JPH0767351A - Ｎｐｃインバータの制御装置 - Google Patents
Ｎｐｃインバータの制御装置Info
- Publication number
- JPH0767351A JPH0767351A JP5212015A JP21201593A JPH0767351A JP H0767351 A JPH0767351 A JP H0767351A JP 5212015 A JP5212015 A JP 5212015A JP 21201593 A JP21201593 A JP 21201593A JP H0767351 A JPH0767351 A JP H0767351A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- npc inverter
- switching
- neutral point
- inverter circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電圧が入力されると共に該直流電圧の中
性点電位が入力されパルス幅変調制御により交流電圧に
変換して出力するＮＰＣインバータ回路４を備えた装置
の運転効率を向上させること。 【構成】 前記ＮＰＣインバータ回路が出力する交流電
圧と交流電流あるいはそれらに関連する信号の符号の組
み合せから４種の動作モードを判別するモード判別手段
11と、判定された動作モード及び電圧指令とパルス幅変
調のための三角波との比較結果に応じて前記ＮＰＣイン
バータのスイッチングを行う信号を出力するＰＷＭ制御
手段12を設けたもの。
性点電位が入力されパルス幅変調制御により交流電圧に
変換して出力するＮＰＣインバータ回路４を備えた装置
の運転効率を向上させること。 【構成】 前記ＮＰＣインバータ回路が出力する交流電
圧と交流電流あるいはそれらに関連する信号の符号の組
み合せから４種の動作モードを判別するモード判別手段
11と、判定された動作モード及び電圧指令とパルス幅変
調のための三角波との比較結果に応じて前記ＮＰＣイン
バータのスイッチングを行う信号を出力するＰＷＭ制御
手段12を設けたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ制御を用いた電
力変換装置に係り、特にＮＰＣ（Nutral Point Clampe
d：中性点電位固定）方式による制御を用いたＮＰＣイ
ンバータの制御装置の改良に関する。
力変換装置に係り、特にＮＰＣ（Nutral Point Clampe
d：中性点電位固定）方式による制御を用いたＮＰＣイ
ンバータの制御装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ制御を用いた電力変換装置の出力
には多くの高調波が含まれ、この高調波を低減する制御
方式としてＮＰＣインバータと呼ばれるものが知られて
いる。図６は、直流電圧を交流電圧に変換して電動機を
駆動する場合の、この種の従来装置構成である。
には多くの高調波が含まれ、この高調波を低減する制御
方式としてＮＰＣインバータと呼ばれるものが知られて
いる。図６は、直流電圧を交流電圧に変換して電動機を
駆動する場合の、この種の従来装置構成である。
【０００３】この図に示すように、ＮＰＣインバータ４
は直流電源１の正負極Ｐ，Ｎ間から直流電力の供給を受
けると共にコンデンサ２，３で分圧された中性点Ｏが接
続され、制御部９からのスイッチング信号ＳＳにより直
流電圧を交流電圧に変換して電動機５を駆動する。位置
検出器（レゾルバ）６は電動機５の回転軸に結合され、
Ｒ／Ｄコンバータ７により回転速度Ｎｒをフィードバッ
クし、速度基準Ｎｒ*と比較して電動機速度が制御され
る。制御部９はベクトル制御の例を示したもので、速度
偏差から得たトルク指令Ｔｅ* と磁束指令Φ* から、ｄ
ｑ軸成分電流基準Ｉｄ* ，Ｉｑ* を演算し、電流検出器
８で検出した電流のｄｑ軸成分電流Ｉｄ，Ｉｑとそれぞ
れ比較しそれらの電流偏差から３相のインバータ電圧指
令ＶU *，ＶV * ，ＶW * を演算してＰＷＭ制御を行っ
ている。
は直流電源１の正負極Ｐ，Ｎ間から直流電力の供給を受
けると共にコンデンサ２，３で分圧された中性点Ｏが接
続され、制御部９からのスイッチング信号ＳＳにより直
流電圧を交流電圧に変換して電動機５を駆動する。位置
検出器（レゾルバ）６は電動機５の回転軸に結合され、
Ｒ／Ｄコンバータ７により回転速度Ｎｒをフィードバッ
クし、速度基準Ｎｒ*と比較して電動機速度が制御され
る。制御部９はベクトル制御の例を示したもので、速度
偏差から得たトルク指令Ｔｅ* と磁束指令Φ* から、ｄ
ｑ軸成分電流基準Ｉｄ* ，Ｉｑ* を演算し、電流検出器
８で検出した電流のｄｑ軸成分電流Ｉｄ，Ｉｑとそれぞ
れ比較しそれらの電流偏差から３相のインバータ電圧指
令ＶU *，ＶV * ，ＶW * を演算してＰＷＭ制御を行っ
ている。
【０００４】図７（ａ）は、ＮＰＣインバータ４の主回
路構成を示したもので、スイッチング素子としてトラン
ジスタやＧＴＯ，ＩＧＢＴが適用されるが、ここではＧ
ＴＯの例で示している。通常の３相ブリッジを構成する
スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12とフライホイールダイオー
ドＤＦ11，ＤＦ12に加えて中性点Ｏに接続するためのス
イッチング素子Ｓ13，Ｓ14とフライホイールダイオード
ＤＦ13，ＤＦ14及びクランプダイオードＤ11，Ｄ12から
なる回路が各相毎に設けられている。この回路はＵ相の
場合、スイッチング素子Ｓ13，Ｓ14の直列接続点が出力
端子Ｕに接続され、ダイオードＤ11，Ｄ12が直列接続さ
れているスイッチング素子Ｓ13，Ｓ14の直列接続回路に
逆並列、すなわち通電方向が逆になるように並列接続さ
れている。そしてダイオードＤ11，Ｄ12の直列接続点が
電源中性点Ｏに接続される構成としており、Ｖ相、Ｗ相
についても同様である。制御部９には各相の電圧指令に
応じて上記スイッチング素子にそれぞれオン、オフのゲ
ート信号を出力するＰＷＭ制御部９Ａが備えられてい
る。
路構成を示したもので、スイッチング素子としてトラン
ジスタやＧＴＯ，ＩＧＢＴが適用されるが、ここではＧ
ＴＯの例で示している。通常の３相ブリッジを構成する
スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12とフライホイールダイオー
ドＤＦ11，ＤＦ12に加えて中性点Ｏに接続するためのス
イッチング素子Ｓ13，Ｓ14とフライホイールダイオード
ＤＦ13，ＤＦ14及びクランプダイオードＤ11，Ｄ12から
なる回路が各相毎に設けられている。この回路はＵ相の
場合、スイッチング素子Ｓ13，Ｓ14の直列接続点が出力
端子Ｕに接続され、ダイオードＤ11，Ｄ12が直列接続さ
れているスイッチング素子Ｓ13，Ｓ14の直列接続回路に
逆並列、すなわち通電方向が逆になるように並列接続さ
れている。そしてダイオードＤ11，Ｄ12の直列接続点が
電源中性点Ｏに接続される構成としており、Ｖ相、Ｗ相
についても同様である。制御部９には各相の電圧指令に
応じて上記スイッチング素子にそれぞれオン、オフのゲ
ート信号を出力するＰＷＭ制御部９Ａが備えられてい
る。
【０００５】図８はＵ相の電圧指令ＶU * に応じてＵ相
のスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12，Ｓ13，Ｓ14に与えられ
るゲート信号を示すタイムチャートである。このチャー
トは、電圧指令ＶU * とＰＷＭ制御のための三角波Ｃを
大小比較し、Ｕ相のスイッチング素子のゲート信号を決
定するＰＷＭ制御部９Ａの作用を説明するもので、Ｕ相
を代表して示したが他の相についても同様に作用する。
図８のｔ0 〜ｔ1 の期間（三角波Ｃが電圧指令ＶU * よ
り大きい範囲）を見ると、スイッチング素子Ｓ14，Ｓ13
がオン、Ｓ11，Ｓ12がオフである。これにより出力端子
Ｕはスイッチング素子Ｓ14，Ｓ13およびダイオードＤ1
1，Ｄ12を介して電源中性点Ｏに接続され、端子Ｐ，Ｎ
とはスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12により切り放されるの
で、出力端子Ｕは電源中性点Ｏの電位に固定される。こ
の状態が時点ｔ0からｔ1 まで続く。時点ｔ1 になる
と、三角波Ｃが電圧指令ＶU * より小さくなり、スイッ
チング素子Ｓ11，Ｓ13がオンとなり、スイッチング素子
Ｓ14，Ｓ12がオフとなる。これにより出力端子Ｕはスイ
ッチング素子Ｓ11，Ｓ13を介して端子Ｐに接続され、ス
イッチング素子Ｓ14，Ｓ12により電源中性点Ｏ及び端子
Ｎとは切り放されるので出力端子Ｕは端子Ｐの電位とな
り中性点Ｏに対し正の電圧ＥD1となる。この状態が時点
ｔ2 まで続く。時点ｔ2 になると、三角波Ｃが電圧指令
ＶU * より大きくなって時点ｔ0 〜ｔ1 のときと同様の
状態になり、それが時点ｔ3 まで続く。
のスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12，Ｓ13，Ｓ14に与えられ
るゲート信号を示すタイムチャートである。このチャー
トは、電圧指令ＶU * とＰＷＭ制御のための三角波Ｃを
大小比較し、Ｕ相のスイッチング素子のゲート信号を決
定するＰＷＭ制御部９Ａの作用を説明するもので、Ｕ相
を代表して示したが他の相についても同様に作用する。
図８のｔ0 〜ｔ1 の期間（三角波Ｃが電圧指令ＶU * よ
り大きい範囲）を見ると、スイッチング素子Ｓ14，Ｓ13
がオン、Ｓ11，Ｓ12がオフである。これにより出力端子
Ｕはスイッチング素子Ｓ14，Ｓ13およびダイオードＤ1
1，Ｄ12を介して電源中性点Ｏに接続され、端子Ｐ，Ｎ
とはスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12により切り放されるの
で、出力端子Ｕは電源中性点Ｏの電位に固定される。こ
の状態が時点ｔ0からｔ1 まで続く。時点ｔ1 になる
と、三角波Ｃが電圧指令ＶU * より小さくなり、スイッ
チング素子Ｓ11，Ｓ13がオンとなり、スイッチング素子
Ｓ14，Ｓ12がオフとなる。これにより出力端子Ｕはスイ
ッチング素子Ｓ11，Ｓ13を介して端子Ｐに接続され、ス
イッチング素子Ｓ14，Ｓ12により電源中性点Ｏ及び端子
Ｎとは切り放されるので出力端子Ｕは端子Ｐの電位とな
り中性点Ｏに対し正の電圧ＥD1となる。この状態が時点
ｔ2 まで続く。時点ｔ2 になると、三角波Ｃが電圧指令
ＶU * より大きくなって時点ｔ0 〜ｔ1 のときと同様の
状態になり、それが時点ｔ3 まで続く。
【０００６】そして、時点ｔ3 からｔ4 までは出力端子
Ｕは端子Ｐの電位となる。このように出力端子Ｕの電位
ＥU0が変化し、時点ｔ6 に至るまでスイッチング素子Ｓ
12がオフ、Ｓ13がオンの状態を継続しながらスイッチン
グ素子Ｓ11とＳ14がオン、オフし、電源中性点Ｏの電位
と端子Ｐの電位のいずれかとなる動作を繰り返す。
Ｕは端子Ｐの電位となる。このように出力端子Ｕの電位
ＥU0が変化し、時点ｔ6 に至るまでスイッチング素子Ｓ
12がオフ、Ｓ13がオンの状態を継続しながらスイッチン
グ素子Ｓ11とＳ14がオン、オフし、電源中性点Ｏの電位
と端子Ｐの電位のいずれかとなる動作を繰り返す。
【０００７】時点ｔ6 〜ｔ7 の期間（三角波Ｃが電圧指
令の絶対値｜ＶU * ｜より大きい範囲）は、出力端子Ｕ
の電位が電源中性点Ｏの電位となり、これを過渡期間と
して出力端子Ｕの電位極性が反転する。すなわち時点ｔ
7 になると、三角波Ｃが電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜よ
り小さくなり、スイッチング素子Ｓ14，Ｓ12がオン、Ｓ
11，Ｓ13がオフとなり出力端子Ｕは端子Ｎに接続され、
中性点Ｏに対し負の電圧−ＥD2となる。そして、スイッ
チング素子Ｓ11がオフ、Ｓ14がオンの状態を継続しなが
ら、スイッチング素子Ｓ12，Ｓ13がオン、オフを繰り返
し、これにより出力端子Ｕの電位ＥU0は電源中性点Ｏ及
び端子Ｎのいずれかの電位となる、出力端子Ｖ，Ｗにつ
いても同様である。図９は上述のＵ相のスイッチング状
態をフローチャートで示したものである。
令の絶対値｜ＶU * ｜より大きい範囲）は、出力端子Ｕ
の電位が電源中性点Ｏの電位となり、これを過渡期間と
して出力端子Ｕの電位極性が反転する。すなわち時点ｔ
7 になると、三角波Ｃが電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜よ
り小さくなり、スイッチング素子Ｓ14，Ｓ12がオン、Ｓ
11，Ｓ13がオフとなり出力端子Ｕは端子Ｎに接続され、
中性点Ｏに対し負の電圧−ＥD2となる。そして、スイッ
チング素子Ｓ11がオフ、Ｓ14がオンの状態を継続しなが
ら、スイッチング素子Ｓ12，Ｓ13がオン、オフを繰り返
し、これにより出力端子Ｕの電位ＥU0は電源中性点Ｏ及
び端子Ｎのいずれかの電位となる、出力端子Ｖ，Ｗにつ
いても同様である。図９は上述のＵ相のスイッチング状
態をフローチャートで示したものである。
【０００８】このように、ＮＰＣインバータでは、直流
電源の中性点Ｏから見たインバータの出力電圧が正、
零、負の３つの電圧状態を有し、特に、直流電源の中性
点がダイオードとＧＴＯを介して負荷に接続される期間
があり、その期間に直流電源の中性点に電流が流れる。
電源の中性点Ｏから見たインバータの出力電圧が正、
零、負の３つの電圧状態を有し、特に、直流電源の中性
点がダイオードとＧＴＯを介して負荷に接続される期間
があり、その期間に直流電源の中性点に電流が流れる。
【０００９】図７（ａ）に示すＮＰＣインバータの主回
路の各スイッチング素子には、一般に図７（ｂ）に示す
ようにコンデンサＣ11、抵抗Ｒ11、ダイオードＤ11ａか
ら成るスナバ回路が並列に接続され、スイッチング素子
Ｓ11がターンオフする時の電圧上昇率ｄｖ／ｄｔを抑制
するようにしている。
路の各スイッチング素子には、一般に図７（ｂ）に示す
ようにコンデンサＣ11、抵抗Ｒ11、ダイオードＤ11ａか
ら成るスナバ回路が並列に接続され、スイッチング素子
Ｓ11がターンオフする時の電圧上昇率ｄｖ／ｄｔを抑制
するようにしている。
【００１０】このコンデンサＣ11はスイッチング素子Ｓ
11がオフしている間は、素子に印加される電圧で充電さ
れており、スイッチング素子Ｓ11がオンするとコンデン
サＣ11の電荷は抵抗Ｒ11を介して放電し、熱エネルギー
として放出される。従ってスイッチング素子Ｓ11がオン
する度に損失が発生し、これをスナバ損失とする。
11がオフしている間は、素子に印加される電圧で充電さ
れており、スイッチング素子Ｓ11がオンするとコンデン
サＣ11の電荷は抵抗Ｒ11を介して放電し、熱エネルギー
として放出される。従ってスイッチング素子Ｓ11がオン
する度に損失が発生し、これをスナバ損失とする。
【００１１】また、スイッチング素子自身の損失として
は、オン及びオフのタイミングで発生するオンロス、オ
フロス及び定常の通電状態で発生する定常ロスがある。
上記のスナバ損失、オンロス、オフロスはスイッチング
の回数に比例して増大するので、パルス幅変調周波数は
スイッチング素子の特性及びこれらのロスの処理方法に
より制約される。
は、オン及びオフのタイミングで発生するオンロス、オ
フロス及び定常の通電状態で発生する定常ロスがある。
上記のスナバ損失、オンロス、オフロスはスイッチング
の回数に比例して増大するので、パルス幅変調周波数は
スイッチング素子の特性及びこれらのロスの処理方法に
より制約される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ＮＰＣインバータのス
イッチング動作で生じる高調波を低減し、交流電動機を
駆動する場合のトルクリップルを低減するためパルス幅
変調周波数を高くさせる要求があるが、前述したスイッ
チングに伴う損失が大きくなり、これらの損失で生じる
発生熱を処理する冷却装置が大きく高価になり、経済的
でないという問題がある。また、現状のパルス幅変調周
波数で、ロスを低減し、インバータの効率を改善する要
求がある。
イッチング動作で生じる高調波を低減し、交流電動機を
駆動する場合のトルクリップルを低減するためパルス幅
変調周波数を高くさせる要求があるが、前述したスイッ
チングに伴う損失が大きくなり、これらの損失で生じる
発生熱を処理する冷却装置が大きく高価になり、経済的
でないという問題がある。また、現状のパルス幅変調周
波数で、ロスを低減し、インバータの効率を改善する要
求がある。
【００１３】本発明は、上記の問題に鑑みて行なわれた
もので、その目的とするところは、従来の出力特性を維
持しつつ、パルス幅変調周波数を下げることなくスイッ
チング素子のスイッチング回数を下げ、損失を低減させ
効率の向上した運転を行うことのできるＮＰＣインバー
タの制御装置を得ることにある。
もので、その目的とするところは、従来の出力特性を維
持しつつ、パルス幅変調周波数を下げることなくスイッ
チング素子のスイッチング回数を下げ、損失を低減させ
効率の向上した運転を行うことのできるＮＰＣインバー
タの制御装置を得ることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、直流電圧が入力されると共に該直流電圧
の中性点電位が入力されパルス幅変調制御により交流電
圧に変換して出力するＮＰＣインバータ回路を備えた装
置において、前記ＮＰＣインバータ回路が出力する交流
電圧と交流電流あるいはそれらに関連する信号の符号の
組み合せから４種の動作モードを判別するモード判別手
段と、判定された動作モード及び電圧指令とパルス幅変
調のための三角波との比較結果に応じて前記ＮＰＣイン
バータ回路のスイッチングを行う信号を出力するＰＷＭ
制御手段を設ける。
め、本発明は、直流電圧が入力されると共に該直流電圧
の中性点電位が入力されパルス幅変調制御により交流電
圧に変換して出力するＮＰＣインバータ回路を備えた装
置において、前記ＮＰＣインバータ回路が出力する交流
電圧と交流電流あるいはそれらに関連する信号の符号の
組み合せから４種の動作モードを判別するモード判別手
段と、判定された動作モード及び電圧指令とパルス幅変
調のための三角波との比較結果に応じて前記ＮＰＣイン
バータ回路のスイッチングを行う信号を出力するＰＷＭ
制御手段を設ける。
【００１５】更に、前記ＮＰＣインバータ回路は、直流
電圧の正極と負極間にそれぞれダイオードを逆並列に接
続した第１、第２、第３、第４のスイッチ素子を順次直
列に接続し、該第２、第３のスイッチ素子の直列接続側
から交流出力を得ると共に該第２、第３のスイッチ素子
の他側と前記中性点電位間にそれぞれダイオードを接続
して成る回路を各相毎に備え、前記ＰＷＭ制御手段は、
各相毎に、８種の通常モードで前記第１〜第４のスイッ
チング素子のオン、オフを行うゲート信号を出力する。
電圧の正極と負極間にそれぞれダイオードを逆並列に接
続した第１、第２、第３、第４のスイッチ素子を順次直
列に接続し、該第２、第３のスイッチ素子の直列接続側
から交流出力を得ると共に該第２、第３のスイッチ素子
の他側と前記中性点電位間にそれぞれダイオードを接続
して成る回路を各相毎に備え、前記ＰＷＭ制御手段は、
各相毎に、８種の通常モードで前記第１〜第４のスイッ
チング素子のオン、オフを行うゲート信号を出力する。
【００１６】更に、前記ＰＷＭ制御手段は、前記ＮＰＣ
インバータ回路が中性点の電位を出力するとき、前記第
２のスイッチ素子及び第３のスイッチ素子のいずれか一
方のスイッチ素子を導通させる。
インバータ回路が中性点の電位を出力するとき、前記第
２のスイッチ素子及び第３のスイッチ素子のいずれか一
方のスイッチ素子を導通させる。
【００１７】
【作用】上記構成において、モード判別手段は、ＮＰＣ
インバータ回路の出力電圧と出力電流の極性からカ行、
回生状態を４種の動作モードで判別し、ＰＷＭ制御手段
は判定された動作モードと電圧指令に基づいてパルス幅
変調制御の信号を生成し、ＮＰＣインバータ回路のスイ
ッチングを行う。更に、ＰＷＭ制御手段は、電圧指令と
パルス幅変調のための三角波との比較結果と判定された
動作モードから８種の通電モードのいずれか１つを決定
し、決定した通電モードに従って、ＮＰＣインバータ回
路の各相の第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれゲ
ート信号を出力する。更に、ＰＷＭ制御手段は、ＮＰＣ
インバータ回路の各相が中性点の電位を出力する通電モ
ードのとき、前記第２のスイッチ素子及び第３のスイッ
チ素子のいずれか一方のスイッチ素子を通電させるよう
にゲート信号を出力する。従って、通電しない他方のス
イッチ素子のスイッチングに伴う損失が生ぜず、ＮＰＣ
インバータ回路全体として大幅に損失を低減することが
でき、運転の効率を向上させることが可能となる。
インバータ回路の出力電圧と出力電流の極性からカ行、
回生状態を４種の動作モードで判別し、ＰＷＭ制御手段
は判定された動作モードと電圧指令に基づいてパルス幅
変調制御の信号を生成し、ＮＰＣインバータ回路のスイ
ッチングを行う。更に、ＰＷＭ制御手段は、電圧指令と
パルス幅変調のための三角波との比較結果と判定された
動作モードから８種の通電モードのいずれか１つを決定
し、決定した通電モードに従って、ＮＰＣインバータ回
路の各相の第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれゲ
ート信号を出力する。更に、ＰＷＭ制御手段は、ＮＰＣ
インバータ回路の各相が中性点の電位を出力する通電モ
ードのとき、前記第２のスイッチ素子及び第３のスイッ
チ素子のいずれか一方のスイッチ素子を通電させるよう
にゲート信号を出力する。従って、通電しない他方のス
イッチ素子のスイッチングに伴う損失が生ぜず、ＮＰＣ
インバータ回路全体として大幅に損失を低減することが
でき、運転の効率を向上させることが可能となる。
【００１８】
【実施例】本発明の実施例を図１に示す。この実施例
は、従来の回路構成に加えて制御部10に新たな機能を持
たせている。すなわち、ＮＰＣインバータ回路４の交流
出力電流と電圧指令を入力とし、これらの極性（符号）
の組み合せから４種の動作モードを判別するモード判別
回路11と、判別された動作モードと電圧指令に基づいて
パルス幅変調のゲート信号を出力するＰＷＭ制御部12を
設けて構成する。
は、従来の回路構成に加えて制御部10に新たな機能を持
たせている。すなわち、ＮＰＣインバータ回路４の交流
出力電流と電圧指令を入力とし、これらの極性（符号）
の組み合せから４種の動作モードを判別するモード判別
回路11と、判別された動作モードと電圧指令に基づいて
パルス幅変調のゲート信号を出力するＰＷＭ制御部12を
設けて構成する。
【００１９】なお、モード判別回路11の入力として、Ｎ
ＰＣインバータ回路４の交流出力電流の代りに各相の電
流基準を生成して用いてもよく、電圧指令の代りにＮＰ
Ｃインバータ回路４の交流出力電圧を用いるようにして
もよい。
ＰＣインバータ回路４の交流出力電流の代りに各相の電
流基準を生成して用いてもよく、電圧指令の代りにＮＰ
Ｃインバータ回路４の交流出力電圧を用いるようにして
もよい。
【００２０】上記構成におけるモード判別回路11とＰＷ
Ｍ制御部12の作用を示すフローチャートを図２に示す。
この図はＵ相を代表して示したもので他の相についても
同様に作用する。
Ｍ制御部12の作用を示すフローチャートを図２に示す。
この図はＵ相を代表して示したもので他の相についても
同様に作用する。
【００２１】モード判別回路11は、電圧指令ＶU * が正
の場合に電流ＩU が正（カ行状態）なら動作モード１、
電流ＩU が負（回生状態）なら動作モード２と判定し、
電圧指令ＶU * が負の場合に電流ＩU が負（カ行状態）
なら動作モード３、電流ＩUが正（回生状態）なら動作
モード４と判定する。
の場合に電流ＩU が正（カ行状態）なら動作モード１、
電流ＩU が負（回生状態）なら動作モード２と判定し、
電圧指令ＶU * が負の場合に電流ＩU が負（カ行状態）
なら動作モード３、電流ＩUが正（回生状態）なら動作
モード４と判定する。
【００２２】ＰＷＭ制御部12は上記動作モードと電圧指
令ＶU * とパルス幅変調のための三角波Ｃとの大小比較
結果に応じて８種の通電モードを決定しＵ相のスイッチ
素子Ｓ11〜Ｓ14にオン、オフのゲート信号を出力する。
すなわち、動作モード１の場合に電圧指令ＶU * が三角
波Ｃより大なら通電モード１と判定してスイッチ素子Ｓ
11とＳ13をオンしてスイッチ素子Ｓ14とＳ12をオフとす
る。電圧指令ＶU * が三角波Ｃより小なら通電モード２
と判定してスイッチ素子Ｓ13のみオンしＳ12〜Ｓ14はオ
フとする。従って、従来のようにＳ14をオンとしないの
で、Ｓ14のスナバコンデンサのエネルギーが放電されず
Ｓ14のスイッチングに伴うロスがなくなる。
令ＶU * とパルス幅変調のための三角波Ｃとの大小比較
結果に応じて８種の通電モードを決定しＵ相のスイッチ
素子Ｓ11〜Ｓ14にオン、オフのゲート信号を出力する。
すなわち、動作モード１の場合に電圧指令ＶU * が三角
波Ｃより大なら通電モード１と判定してスイッチ素子Ｓ
11とＳ13をオンしてスイッチ素子Ｓ14とＳ12をオフとす
る。電圧指令ＶU * が三角波Ｃより小なら通電モード２
と判定してスイッチ素子Ｓ13のみオンしＳ12〜Ｓ14はオ
フとする。従って、従来のようにＳ14をオンとしないの
で、Ｓ14のスナバコンデンサのエネルギーが放電されず
Ｓ14のスイッチングに伴うロスがなくなる。
【００２３】また、動作モード２の場合に、電圧指令Ｖ
U * が三角波Ｃより大なら通電モード３と判定してスイ
ッチ素子Ｓ11〜Ｓ14のすべてをオフとする。従来はスイ
ッチ素子Ｓ11，Ｓ13をオンにしていたが、Ｓ11，Ｓ13に
は電流は流れずフライホイールダイオードＤＦ11，ＤＦ
13に流れるので不要なゲート信号を与えないようにして
いる。
U * が三角波Ｃより大なら通電モード３と判定してスイ
ッチ素子Ｓ11〜Ｓ14のすべてをオフとする。従来はスイ
ッチ素子Ｓ11，Ｓ13をオンにしていたが、Ｓ11，Ｓ13に
は電流は流れずフライホイールダイオードＤＦ11，ＤＦ
13に流れるので不要なゲート信号を与えないようにして
いる。
【００２４】また、動作モード２の場合に、電圧指令Ｖ
U * が三角波Ｃより小なら通電モード４と判定してスイ
ッチ素子Ｓ14のみオンとし、Ｓ11，Ｓ13，Ｓ12をオフと
する。従って、従来のようにＳ13をオンしないので、Ｓ
13のスナバコンデンサのエネルギーが放電されずＳ13の
スイッチングに伴なうロスがなくなる。
U * が三角波Ｃより小なら通電モード４と判定してスイ
ッチ素子Ｓ14のみオンとし、Ｓ11，Ｓ13，Ｓ12をオフと
する。従って、従来のようにＳ13をオンしないので、Ｓ
13のスナバコンデンサのエネルギーが放電されずＳ13の
スイッチングに伴なうロスがなくなる。
【００２５】また、動作モード３の場合に、電圧指令の
絶対値｜ＶU * ｜が三角波Ｃより大なら通電モード５と
判定しスイッチ素子Ｓ11，Ｓ13をオフとし、Ｓ14，Ｓ12
をオンとする。また、電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜が三
角波Ｃより小なら通電モード６と判定しスイッチ素子Ｓ
14のみオンとしＳ11，Ｓ13，Ｓ12はオフとする。従っ
て、従来のようにＳ13をオンとしないので、Ｓ13のスナ
バコンデンサのエネルギーが放電されずＳ13のスイッチ
ングに伴うロスがなくなる。
絶対値｜ＶU * ｜が三角波Ｃより大なら通電モード５と
判定しスイッチ素子Ｓ11，Ｓ13をオフとし、Ｓ14，Ｓ12
をオンとする。また、電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜が三
角波Ｃより小なら通電モード６と判定しスイッチ素子Ｓ
14のみオンとしＳ11，Ｓ13，Ｓ12はオフとする。従っ
て、従来のようにＳ13をオンとしないので、Ｓ13のスナ
バコンデンサのエネルギーが放電されずＳ13のスイッチ
ングに伴うロスがなくなる。
【００２６】また、動作モード４の場合に、電圧指令の
絶対値｜ＶU * ｜が三角波Ｃより大なら通電モード７と
判定してスイッチ素子Ｓ11〜Ｓ14をすべてオフとする。
従来はスイッチ素子Ｓ14，Ｓ12をオンにしていたが不要
なゲート信号を与えないようにしている。また、動作モ
ード４の場合に、電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜が三角波
Ｃより小なら通電モード８と判定してスイッチ素子Ｓ13
のみオンとし、Ｓ11，Ｓ14，Ｓ12をオフとする。
絶対値｜ＶU * ｜が三角波Ｃより大なら通電モード７と
判定してスイッチ素子Ｓ11〜Ｓ14をすべてオフとする。
従来はスイッチ素子Ｓ14，Ｓ12をオンにしていたが不要
なゲート信号を与えないようにしている。また、動作モ
ード４の場合に、電圧指令の絶対値｜ＶU * ｜が三角波
Ｃより小なら通電モード８と判定してスイッチ素子Ｓ13
のみオンとし、Ｓ11，Ｓ14，Ｓ12をオフとする。
【００２７】従って、従来のようにＳ14をオンとしない
ので、Ｓ14のスナバコンデンサのエネルギーが放電され
ずＳ14のスイッチングに伴うロスがなくなる。図３は上
述した一連の作用を波形で表わしたタイムチャートであ
り、電流ＩUが遅れ電流の例を示したものである。
ので、Ｓ14のスナバコンデンサのエネルギーが放電され
ずＳ14のスイッチングに伴うロスがなくなる。図３は上
述した一連の作用を波形で表わしたタイムチャートであ
り、電流ＩUが遅れ電流の例を示したものである。
【００２８】また、図４、図５は、各通電モード１〜８
におけるＮＰＣインバータ回路４の電流ＩU の流れる経
路を示したものである。図３の例では、時刻ｔ0 〜ｔ1
は通電モード４となり、ｔ1 〜ｔ2 は通電モード３とな
って時刻ｔ3 ′までこの２つの通電モードが繰り返され
る。時刻ｔ3 ′〜ｔ4 は通電モード１となり、ｔ4 〜ｔ
5 は通電モード２となって時刻ｔ6 ′まで繰り返され
る。時刻ｔ6 ′〜ｔ7 は通電モード８となり、ｔ7 〜ｔ
8 は通電モード７となって時刻ｔ9 ′まで繰り返され
る。時刻ｔ9 ′〜ｔ10は通電モード５となり、ｔ10〜ｔ
11は通電モード６となって時刻ｔ12′まで繰り返され
る。
におけるＮＰＣインバータ回路４の電流ＩU の流れる経
路を示したものである。図３の例では、時刻ｔ0 〜ｔ1
は通電モード４となり、ｔ1 〜ｔ2 は通電モード３とな
って時刻ｔ3 ′までこの２つの通電モードが繰り返され
る。時刻ｔ3 ′〜ｔ4 は通電モード１となり、ｔ4 〜ｔ
5 は通電モード２となって時刻ｔ6 ′まで繰り返され
る。時刻ｔ6 ′〜ｔ7 は通電モード８となり、ｔ7 〜ｔ
8 は通電モード７となって時刻ｔ9 ′まで繰り返され
る。時刻ｔ9 ′〜ｔ10は通電モード５となり、ｔ10〜ｔ
11は通電モード６となって時刻ｔ12′まで繰り返され
る。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、パルス幅変調周波数を
下げることなくＮＰＣインバータ回路のスイッチング素
子のオン、オフ回数を減少させることができ、スイッチ
ングに伴う損失を減少させることができる。しかも出力
電圧波形に影響せず、運転効率の向上したＮＰＣインバ
ータの制御装置が得られる。
下げることなくＮＰＣインバータ回路のスイッチング素
子のオン、オフ回数を減少させることができ、スイッチ
ングに伴う損失を減少させることができる。しかも出力
電圧波形に影響せず、運転効率の向上したＮＰＣインバ
ータの制御装置が得られる。
【００３０】また、従来と同じ損失を許容すれば、パル
ス幅変調周波数を上げることができ、出力電圧波形の高
調波の低減が図れ、出力特性を改善したＮＰＣインバー
タの制御装置を提供することができる。
ス幅変調周波数を上げることができ、出力電圧波形の高
調波の低減が図れ、出力特性を改善したＮＰＣインバー
タの制御装置を提供することができる。
【図１】本発明のＮＰＣインバータの制御装置の実施例
の構成図。
の構成図。
【図２】上記実施例の要部の作用を説明するためのフロ
ーチャート。
ーチャート。
【図３】本発明の動作を説明するための波形図。
【図４】本発明の通電モードを説明するための主回路
図。
図。
【図５】本発明の通電モードを説明するための主回路
図。
図。
【図６】従来のＮＰＣインバータの制御装置の構成図。
【図７】（ａ）ＮＰＣインバータの主回路図、（ｂ）そ
のスナバ回路図。
のスナバ回路図。
【図８】図６の従来装置の動作を説明するための波形
図。
図。
【図９】図６の従来装置のスイッチングのフローチャー
ト。
ト。
１…直流電圧源 ２，３…コンデンサ ４…ＮＰＣインバータ回路 ５…電動機 ６…位置検出器 ７…Ｒ／Ｄコンバータ ８…電流検出器 11…モード制御判別回路 12…ＰＷＭ制御部
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧が入力されると共に該直流電圧
の中性点電位が入力されパルス幅変調制御により交流電
圧に変換して出力するＮＰＣインバータ回路を備えた装
置において、前記ＮＰＣインバータ回路が出力する交流
電圧と交流電流あるいはそれらに関連する信号の符号の
組み合せから４種の動作モードを判別するモード判別手
段と、判定された動作モード及び電圧指令とパルス幅変
調のための三角波との比較結果に応じて前記ＮＰＣイン
バータ回路のスイッチングを行う信号を出力するＰＷＭ
制御手段を設けたことを特徴とするＮＰＣインバータの
制御装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の装置において、前記Ｎ
ＰＣインバータ回路は、直流電圧の正極と負極間にそれ
ぞれダイオードを逆並列に接続した第１、第２、第３、
第４のスイッチ素子を順次直列に接続し、該第２、第３
のスイッチ素子の直列接続側から交流出力を得ると共に
該第２、第３のスイッチ素子の他側と前記中性点電位間
にそれぞれダイオードを接続して成る回路を各相毎に備
え、前記ＰＷＭ制御手段は、各相毎に、８種の通電モー
ドで前記第１〜第４のスイッチング素子のオン、オフを
行う信号を出力することを特徴とするＮＰＣインバータ
の制御装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の装置において、前記Ｐ
ＷＭ制御手段は、前記ＮＰＣインバータ回路が中性点の
電位を出力するとき、前記第２のスイッチ素子及び第３
のスイッチ素子のいずれか一方のスイッチ素子を導通さ
せることを特徴とするＮＰＣインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5212015A JPH0767351A (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5212015A JPH0767351A (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767351A true JPH0767351A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16615474
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5212015A Pending JPH0767351A (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | Ｎｐｃインバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767351A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012222896A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 回転電機の制御装置 |
-
1993
- 1993-08-27 JP JP5212015A patent/JPH0767351A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012222896A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 回転電機の制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP7074144B2 (ja) | 回転電機制御装置 | |
| EP0697763B1 (en) | Multi-coupled power converter and its controlling method | |
| AU619096B2 (en) | Current chopping strategy for switched reluctance machines | |
| WO2013074358A1 (en) | Power converter based on h-bridges | |
| Ma et al. | Open-circuit fault-tolerant control strategy based on five-level power converter for SRM system | |
| JP3250555B2 (ja) | スイッチトリラクタンスモータ用インバータ装置およびその制御方法 | |
| JP2821181B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3179692B2 (ja) | スイッチング損失を低減化した３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および装置 | |
| JPH05308778A (ja) | 電気自動車駆動用インバータ | |
| US12126276B2 (en) | Power converter and electric apparatus | |
| CN112739568B (zh) | 逆变器的控制装置、车辆的逆变器、车辆及操作逆变器的方法 | |
| JP2004312822A (ja) | 二相変調制御式インバータ装置 | |
| JP3217578B2 (ja) | 中性点電位固定形インバータ装置 | |
| Lee et al. | Discontinuous PWM scheme for an open-end winding induction motor drives fed by dual inverter | |
| JP3815034B2 (ja) | 共振形インバータ装置 | |
| JPH0698564A (ja) | 電流制御装置 | |
| JP2003209999A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2000092879A (ja) | 電動機駆動装置 | |
| JPH0437670B2 (ja) | ||
| JP4375506B2 (ja) | インバータ装置およびその電流制限方法 | |
| Ishikawa et al. | A Novel Drive Circuit for Switched Reluctance Motors with Bipolar Current drive | |
| JPH0156636B2 (ja) | ||
| JP6575865B2 (ja) | ３レベルインバータの制御方法及び制御装置 | |
| JPH11196582A (ja) | 単相入力３相出力電力変換回路 | |
| JP3815035B2 (ja) | 共振形インバータ装置 |