用搬送波として、１つは零と＋Ｅmax 間で変化
する三角波Ｘ、もう１つは該三角波Ｘと周波数と位相が
一致し零と−Ｅmax 間で変化する三角波Ｙを発生する手
段と、−Ｅmax ≦ｅ i ≦＋Ｅmax を満すＰＷＭ制御入力
信号ｅ i を発生する手段と、この２つの三角波Ｘ，Ｙと
ＰＷＭ制御入力信号ｅi とを比較し、ｅi ＞Ｘのとき、
前記素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンさせ素子Ｓ3 ，Ｓ4 をオフさ
せるゲート信号を発生し、Ｙ≦ｅi ≦Ｘのとき、前記素
子Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさせ素子Ｓ1 ，Ｓ4 をオフさせるゲ
ート信号を発生し、ｅi ＜Ｙのとき、前記素子Ｓ3 ，Ｓ
4 をオンさせ素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオフさせるゲート信号を
発生するようにパルス幅変調制御する手段を具備したこ
とを特徴とするものである。
【００１９】
【作用】本発明は、ＰＷＭ制御の搬送波として、１つは
０〜＋ＥMAX の間で変化する三角波Ｘ、もう１つは三角
波Ｘと同位相で０〜−ＥMAXの間で変化する三角波Ｙを
用い、この２つの三角波Ｘ，Ｙと入力信号ｅi とを比較
して中性点クランプ式電力変換器を構成する素子Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 のゲ―ト信号を作っている。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、 素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオン（Ｓ3 ，Ｓ
4 をオフ） Ｙ≦ｅi ≦Ｘのとき、素子Ｓ2 ，Ｓ3 をオン（Ｓ1 ，Ｓ
4 をオフ） ｅi ＜Ｙのとき、 素子Ｓ3 ，Ｓ4 をオン（Ｓ1 ，Ｓ
2 をオフ） となるようにパルス幅変調制御する。
０〜＋ＥMAX の間で変化する三角波Ｘ、もう１つは三角
波Ｘと同位相で０〜−ＥMAXの間で変化する三角波Ｙを
用い、この２つの三角波Ｘ，Ｙと入力信号ｅi とを比較
して中性点クランプ式電力変換器を構成する素子Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 のゲ―ト信号を作っている。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、 素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオン（Ｓ3 ，Ｓ
4 をオフ） Ｙ≦ｅi ≦Ｘのとき、素子Ｓ2 ，Ｓ3 をオン（Ｓ1 ，Ｓ
4 をオフ） ｅi ＜Ｙのとき、 素子Ｓ3 ，Ｓ4 をオン（Ｓ1 ，Ｓ
2 をオフ） となるようにパルス幅変調制御する。
【００２０】これにより、三角波ＸとＹは常にＥMAX だ
けの電圧差を有し、この電圧差以内に入力信号ｅi が変
化しても、ｅi ＞Ｘからｅi ＜Ｙの状態に、あるいはｅ
i ＜Ｙからｅi ＞Ｘの状態にモ―ドが直接変化すること
はなくなり、素子の最小オン時間を考慮しても、素子Ｓ
1 オンで素子Ｓ2 がオフ或いは素子Ｓ4 がオンで素子Ｓ
3 がオフとなるモ―ドが発生しなくなる。従って、素子
Ｓ2 あるいは素子Ｓ3 に直流全電圧が印加されることが
なくなり、従来の問題点を解決することができる。
けの電圧差を有し、この電圧差以内に入力信号ｅi が変
化しても、ｅi ＞Ｘからｅi ＜Ｙの状態に、あるいはｅ
i ＜Ｙからｅi ＞Ｘの状態にモ―ドが直接変化すること
はなくなり、素子の最小オン時間を考慮しても、素子Ｓ
1 オンで素子Ｓ2 がオフ或いは素子Ｓ4 がオンで素子Ｓ
3 がオフとなるモ―ドが発生しなくなる。従って、素子
Ｓ2 あるいは素子Ｓ3 に直流全電圧が印加されることが
なくなり、従来の問題点を解決することができる。
【００２１】
【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式インバ―
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。
【００２２】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 は自己消弧素子、Ｄ1Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ
4 はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクラン
プ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、ＣＴU は電流検出器
である。又、制御回路として、比較器ＣU ，Ｃ1 ，
Ｃ2 、電流制御補償回路ＧU (s) 、三角波発生器ＴＲ
Ｇ、シュミット回路ＳＨ1 ，ＳＨ2 が設けられている。
この図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負
荷の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成され
る。
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 は自己消弧素子、Ｄ1Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ
4 はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクラン
プ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、ＣＴU は電流検出器
である。又、制御回路として、比較器ＣU ，Ｃ1 ，
Ｃ2 、電流制御補償回路ＧU (s) 、三角波発生器ＴＲ
Ｇ、シュミット回路ＳＨ1 ，ＳＨ2 が設けられている。
この図は１相分（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負
荷の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に構成され
る。
【００２３】Ｕ相の負荷電流ＩU を電流検出器ＣＴU に
より検出し、電流制御回路の比較器ＣU に入力する。比
較器ＣU は電流指令値ＩU *と電流検出値ＩU とを比較
し、偏差εU ＝ＩU *−ＩU を求める。当該偏差εU を
次の制御補償回路ＧU (s) で増幅し、ＰＷＭ制御の入力
信号ｅi とする。
より検出し、電流制御回路の比較器ＣU に入力する。比
較器ＣU は電流指令値ＩU *と電流検出値ＩU とを比較
し、偏差εU ＝ＩU *−ＩU を求める。当該偏差εU を
次の制御補償回路ＧU (s) で増幅し、ＰＷＭ制御の入力
信号ｅi とする。
【００２４】三角波発生器ＴＲＧは２つの三角波Ｘ，Ｙ
を発生し、比較器Ｃ1 ，Ｃ2 に入力する。比較器Ｃ1 は
三角波Ｘと前記入力信号ｅi を比較しシュミット回路Ｓ
Ｈ1を介して素子素子Ｓ1 とＳ3 のゲ―ト信号ｇ1 を作
る。又、比較器Ｃ2 は三角波Ｙと前記入力信号ｅi を比
較し、シュミット回路ＳＨ2 を介して素子素子Ｓ2 とＳ
4 のゲ―ト信号ｇ2 を作る。図２は、本発明の動作を説
明するためのタイムチャ―ト図である。
を発生し、比較器Ｃ1 ，Ｃ2 に入力する。比較器Ｃ1 は
三角波Ｘと前記入力信号ｅi を比較しシュミット回路Ｓ
Ｈ1を介して素子素子Ｓ1 とＳ3 のゲ―ト信号ｇ1 を作
る。又、比較器Ｃ2 は三角波Ｙと前記入力信号ｅi を比
較し、シュミット回路ＳＨ2 を介して素子素子Ｓ2 とＳ
4 のゲ―ト信号ｇ2 を作る。図２は、本発明の動作を説
明するためのタイムチャ―ト図である。
【００２５】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘは０〜＋ＥMAX の間
で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波Ｙは
０〜−ＥMAX の間で変化する一定周波数の三角波で、搬
送波Ｘと同相になっている。即ち、Ｘ＝＋ＥMAX のと
き、Ｙ＝０となり、Ｘ＝０ のとき、Ｙ＝−ＥMAX
となる。故に、ｂ1 点（Ｘ＝０）からｂ2 点（Ｙ＝−Ｅ
MAX ）まで、電圧差としてＥMAXの差がある。ＰＷＭ制
御入力信号ｅi と前記三角波Ｘ，Ｙとを比較し、ゲ―ト
信号ｇ1 及びｇ2 を作る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、素子Ｓ1 をオン（素子Ｓ
3 をオフ） ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、素子Ｓ1 をオフ（素子Ｓ
3 をオン） ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、素子Ｓ4 をオン（素子Ｓ
2 をオフ） ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、素子Ｓ4 をオフ（素子Ｓ
2 をオン） とする。このとき、インバ―タの出力電圧ＶU は、次の
ように変化する。但し、全体の直流電圧をＶd とし、Ｖ
d1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。即ち、 素子Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ 素子Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ 素子Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となり、３レベルの出力電圧となる。その平均値ＶU は
上記入力信号ｅi に比例位した値となる。
で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波Ｙは
０〜−ＥMAX の間で変化する一定周波数の三角波で、搬
送波Ｘと同相になっている。即ち、Ｘ＝＋ＥMAX のと
き、Ｙ＝０となり、Ｘ＝０ のとき、Ｙ＝−ＥMAX
となる。故に、ｂ1 点（Ｘ＝０）からｂ2 点（Ｙ＝−Ｅ
MAX ）まで、電圧差としてＥMAXの差がある。ＰＷＭ制
御入力信号ｅi と前記三角波Ｘ，Ｙとを比較し、ゲ―ト
信号ｇ1 及びｇ2 を作る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、素子Ｓ1 をオン（素子Ｓ
3 をオフ） ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、素子Ｓ1 をオフ（素子Ｓ
3 をオン） ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、素子Ｓ4 をオン（素子Ｓ
2 をオフ） ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、素子Ｓ4 をオフ（素子Ｓ
2 をオン） とする。このとき、インバ―タの出力電圧ＶU は、次の
ように変化する。但し、全体の直流電圧をＶd とし、Ｖ
d1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。即ち、 素子Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ 素子Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ 素子Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となり、３レベルの出力電圧となる。その平均値ＶU は
上記入力信号ｅi に比例位した値となる。
【００２６】今、ａ点で入力信号ｅi が急変した場合を
考える。ゲ―ト信号ｇ1 の幅が素子Ｓ1 の最小オン時間
Δｔより短くなるが、当該最小オン時間Δｔを確保する
ため破線で示す信号ｇ1 ´となる。しかし入力信号ｅi
の変化がＥMAX より小さい場合、ｅi は三角波Ｙとａ点
で交差することなく、ゲ―ト信号ｇ2は「０」の状態を
保つ。この結果、ｇ1 ´＝１とｇ2 ＝１の期間が重なる
ことはなく、素子Ｓ1がオンのときは素子Ｓ2も必ずオン
となっている。同様に、素子Ｓ4 がオンのときは素子Ｓ
3 も必ずオン状態を保っている。
考える。ゲ―ト信号ｇ1 の幅が素子Ｓ1 の最小オン時間
Δｔより短くなるが、当該最小オン時間Δｔを確保する
ため破線で示す信号ｇ1 ´となる。しかし入力信号ｅi
の変化がＥMAX より小さい場合、ｅi は三角波Ｙとａ点
で交差することなく、ゲ―ト信号ｇ2は「０」の状態を
保つ。この結果、ｇ1 ´＝１とｇ2 ＝１の期間が重なる
ことはなく、素子Ｓ1がオンのときは素子Ｓ2も必ずオン
となっている。同様に、素子Ｓ4 がオンのときは素子Ｓ
3 も必ずオン状態を保っている。
【００２７】これを言い代えると、素子Ｓ2 がオフのと
き素子Ｓ1 もオフとなっており、図１の出力電流ＩU が
矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ3 ，Ｄ4 が
導通し、全電圧Ｖd が素子Ｓ1 とＳ2 の直列回路に印加
されるが、両者ともオフなので、各素子にはＶd ／２の
電圧が印加される。同様に、素子Ｓ3 がオフのときは素
子Ｓ4 もオフとなっており、やはり各素子にはＶd ／２
以上の電圧は印加されない。
き素子Ｓ1 もオフとなっており、図１の出力電流ＩU が
矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ3 ，Ｄ4 が
導通し、全電圧Ｖd が素子Ｓ1 とＳ2 の直列回路に印加
されるが、両者ともオフなので、各素子にはＶd ／２の
電圧が印加される。同様に、素子Ｓ3 がオフのときは素
子Ｓ4 もオフとなっており、やはり各素子にはＶd ／２
以上の電圧は印加されない。
【００２８】即ち、従来のＰＷＭ制御装置によると、入
力信号ｅi が零点付近で変動すると、４つの素子Ｓ1 〜
Ｓ4 のうち、内側の素子Ｓ2 かＳ3 のいずれかに直流全
電圧Ｖd が印加される危険があったが、本発明によれば
その危険を除去できる。
力信号ｅi が零点付近で変動すると、４つの素子Ｓ1 〜
Ｓ4 のうち、内側の素子Ｓ2 かＳ3 のいずれかに直流全
電圧Ｖd が印加される危険があったが、本発明によれば
その危険を除去できる。
【００２９】以上はＵ相分のインバ―タについて説明し
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。尚、搬送波Ｘ，Ｙの周波数は一
定として説明したが、両者の位相が一致していれば、周
波数を可変しても同様に適用できることは言うまでもな
い。
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。尚、搬送波Ｘ，Ｙの周波数は一
定として説明したが、両者の位相が一致していれば、周
波数を可変しても同様に適用できることは言うまでもな
い。
【００３０】図３は単相フルブリッジ結線の中性点クラ
ンプ式インバ―タの主回路構成を示すもので、図４はそ
のインバ―タに本発明を適用したときのタイムチャ―ト
図を示す。
ンプ式インバ―タの主回路構成を示すもので、図４はそ
のインバ―タに本発明を適用したときのタイムチャ―ト
図を示す。
【００３１】図中、Ｖd1，ｖd2は直流電源、Ｓ1 〜Ｓ8
は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ8 はフリ―ホイリングダイオ
―ド、Ｄ9 〜Ｄ12はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは
負荷である。以下、図４を用いて図３のインバ―タのＰ
ＷＭ制御動作を説明する。
は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ8 はフリ―ホイリングダイオ
―ド、Ｄ9 〜Ｄ12はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは
負荷である。以下、図４を用いて図３のインバ―タのＰ
ＷＭ制御動作を説明する。
【００３２】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘ1 ，Ｘ2 は０〜＋Ｅ
MAX の間で変化する一定周波数の三角波で、Ｘ2 はＸ1
に対して位相が１８０°ずれている。又、搬送波Ｙ1 ，
Ｙ2は０〜−ＥMAX の間で変化する一定周波数の三角波
で、それぞれＸ1 ，Ｘ2 と同相になっている。素子Ｓ1
とＳ3 のゲ―ト信号ｇ1 は入力信号ｅi と三角波Ｘ1 と
を比較することによって求められる。即ち、 ｅi ＞Ｘ1 のとき、ｇ1 ＝１で、素子Ｓ1をオン（素子
Ｓ3 をオフ） ｅi ≦Ｘ1 のとき、ｇ1 ＝０で、素子Ｓ1をオフ（素子
Ｓ3 をオン） となる。又、入力信号ｅi と三角波Ｙ1 とを比較するこ
とにより、素子Ｓ2 及びＳ4 のゲ―ト信号ｇ2 が得られ
る。 ｅi ＜Ｙ1 のとき、ｇ2 ＝１で、素子Ｓ4をオン（素子
Ｓ2 をオフ） ｅi ≧Ｙ1 のとき、ｇ2 ＝０で、素子Ｓ4をオフ（素子
Ｓ2 をオン） となる。同様に、入力信号ｅi と三角波Ｘ2 ，Ｙ2 を比
較することにより、素子Ｓ5 〜Ｓ8 のゲ―ト信号ｇ3 ，
ｇ4 が得られる。即ち、 ｅi ＞Ｘ2 のとき、ｇ3 ＝１で、素子Ｓ8 をオン（素子
Ｓ6 をオフ） ｅi ≦Ｘ2 のとき、ｇ3 ＝０で、素子Ｓ8 をオフ（素子
Ｓ6 をオン） ｅi ＜Ｙ2 のとき、ｇ4 ＝１で、素子Ｓ5 をオン（素子
Ｓ7 をオフ） ｅi ≧Ｙ2 のとき、ｇ4 ＝０で、素子Ｓ5 をオフ（素子
Ｓ7 をオン） となる。この結果、図３のＡ点の電圧ＶA およびＢ点の
電圧ＶBは図４に示すようになり、負荷ＬＯＡＤに印加
される電圧ＶU はの平均値は前記ＰＷＭ制御入力信号ｅ
i に比例した値となる。
MAX の間で変化する一定周波数の三角波で、Ｘ2 はＸ1
に対して位相が１８０°ずれている。又、搬送波Ｙ1 ，
Ｙ2は０〜−ＥMAX の間で変化する一定周波数の三角波
で、それぞれＸ1 ，Ｘ2 と同相になっている。素子Ｓ1
とＳ3 のゲ―ト信号ｇ1 は入力信号ｅi と三角波Ｘ1 と
を比較することによって求められる。即ち、 ｅi ＞Ｘ1 のとき、ｇ1 ＝１で、素子Ｓ1をオン（素子
Ｓ3 をオフ） ｅi ≦Ｘ1 のとき、ｇ1 ＝０で、素子Ｓ1をオフ（素子
Ｓ3 をオン） となる。又、入力信号ｅi と三角波Ｙ1 とを比較するこ
とにより、素子Ｓ2 及びＳ4 のゲ―ト信号ｇ2 が得られ
る。 ｅi ＜Ｙ1 のとき、ｇ2 ＝１で、素子Ｓ4をオン（素子
Ｓ2 をオフ） ｅi ≧Ｙ1 のとき、ｇ2 ＝０で、素子Ｓ4をオフ（素子
Ｓ2 をオン） となる。同様に、入力信号ｅi と三角波Ｘ2 ，Ｙ2 を比
較することにより、素子Ｓ5 〜Ｓ8 のゲ―ト信号ｇ3 ，
ｇ4 が得られる。即ち、 ｅi ＞Ｘ2 のとき、ｇ3 ＝１で、素子Ｓ8 をオン（素子
Ｓ6 をオフ） ｅi ≦Ｘ2 のとき、ｇ3 ＝０で、素子Ｓ8 をオフ（素子
Ｓ6 をオン） ｅi ＜Ｙ2 のとき、ｇ4 ＝１で、素子Ｓ5 をオン（素子
Ｓ7 をオフ） ｅi ≧Ｙ2 のとき、ｇ4 ＝０で、素子Ｓ5 をオフ（素子
Ｓ7 をオン） となる。この結果、図３のＡ点の電圧ＶA およびＢ点の
電圧ＶBは図４に示すようになり、負荷ＬＯＡＤに印加
される電圧ＶU はの平均値は前記ＰＷＭ制御入力信号ｅ
i に比例した値となる。
【００３３】入力信号ｅi が急変してもその変動幅がＥ
MAX より小さければ、図２で説明したときと同様の効果
が得られる。もちろん、入力信号の変動幅がＥMAX より
大きくなっても、それが緩やかに変化するのであれば何
の問題も発生しない。
MAX より小さければ、図２で説明したときと同様の効果
が得られる。もちろん、入力信号の変動幅がＥMAX より
大きくなっても、それが緩やかに変化するのであれば何
の問題も発生しない。
【００３４】尚、図１の制御回路は説明を分り易くする
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもな
い。
ため、ハ―ドウェアの制御ブロック図として表したが、
マイクロコンピュ―タ等を用いて本発明をソフトウェア
による演算で行なうことができることは言うまでもな
い。
【００３５】以上は直流電力を交流電力に変換するイン
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】以上説明のように、本発明の中性点クラ
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変してもその変化の幅が許容値以内であれ
ば、１つの素子に直流全電圧が印加されるようなモ―ド
を避けることができ、素子破壊の危険をなくすることが
可能となる。
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変してもその変化の幅が許容値以内であれ
ば、１つの素子に直流全電圧が印加されるようなモ―ド
を避けることができ、素子破壊の危険をなくすることが
可能となる。
【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。
【図２】本発明の動作を説明するためのタイムチャ―ト
図。
図。
【図３】本発明が適用できる中性点クランプ式電力変換
器の他の実施例を示す主回路構成図。
器の他の実施例を示す主回路構成図。
【図４】［図３］に示す本中性点クランプ式電力変換器
に本発明を適用した場合の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。
に本発明を適用した場合の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。
【図５】本発明が適用される中性点クランプ式電力変換
器の主回路構成図。
器の主回路構成図。
【図６】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。
【図７】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合の動作
を説明するためのタイムチャ―ト図。
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合の動作
を説明するためのタイムチャ―ト図。
【図８】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するための［図７］のタイムチャ―ト図の
一部を拡大した図。
の動作を説明するための［図７］のタイムチャ―ト図の
一部を拡大した図。
Ｖd1，Ｖd2…直流電源、Ｓ1 〜Ｓ4 …自己消弧素子、Ｄ
1 〜Ｄ4 …フリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 …
クランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負荷、ＣＴU…電流
検出器、ＣU ，Ｃ1 ，Ｃ2 …比較器、ＧU (s) …電流制
御補償回路、ＴＲＧ…三角波発生器、ＳＨ1 ，ＳＨ2 …
シュミット回路。
1 〜Ｄ4 …フリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 …
クランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤ…負荷、ＣＴU…電流
検出器、ＣU ，Ｃ1 ，Ｃ2 …比較器、ＧU (s) …電流制
御補償回路、ＴＲＧ…三角波発生器、ＳＨ1 ，ＳＨ2 …
シュミット回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 直流端子間に接続され中性点出力端子を
備えた直流電源と、前記直流端子間に同一極性で直列接
続された４個の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4
と、これらの各素子にそれぞれ逆並列接続されるフリ―
ホイリングダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と、直列
接続されている前記２個の自己消弧素子Ｓ 2 ，Ｓ 3 に逆
並列接続されるクランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列
回路と、前記自己消弧素子Ｓ 1 とＳ 3 及びＳ 2 とＳ 4 と
が逆動作するように最小オン・オフ時間が確保されたゲ
ート信号でオンオフ制御するゲート制御手段を備え、前
記クランプ用ダイオ―ドＤ 5 ，Ｄ 6 の直列接続点と前記
中性点出力端子とを接続し、前記４個の自己消弧素子Ｓ
1 ，Ｓ 2 ，Ｓ 3 ，Ｓ 4 の直列回路の中間接続点に交流端
子を設けた中性点クランプ式電力変換器において、 パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零と＋Ｅmax
間で変化する三角波Ｘ、もう１つは該三角波Ｘと周波数
と位相が一致し零と−Ｅmax 間で変化する三角波Ｙを発
生する手段と、−Ｅmax ≦ｅ i ≦＋Ｅmax を満すＰＷＭ
制御入力信号ｅ i を発生する手段と、 この２つの三角波Ｘ，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅi とを
比較し、 ｅi ＞Ｘのとき、前記素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンさせ素子Ｓ
3 ，Ｓ4 をオフさせるゲート信号を発生し、 Ｙ≦ｅi ≦Ｘのとき、前記素子Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさせ素
子Ｓ1 ，Ｓ4 をオフさせるゲート信号を発生し、 ｅi ＜Ｙのとき、前記素子Ｓ3 ，Ｓ4 をオンさせ素子Ｓ
1 ，Ｓ2 をオフさせるゲート信号を発生するようにパル
ス幅変調制御する手段を具備して成る中性点クランプ式
電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3033910A JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3033910A JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04275057A JPH04275057A (ja) | 1992-09-30 |
| JPH0767272B2 true JPH0767272B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=12399675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3033910A Expired - Lifetime JPH0767272B2 (ja) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767272B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH077957A (ja) * | 1993-06-14 | 1995-01-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP3864307B2 (ja) * | 2002-06-12 | 2006-12-27 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5917723A (ja) * | 1982-07-21 | 1984-01-30 | Internatl Rectifier Corp Japan Ltd | ゲ−トタ−ンオフサイリスタのゲ−ト駆動方法 |
| JPS6447277A (en) * | 1987-08-14 | 1989-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse width modulation system for power converter |
| JP2821168B2 (ja) * | 1989-03-31 | 1998-11-05 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
-
1991
- 1991-02-28 JP JP3033910A patent/JPH0767272B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04275057A (ja) | 1992-09-30 |
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