JPH0767277B2 - 他励型スィッチング電源の制御回路 - Google Patents
他励型スィッチング電源の制御回路Info
- Publication number
- JPH0767277B2 JPH0767277B2 JP60109894A JP10989485A JPH0767277B2 JP H0767277 B2 JPH0767277 B2 JP H0767277B2 JP 60109894 A JP60109894 A JP 60109894A JP 10989485 A JP10989485 A JP 10989485A JP H0767277 B2 JPH0767277 B2 JP H0767277B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- mos type
- capacitor
- inverting circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の概要〕 本発明は、入力端子に入力された直流電力が、トランス
とスイッチング素子を通して一旦、高周波の交流電力に
変換され、電圧変換および安定化の動作を経たあと、ダ
イオードおよび平滑コンデンサにより再び直流電力に変
換される他励型スイッチング電源において、出力電圧の
安定化およびスイッチング動作の発振・駆動機能を行な
う三角波発生回路、比較回路、発振・駆動回路から構成
される制御回路に関するもので、発振・駆動回路をＣ−
MOS形の反転回路で構成し、反転回路のしきい値電圧を
利用して比較回路を構成するとともに、コンデンサをフ
ォトカップラの出力電流で充電する簡易な三角波発生回
路を用いたことにより消費電力が小さく、耐ノイズ性に
優れた他励型スイッチング電源の制御回路である。
とスイッチング素子を通して一旦、高周波の交流電力に
変換され、電圧変換および安定化の動作を経たあと、ダ
イオードおよび平滑コンデンサにより再び直流電力に変
換される他励型スイッチング電源において、出力電圧の
安定化およびスイッチング動作の発振・駆動機能を行な
う三角波発生回路、比較回路、発振・駆動回路から構成
される制御回路に関するもので、発振・駆動回路をＣ−
MOS形の反転回路で構成し、反転回路のしきい値電圧を
利用して比較回路を構成するとともに、コンデンサをフ
ォトカップラの出力電流で充電する簡易な三角波発生回
路を用いたことにより消費電力が小さく、耐ノイズ性に
優れた他励型スイッチング電源の制御回路である。
本発明は他励型スイッチング電源の制御回路に関し、と
くに構成部品点数の軽減をはかった消費電力の小さい耐
ノイズ性に優れた他励型スイッチング電源の制御回路に
関するものである。
くに構成部品点数の軽減をはかった消費電力の小さい耐
ノイズ性に優れた他励型スイッチング電源の制御回路に
関するものである。
第５図は従来の他励型スイッチング電源の制御回路の構
成を示すものであり1A,1Bは入力端子、２は入力平滑コ
ンデンサ、３はトランス、４はスイッチング素子、５は
ダイオード、６は出力平滑コンデンサ、7,8は電圧検出
用抵抗、９は増幅器、10は基準電圧、11はフォトカップ
ラ、12は比較増幅器、13は駆動回路、14は発振器、15は
三角波発生回路である。同図において、入力端子1A,1B
に入力された直流電力はトランス３とスイッチング素子
４を通して、一旦高周波の交流電力に変換され、電圧変
換および安定化の動作を経たあと、ダイオード５および
出力平滑コンデンサ６により再び直流電力に変換され
る。同図において、出力電圧の安定化および発振・駆動
の動作は以下の通りである。
成を示すものであり1A,1Bは入力端子、２は入力平滑コ
ンデンサ、３はトランス、４はスイッチング素子、５は
ダイオード、６は出力平滑コンデンサ、7,8は電圧検出
用抵抗、９は増幅器、10は基準電圧、11はフォトカップ
ラ、12は比較増幅器、13は駆動回路、14は発振器、15は
三角波発生回路である。同図において、入力端子1A,1B
に入力された直流電力はトランス３とスイッチング素子
４を通して、一旦高周波の交流電力に変換され、電圧変
換および安定化の動作を経たあと、ダイオード５および
出力平滑コンデンサ６により再び直流電力に変換され
る。同図において、出力電圧の安定化および発振・駆動
の動作は以下の通りである。
抵抗7,8により出力電圧を検出し、制御信号発生回路を
形成する増幅器９および基準電圧10により構成される誤
差増幅器に入力して、出力電圧の変動量に応じた制御信
号を作成し、フォトカップラ11を介して入力側の制御回
路に伝える。入力側では、発振器14の信号を受けて三角
波を出力する三角波発生回路15の三角波出力と、フォト
カップラ11を介して伝達される信号電圧とを比較増幅器
12に入力する。ここで出力側の誤差増幅器は出力電圧の
変動に応じた制御信号をフォトカップラ11に伝達するよ
う構成されているので、比較増幅器12は、制御信号と三
角波とを比較することにより、出力電圧の変動に応じて
パルス幅制御されたパルス電圧を出力でき、このパルス
電圧を駆動回路13に伝え、スイッチング素子４を駆動す
る。このように構成することにより、入力電圧や負荷の
変動に対して出力電圧が変動しようとする場合、制御回
路によりスイッチング素子に印加するパルス幅を制御し
出力電圧を一定に保つことができる。
形成する増幅器９および基準電圧10により構成される誤
差増幅器に入力して、出力電圧の変動量に応じた制御信
号を作成し、フォトカップラ11を介して入力側の制御回
路に伝える。入力側では、発振器14の信号を受けて三角
波を出力する三角波発生回路15の三角波出力と、フォト
カップラ11を介して伝達される信号電圧とを比較増幅器
12に入力する。ここで出力側の誤差増幅器は出力電圧の
変動に応じた制御信号をフォトカップラ11に伝達するよ
う構成されているので、比較増幅器12は、制御信号と三
角波とを比較することにより、出力電圧の変動に応じて
パルス幅制御されたパルス電圧を出力でき、このパルス
電圧を駆動回路13に伝え、スイッチング素子４を駆動す
る。このように構成することにより、入力電圧や負荷の
変動に対して出力電圧が変動しようとする場合、制御回
路によりスイッチング素子に印加するパルス幅を制御し
出力電圧を一定に保つことができる。
従来のパルス幅制御回路は、発振器の他、三角波発生回
路と比較回路が必要となり、回路構成が複雑で、部品数
が多くなるという問題があった。この部品数が多いとい
う問題を解決するため、これらの機能を内蔵したスイッ
チング電源用ICはあるが、バイポーラ形のICであるため
消費電力が大きく、小電力のスイッチング電源の高効率
を要求される分野には使用できないという欠点があっ
た。
路と比較回路が必要となり、回路構成が複雑で、部品数
が多くなるという問題があった。この部品数が多いとい
う問題を解決するため、これらの機能を内蔵したスイッ
チング電源用ICはあるが、バイポーラ形のICであるため
消費電力が大きく、小電力のスイッチング電源の高効率
を要求される分野には使用できないという欠点があっ
た。
また、従来例において、フォトカップラの出力は直流で
あるため、スイッチングに伴って発生するノイズの影響
を受け、比較回路が誤動作する可能性があるという問題
があった。
あるため、スイッチングに伴って発生するノイズの影響
を受け、比較回路が誤動作する可能性があるという問題
があった。
本発明は、従来の問題点を解決するため、従来の制御信
号発生回路の出力を伝達するフォトカップラの出力側に
接続した、フォトカップラの出力信号または出力信号を
増幅した電流を充電するコンデンサと、コンデンサに接
続した、コンデンサの充電電圧が内蔵されたしきい値電
圧を超えると出力を反転する反転回路と、反転回路に接
続した、反転回路の出力が反転したとき他励型スイッチ
ング電源のスイッチング素子をオフとし、あらかじめ定
められた発振回路のオフ期間にコンデンサを放電する発
振・駆動回路とを備えた構成の制御回路である。
号発生回路の出力を伝達するフォトカップラの出力側に
接続した、フォトカップラの出力信号または出力信号を
増幅した電流を充電するコンデンサと、コンデンサに接
続した、コンデンサの充電電圧が内蔵されたしきい値電
圧を超えると出力を反転する反転回路と、反転回路に接
続した、反転回路の出力が反転したとき他励型スイッチ
ング電源のスイッチング素子をオフとし、あらかじめ定
められた発振回路のオフ期間にコンデンサを放電する発
振・駆動回路とを備えた構成の制御回路である。
すなわち、従来の制御回路において、本発明は発振回路
をＣ−MOS形の反転回路で構成し、反転回路のしきい値
電圧を利用して比較回路を構成するとともに、コンデン
サをフォトカップラの出力電流で充電する簡易な三角波
発生回路を用いたことを最も主要な特徴とする。
をＣ−MOS形の反転回路で構成し、反転回路のしきい値
電圧を利用して比較回路を構成するとともに、コンデン
サをフォトカップラの出力電流で充電する簡易な三角波
発生回路を用いたことを最も主要な特徴とする。
本発明は、従来の制御回路に対して、次の差異がある。
従来技術では、三角波発生回路により一定の三角波
を発生させて、比較回路の入力としているのに対し、本
発明では三角波発生回路をフォトカップラとコンデンサ
により構成し、コンデンサ充電時の充電電圧を三角波と
して利用するとともに、出力側からの信号に応じて充電
電圧の傾きを変化させるという、制御信号伝達の機能ま
でもたせていること。
を発生させて、比較回路の入力としているのに対し、本
発明では三角波発生回路をフォトカップラとコンデンサ
により構成し、コンデンサ充電時の充電電圧を三角波と
して利用するとともに、出力側からの信号に応じて充電
電圧の傾きを変化させるという、制御信号伝達の機能ま
でもたせていること。
発振回路を消費電力の少ないＣ−MOS形の反転回路I
Cを用いて構成していること（従来技術ではバイポーラ
形の発振回路を用いていた。） 従来技術では、一定の三角波電圧と変動する出力側
からの制御信号とを比較回路に入力してパルス幅制御を
行っていたのに対し、本発明では反転回路としてＣ−MO
S形の反転回路ICを用い、そのしきい値電圧と、出力側
からの制御信号であるコンデンサの充電電圧とを比較し
て発振・駆動回路に入力してパルス幅制御を行ってい
る。
Cを用いて構成していること（従来技術ではバイポーラ
形の発振回路を用いていた。） 従来技術では、一定の三角波電圧と変動する出力側
からの制御信号とを比較回路に入力してパルス幅制御を
行っていたのに対し、本発明では反転回路としてＣ−MO
S形の反転回路ICを用い、そのしきい値電圧と、出力側
からの制御信号であるコンデンサの充電電圧とを比較し
て発振・駆動回路に入力してパルス幅制御を行ってい
る。
本発明により制御回路の構成が簡易化でき、制御回路の
損失が少なく、耐ノイズ性に優れた他励型スイッチング
電源を構成できる。以下図面により説明する。
損失が少なく、耐ノイズ性に優れた他励型スイッチング
電源を構成できる。以下図面により説明する。
第１図は本発明の第一の実施例を示す図であって、16は
コンデンサ、17は反転回路、18は発振・駆動回路であ
る。第５図と同じ符号は同じ部分を示す。入力端子1A,1
B間に直流電圧が印加されると、トランス3,スイッチン
グ素子４により、高周波交流に変換され、電圧変換およ
び安定化が行われた後、再びダイオード５およびコンデ
ンサ６により整流平滑され、直流電圧が出力される。直
流出力電圧は、抵抗７および８により検出され、増幅器
９および基準電圧10により、その変動分が誤差増幅さ
れ、フォトカップラ11により入力側に伝達される。い
ま、スイッチング素子４がオンの状態にあるものとし
て、以下スイッチング動作を説明する。
コンデンサ、17は反転回路、18は発振・駆動回路であ
る。第５図と同じ符号は同じ部分を示す。入力端子1A,1
B間に直流電圧が印加されると、トランス3,スイッチン
グ素子４により、高周波交流に変換され、電圧変換およ
び安定化が行われた後、再びダイオード５およびコンデ
ンサ６により整流平滑され、直流電圧が出力される。直
流出力電圧は、抵抗７および８により検出され、増幅器
９および基準電圧10により、その変動分が誤差増幅さ
れ、フォトカップラ11により入力側に伝達される。い
ま、スイッチング素子４がオンの状態にあるものとし
て、以下スイッチング動作を説明する。
このフォトカップラ11の直流出力により、コンデンサ16
は充電され、その充電電圧が上昇し、ある一定の値を越
えると、反転回路17の出力が低レベルに反転する。発振
・駆動回路18では、この反転信号を受けて、スイッチン
グ素子４をオフに駆動する。この発振・駆動回路18は、
予め定めた発振周期で再びスイッチング素子４をオンに
駆動し、以下同様の動作をくり返す。なお、発振・駆動
回路18の動作については、後述する。
は充電され、その充電電圧が上昇し、ある一定の値を越
えると、反転回路17の出力が低レベルに反転する。発振
・駆動回路18では、この反転信号を受けて、スイッチン
グ素子４をオフに駆動する。この発振・駆動回路18は、
予め定めた発振周期で再びスイッチング素子４をオンに
駆動し、以下同様の動作をくり返す。なお、発振・駆動
回路18の動作については、後述する。
このように、本構成によれば発振・駆動回路18により、
一定の周期でスイッチング素子４のオン動作をくり返し
つつ、スイッチング素子４のオンからオフへのスイッチ
ングのタイミングをフォトカップラ11からの信号により
制御することが可能である。すなわち、出力電圧が定格
値より高くなると、フォトカップラ11の出力電流が増加
するように出力側制御回路を構成すると、このとき、コ
ンデンサ16の電圧が反転回路17のしきい値電圧に達する
時間が短くなり、反転回路17の出力の反転のタイミング
が早くなるため、スイッチング素子４のオン期間は短く
なり、出力電圧の上昇は抑制され、出力電圧は安定化さ
れる。
一定の周期でスイッチング素子４のオン動作をくり返し
つつ、スイッチング素子４のオンからオフへのスイッチ
ングのタイミングをフォトカップラ11からの信号により
制御することが可能である。すなわち、出力電圧が定格
値より高くなると、フォトカップラ11の出力電流が増加
するように出力側制御回路を構成すると、このとき、コ
ンデンサ16の電圧が反転回路17のしきい値電圧に達する
時間が短くなり、反転回路17の出力の反転のタイミング
が早くなるため、スイッチング素子４のオン期間は短く
なり、出力電圧の上昇は抑制され、出力電圧は安定化さ
れる。
以上延べたように本発明によれば、パルス幅制御のため
従来必要とされていた三角波発生回路と比較回路をコン
デンサと反転回路を用いて簡易に構成できるという効果
がある。
従来必要とされていた三角波発生回路と比較回路をコン
デンサと反転回路を用いて簡易に構成できるという効果
がある。
また、上記説明から明らかなように、フォトカップラの
出力電流は、コンデンサに充電されるため、高周波ノイ
ズに対して低インピーダンスとなるため、従来の構成に
比べて耐ノイズ特性が向上するという効果も得られる。
出力電流は、コンデンサに充電されるため、高周波ノイ
ズに対して低インピーダンスとなるため、従来の構成に
比べて耐ノイズ特性が向上するという効果も得られる。
第２図は、本発明の第二の実施例であって、19はトラン
ジスタであり、フォトカップラ11の出力を増幅するよう
に構成している。第１図と同じ符号は同じ部分を示す。
一般に、応答速度１μsec以下程度の高速スイッチング
形のフォトカップラは、電流伝達比が約15％程度と低
く、また逆に、電流伝達比が大きいものは、スイッチン
グ速度が遅くなるという欠点がある。このため、スイッ
チング速度の速いフォトカップラを用いると、出力側の
制御回路のバイアス電流を大きくして、フォトカップラ
に大きな電流を供給する必要が生じ、フォトカップラの
定格のアップや制御回路の損失が増加するという問題が
あった。また、スイッチング速度の遅いフォトカップラ
を用いると、フォトカップラは電流駆動形であるにもか
かわらず、スイッチング素子４のオンオフとともに高速
で充放電をくり返すコンデンサの充電の速度を正確に制
御できず、動作が不安定になる場合があるため、スイッ
チング素子の駆動周波数の高い用途には使用できないと
いう問題があった。
ジスタであり、フォトカップラ11の出力を増幅するよう
に構成している。第１図と同じ符号は同じ部分を示す。
一般に、応答速度１μsec以下程度の高速スイッチング
形のフォトカップラは、電流伝達比が約15％程度と低
く、また逆に、電流伝達比が大きいものは、スイッチン
グ速度が遅くなるという欠点がある。このため、スイッ
チング速度の速いフォトカップラを用いると、出力側の
制御回路のバイアス電流を大きくして、フォトカップラ
に大きな電流を供給する必要が生じ、フォトカップラの
定格のアップや制御回路の損失が増加するという問題が
あった。また、スイッチング速度の遅いフォトカップラ
を用いると、フォトカップラは電流駆動形であるにもか
かわらず、スイッチング素子４のオンオフとともに高速
で充放電をくり返すコンデンサの充電の速度を正確に制
御できず、動作が不安定になる場合があるため、スイッ
チング素子の駆動周波数の高い用途には使用できないと
いう問題があった。
本第二の実施例では、高速のトランジスタを用いて増幅
するため、高速スイッチング形のフォトカップラを用い
ることができるようになるとともに、フォトカップラ
は、トランジスタのベースに直流信号を伝達するだけで
よく、コンデンサ16の充放電に伴う充電電流の変化の影
響を受けないようになるため、低速のフォトカップラも
適用可能となる。これにより、安定で低損失な高速の制
御回路を構成できるという効果がある。
するため、高速スイッチング形のフォトカップラを用い
ることができるようになるとともに、フォトカップラ
は、トランジスタのベースに直流信号を伝達するだけで
よく、コンデンサ16の充放電に伴う充電電流の変化の影
響を受けないようになるため、低速のフォトカップラも
適用可能となる。これにより、安定で低損失な高速の制
御回路を構成できるという効果がある。
第３図は、本発明の第三の実施例であって、発振・駆動
回路18の回路接続を具体的に示したものである。201〜2
05は反転回路、21はコンデンサ、22,23は抵抗、24,25は
ダイオードである。第２図と同じ符号は同じ部分を示
す。17,201〜205はＣ−MOS形の反転回路（６回路分）を
IC1個のパッケージに内蔵した市販品を用いることがで
きる。反転回路201〜203とコンデンサ21と抵抗22で発振
回路を構成し、コンデンサ21および抵抗22により発振周
期を定め、反転回路17,204および205により、スイッチ
ング素子４のオン期間を制御するパルス幅制御を行う。
回路18の回路接続を具体的に示したものである。201〜2
05は反転回路、21はコンデンサ、22,23は抵抗、24,25は
ダイオードである。第２図と同じ符号は同じ部分を示
す。17,201〜205はＣ−MOS形の反転回路（６回路分）を
IC1個のパッケージに内蔵した市販品を用いることがで
きる。反転回路201〜203とコンデンサ21と抵抗22で発振
回路を構成し、コンデンサ21および抵抗22により発振周
期を定め、反転回路17,204および205により、スイッチ
ング素子４のオン期間を制御するパルス幅制御を行う。
いま、スイッチング素子４がオンの状態になったものと
する。フォトカップラ11の直流出力により、コンデンサ
16は充電を開始し、その充電電圧が上昇する。コンデン
サ16の充電電圧がある一定の値、すなわち、反転回路17
のしきい値を越えると反転回路17の出力が低レベルに反
転する。すると、反転回路205の出力が高レベルに反転
し，この出力により、反転回路204の出力が低レベルに
反転し、スイッチング素子４をオフに駆動する。この時
点ではまだ、発振回路の反転回路202の出力は高レベル
に維持されているため、コンデンサ16の充電は続き、反
転回路17の出力は低レベルに保たれる。発振回路が予め
定めたオン期間を終了し、オフ期間、すなわち、反転回
路202の出力が低レベルになると、コンデンサ16に蓄積
されていた電荷はダイオード25を通って放電を開始し、
コンデンサ16の充電電圧がある一定の値、すなわち、反
転回路17のしきい値を越えて下がると、反転回路17は反
転し、その出力は高レベルに戻る。しかし、発振回路の
反転回路202の出力は低レベルに維持されているため、
反転回路17の出力は、抵抗23、ダイオード24を通して電
流が流れるため、反転回路205の入力は低レベルに保た
れ、結果として、スイッチング素子４はオフの状態を継
続する。この発振回路のオフ期間にコンデンサ16の電荷
はダイオード25を通って放電される。発振回路の反転回
路202の出力が予め定めたオフ期間を経過し、高レベル
になると、抵抗23、ダイオード24を通して流れていた電
流がなくなるため、反転回路205の入力は高レベルにな
る。したがって反転回路205の出力は低レベルに反転
し、この出力により、反転回路204の出力が高レベルに
反転し，スイッチング素子４をオンに駆動する。同時に
コンデンサ16は充電を開始する。なお、ダイオード24お
よび25は、反転回路202の出力が高レベルのとき、反転
回路205およびコンデンサ16に電流が流入するのを防ぐ
ためのもので、23は電流制限用抵抗である。このよう
に、本実施例３によれば、発振・駆動回路をＣ−MOS形
の反転回路ICにわずかの抵抗、コンデンサ等を付加する
だけで構成できるため、回路の大幅な簡易化を達成でき
ると共に、Ｃ−MOS形のICは消費電力が極めて小さく、
従来のスイッチングレギュレータ用制御ICを用いる場合
に比べ、損失を少なくできるという効果がある。
する。フォトカップラ11の直流出力により、コンデンサ
16は充電を開始し、その充電電圧が上昇する。コンデン
サ16の充電電圧がある一定の値、すなわち、反転回路17
のしきい値を越えると反転回路17の出力が低レベルに反
転する。すると、反転回路205の出力が高レベルに反転
し，この出力により、反転回路204の出力が低レベルに
反転し、スイッチング素子４をオフに駆動する。この時
点ではまだ、発振回路の反転回路202の出力は高レベル
に維持されているため、コンデンサ16の充電は続き、反
転回路17の出力は低レベルに保たれる。発振回路が予め
定めたオン期間を終了し、オフ期間、すなわち、反転回
路202の出力が低レベルになると、コンデンサ16に蓄積
されていた電荷はダイオード25を通って放電を開始し、
コンデンサ16の充電電圧がある一定の値、すなわち、反
転回路17のしきい値を越えて下がると、反転回路17は反
転し、その出力は高レベルに戻る。しかし、発振回路の
反転回路202の出力は低レベルに維持されているため、
反転回路17の出力は、抵抗23、ダイオード24を通して電
流が流れるため、反転回路205の入力は低レベルに保た
れ、結果として、スイッチング素子４はオフの状態を継
続する。この発振回路のオフ期間にコンデンサ16の電荷
はダイオード25を通って放電される。発振回路の反転回
路202の出力が予め定めたオフ期間を経過し、高レベル
になると、抵抗23、ダイオード24を通して流れていた電
流がなくなるため、反転回路205の入力は高レベルにな
る。したがって反転回路205の出力は低レベルに反転
し、この出力により、反転回路204の出力が高レベルに
反転し，スイッチング素子４をオンに駆動する。同時に
コンデンサ16は充電を開始する。なお、ダイオード24お
よび25は、反転回路202の出力が高レベルのとき、反転
回路205およびコンデンサ16に電流が流入するのを防ぐ
ためのもので、23は電流制限用抵抗である。このよう
に、本実施例３によれば、発振・駆動回路をＣ−MOS形
の反転回路ICにわずかの抵抗、コンデンサ等を付加する
だけで構成できるため、回路の大幅な簡易化を達成でき
ると共に、Ｃ−MOS形のICは消費電力が極めて小さく、
従来のスイッチングレギュレータ用制御ICを用いる場合
に比べ、損失を少なくできるという効果がある。
反転回路は反転回路ICを用いて構成する他、第４図に示
すように低損失なＣ−MOS形NANDゲートICのNANDゲート2
07〜209を用いて構成する方法もあり、これによれば、
第３図の第三の実施例で必要であった抵抗23が不要とな
るため、さらに低損失をはかることができる。なお、NA
NDゲート208、209の接続は、反転回路204と同じ動作を
行うことを示している。
すように低損失なＣ−MOS形NANDゲートICのNANDゲート2
07〜209を用いて構成する方法もあり、これによれば、
第３図の第三の実施例で必要であった抵抗23が不要とな
るため、さらに低損失をはかることができる。なお、NA
NDゲート208、209の接続は、反転回路204と同じ動作を
行うことを示している。
第４図の構成は第３図の構成に比べて、ICの個数が１個
増加するが、損失を約数十mW低減できるという効果があ
る。よって、第３図と第４図の構成は、要求条件により
選択的に使い分けることが適当である。
増加するが、損失を約数十mW低減できるという効果があ
る。よって、第３図と第４図の構成は、要求条件により
選択的に使い分けることが適当である。
以上、説明したように、本発明によれば、パルス幅制御
の他励型スイッチング電源の制御回路を、Ｃ−MOS形反
転回路IC,コンデンサ等を用いて構成しているため、構
成が大幅に簡易化できるとともに、制御回路の損失が少
なく、耐ノイズ性に優れた他励型スイッチング電源を構
成できるという利点がある。したがって、電源全体の損
失に占める制御回路損失の占める割合の大きな小容量出
力の他励型スイッチング電源に用いることにより、電源
の効率を大幅に高めることができる。また、本制御回路
は低損失で部品点数も少ないことから、ハイブリッドIC
化による他励型スイッチング電源の小形化に適用して効
果が大きい。
の他励型スイッチング電源の制御回路を、Ｃ−MOS形反
転回路IC,コンデンサ等を用いて構成しているため、構
成が大幅に簡易化できるとともに、制御回路の損失が少
なく、耐ノイズ性に優れた他励型スイッチング電源を構
成できるという利点がある。したがって、電源全体の損
失に占める制御回路損失の占める割合の大きな小容量出
力の他励型スイッチング電源に用いることにより、電源
の効率を大幅に高めることができる。また、本制御回路
は低損失で部品点数も少ないことから、ハイブリッドIC
化による他励型スイッチング電源の小形化に適用して効
果が大きい。
第１図は本発明の第一の実施例を示す回路図、第２図，
第３図は本発明のそれぞれ第二，第三の実施例を示す回
路図、第４図は発振・駆動回路の実施例、第５図は従来
の他励型スイッチング電源の制御回路である。 1A,1B…入力端子、2,6…入力および出力平滑コンデン
サ、３…トランス、４…スイッチング素子、5,24,25…
ダイオード、7,8…電圧検出用抵抗、９…増幅器、10…
基準電圧、11…フォトカップラ、12…比較増幅器、13…
駆動回路、14…発振器、15…三角波発生回路、16,21…
コンデンサ、17,201〜205…反転回路、18…発振・駆動
回路、19…トランジスタ、22,23…抵抗
第３図は本発明のそれぞれ第二，第三の実施例を示す回
路図、第４図は発振・駆動回路の実施例、第５図は従来
の他励型スイッチング電源の制御回路である。 1A,1B…入力端子、2,6…入力および出力平滑コンデン
サ、３…トランス、４…スイッチング素子、5,24,25…
ダイオード、7,8…電圧検出用抵抗、９…増幅器、10…
基準電圧、11…フォトカップラ、12…比較増幅器、13…
駆動回路、14…発振器、15…三角波発生回路、16,21…
コンデンサ、17,201〜205…反転回路、18…発振・駆動
回路、19…トランジスタ、22,23…抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 尾形 努 東京都武蔵野市縁町３丁目９番11号 日本 電信電話株式会社武蔵野電気通信研究所内 (72)発明者 鈴木 和也 東京都豊島区高田１丁目18番１号 オリジ ン電気洋式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−133165（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチング素子とトランスを用い，前記
スイッチング素子をパルス幅制御して電圧変換と出力の
安定化をする他励型スイッチング電源において， 第１のＣ−MOS形反転回路の出力を第２のＣ−MOS形反転
回路の入力に接続し，前記第２のＣ−MOS形反転回路の
出力を第３のＣ−MOS形反転回路の入力に接続し，前記
第３のＣ−MOS形反転回路の出力を抵抗を介して前記第
１のＣ−MOS形反転回路の入力に接続するとともに，前
記前記第２のＣ−MOS形反転回路の出力を第１のコンデ
ンサを介して前記第１のＣ−MOS形反転回路の入力に接
続し，前記第２のＣ−MOS形反転回路の出力を発振回路
の出力とした発振回路と， 前記他励型スイッチング電源の出力を検出し，基準電圧
と比較して前記出力の変動量に応じた制御信号を作成す
る制御信号発生回路と， 前記制御信号発生回路の出力を受けるフォトカップラ
と， 前記フォトカップラの出力信号電流によって充電される
第２のコンデンサと， 前記第２のコンデンサの一端と前記フォトカップラの出
力側との接続部に接続した，前記第２のコンデンサの充
電電圧が内蔵されたしきい値電圧を越えると出力を反転
する第４のＣ−MOS形反転回路と， 前記発振回路の出力と前記第４のＣ−MOS形反転回路の
出力とをNAND動作回路の入力に接続し，前記NAND動作回
路の出力を，第５のＣ−MOS形反転回路を通して前記ス
イッチング素子を駆動する駆動回路と， 前記発振回路の出力がオフの期間に前記第２のコンデン
サを放電する手段と，を備えて，前記スイッチング素子
をパルス幅制御することを特徴とする他励型スイッチン
グ電源の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60109894A JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60109894A JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61269674A JPS61269674A (ja) | 1986-11-29 |
| JPH0767277B2 true JPH0767277B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=14521855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60109894A Expired - Fee Related JPH0767277B2 (ja) | 1985-05-22 | 1985-05-22 | 他励型スィッチング電源の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767277B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146957A (ja) * | 1988-11-28 | 1990-06-06 | Sanken Electric Co Ltd | パルス幅変調制御回路 |
| JP5696610B2 (ja) * | 2011-07-20 | 2015-04-08 | 株式会社デンソー | 電池監視装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6332031A (ja) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | ナショナル住宅産業株式会社 | 梁接合構造 |
-
1985
- 1985-05-22 JP JP60109894A patent/JPH0767277B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61269674A (ja) | 1986-11-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2686135B2 (ja) | 定電流電源回路 | |
| US10411598B2 (en) | Systems and methods for adjusting one or more thresholds in power converters | |
| US7777467B2 (en) | Voltage rising/falling type switching regulator and operation control method thereof | |
| US4236199A (en) | Regulated high voltage power supply | |
| JPS5967719A (ja) | パルス幅変調回路 | |
| EP0529391A1 (en) | Voltage converter | |
| JPH10174434A (ja) | 電力変換器及びその制御回路 | |
| JP3259283B2 (ja) | インバータ装置及びその信号レベル変換回路 | |
| JPS6335002A (ja) | 高効率ｍｏｓｆｅｔ正弦波発生装置 | |
| KR102560435B1 (ko) | 스위칭 레귤레이터 | |
| EP0590666B1 (en) | Switching boosting circuit | |
| JPH0767277B2 (ja) | 他励型スィッチング電源の制御回路 | |
| JP3525436B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| CN112769331B (zh) | 一种无过充的输出线补偿电路 | |
| JP2532355B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| US20050030779A1 (en) | Controlling circuit for a pulse width modulated DC/DC converter | |
| JP3622018B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| KR100938292B1 (ko) | 입력전압에 따라 듀티비를 다르게 출력하는 발진기 및그를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이 | |
| JP3191756B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002051549A (ja) | スイッチング電源用半導体装置 | |
| KR0180466B1 (ko) | 데드 타임 제어회로 및 이를 이용한 벅 컨버터 | |
| KR960007571B1 (ko) | 교환기 가입자회로에 있어서 스위칭 레귤레이터 | |
| JPH0548406A (ja) | 同期式三角波発生回路 | |
| JP3239577B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3283591B2 (ja) | 過電流保護回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |