JPH0771009B2 - ディジタルフィルタ回路および帯域分割伝送方式 - Google Patents
ディジタルフィルタ回路および帯域分割伝送方式Info
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- JPH0771009B2 JPH0771009B2 JP3075698A JP7569891A JPH0771009B2 JP H0771009 B2 JPH0771009 B2 JP H0771009B2 JP 3075698 A JP3075698 A JP 3075698A JP 7569891 A JP7569891 A JP 7569891A JP H0771009 B2 JPH0771009 B2 JP H0771009B2
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- 101000822695 Clostridium perfringens (strain 13 / Type A) Small, acid-soluble spore protein C1 Proteins 0.000 description 1
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Landscapes
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声伝送あるいは画像
伝送などに利用されるディジタルフィルタ回路およびそ
のディジタルフィルタ回路を用いた帯域分割伝送システ
ムに関するものである。
伝送などに利用されるディジタルフィルタ回路およびそ
のディジタルフィルタ回路を用いた帯域分割伝送システ
ムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、画像信号あるいは音声信号の高能
率符号化方法として、入力信号を複数のディジタルフィ
ルタによって周波数成分ごとに分離、サブサンプリング
した後に符号化、伝送を行う帯域分割符号化が注目され
ている。
率符号化方法として、入力信号を複数のディジタルフィ
ルタによって周波数成分ごとに分離、サブサンプリング
した後に符号化、伝送を行う帯域分割符号化が注目され
ている。
【０００３】この帯域分割符号化を用いた音声伝送シス
テムの例を図１に示す。この図１の構成では、送信側で
はローパス特性のディジタルフィルタ（ｈ1（ｎ））
２、ハイパス特性のディジタルフィルタ（ｈ2 （ｎ））
３によって入力信号ｘ（ｎ）を帯域分割し、各帯域信号
をサブサンプリング回路10、11によって入力に対するナ
イキスト速度の半分でサブサンプリングし、その出力を
図示しない符号化回路によって量子化、符号化して受信
側に送信する。受信側では、まず図示されない復号化回
路によって伝送情報を復号し、補間回路16、17で０値補
間を行い、それぞれの出力をローパス特性のディジタル
フィルタ（ｇ1 （ｎ））６、およびハイパス特性のディ
ジタルフィルタ（ｇ2 （ｎ））７を通過させた後、加算
回路30で合成して復号信号ｘ（ｎ）（なお、図面では復
号信号ｘはその記号の上に復号信号である旨の記号を付
すが明細書では省略する。）の再構成を行う。
テムの例を図１に示す。この図１の構成では、送信側で
はローパス特性のディジタルフィルタ（ｈ1（ｎ））
２、ハイパス特性のディジタルフィルタ（ｈ2 （ｎ））
３によって入力信号ｘ（ｎ）を帯域分割し、各帯域信号
をサブサンプリング回路10、11によって入力に対するナ
イキスト速度の半分でサブサンプリングし、その出力を
図示しない符号化回路によって量子化、符号化して受信
側に送信する。受信側では、まず図示されない復号化回
路によって伝送情報を復号し、補間回路16、17で０値補
間を行い、それぞれの出力をローパス特性のディジタル
フィルタ（ｇ1 （ｎ））６、およびハイパス特性のディ
ジタルフィルタ（ｇ2 （ｎ））７を通過させた後、加算
回路30で合成して復号信号ｘ（ｎ）（なお、図面では復
号信号ｘはその記号の上に復号信号である旨の記号を付
すが明細書では省略する。）の再構成を行う。
【０００４】この音声信号の帯域分割符号化方式は、音
声のエネルギが集中している帯域により多くの量子化ビ
ット数を割り当てることによって総合的な音声品質の向
上を図ることができる利点があり、また量子化雑音が他
の帯域に影響を与えないようにできる利点がある。
声のエネルギが集中している帯域により多くの量子化ビ
ット数を割り当てることによって総合的な音声品質の向
上を図ることができる利点があり、また量子化雑音が他
の帯域に影響を与えないようにできる利点がある。
【０００５】また、画像信号に対してこの帯域分割符号
化方式を適用した場合には、上記の音声の場合の利点に
加えて、ブロックひずみの問題が解消されるという利点
が得られる。
化方式を適用した場合には、上記の音声の場合の利点に
加えて、ブロックひずみの問題が解消されるという利点
が得られる。
【０００６】なお、この帯域分割符号化方式は、図１に
示すような２バンド分割として用いられるだけでなく、
図２に示すように、多段接続することにより、任意のバ
ンド分割として利用されることもある。特に画像信号の
ような画素間の相関の高い信号源に対しては、低周波情
報のみが多段接続によって繰り返しバンド分割されるこ
とが多い。
示すような２バンド分割として用いられるだけでなく、
図２に示すように、多段接続することにより、任意のバ
ンド分割として利用されることもある。特に画像信号の
ような画素間の相関の高い信号源に対しては、低周波情
報のみが多段接続によって繰り返しバンド分割されるこ
とが多い。
【０００７】一般的には、理想的な周波数特性を定数フ
ィルタを有限のタップ数で実現することは不可能であ
り、復号信号には折り返しひずみ、振幅ひずみ、位相ひ
ずみの３種類のひずみが発生するが、フィルタ間にｚ領
域において、
ィルタを有限のタップ数で実現することは不可能であ
り、復号信号には折り返しひずみ、振幅ひずみ、位相ひ
ずみの３種類のひずみが発生するが、フィルタ間にｚ領
域において、
【数２】 の関係が成立するならば、復号信号ｘ（ｎ）を原信号ｘ
（ｎ）に完全に一致させることが可能となる。
（ｎ）に完全に一致させることが可能となる。
【０００８】このため、この（１）式を元にして、復号
信号の完全再構成が可能なフィルタの検討が行われてい
る。
信号の完全再構成が可能なフィルタの検討が行われてい
る。
【０００９】完全再構成フィルタの構成例としては、ま
ずクロチエール（Crochiere)によって提案されているＱ
ＭＦ（Quadrature Mirror Filter 以下ＱＭＦとい
う。）が挙げられる。
ずクロチエール（Crochiere)によって提案されているＱ
ＭＦ（Quadrature Mirror Filter 以下ＱＭＦとい
う。）が挙げられる。
【００１０】文献 クロチエール，「サブバンドコーデ
ィング」，ベル・システムズ・テクニカル・ジャーナル
第60号（1981年９月），第1633〜1653頁（R.E.Crochier
e,"Subband Coding," BSTJ,60,pp.1633-1653 (Sep.198
1) )
ィング」，ベル・システムズ・テクニカル・ジャーナル
第60号（1981年９月），第1633〜1653頁（R.E.Crochier
e,"Subband Coding," BSTJ,60,pp.1633-1653 (Sep.198
1) )
【００１１】この方法では、フィルタ｛ｈ1 （ｎ）｝を
係数対称の直線位相ＦＩＲフィルタとし、さらにその他
のフィルタ｛ｈ2 （ｎ），ｇ1 （ｎ），ｇ2 （ｎ）｝を
それぞれ ｈ2 （ｎ）＝（−１）n ｈ1 （ｎ） ｇ1 （ｎ）＝２・ｈ1 （ｎ） ｇ2 （ｎ）＝−２・（−１）n ｈ1 （ｎ） …（２） で定義することによって、復元信号における折り返しひ
ずみと位相ひずみの完全な除去を実現している。ただ
し、振幅ひずみの除去はフィルタのタップ数が２と無限
大の場合に限られており、それ以下の環境下では近似に
頼らざるを得ない。このため画像に適用するためには16
ブロック以上のタップ数が必要とならざるを得ず、その
実現が困難であった。
係数対称の直線位相ＦＩＲフィルタとし、さらにその他
のフィルタ｛ｈ2 （ｎ），ｇ1 （ｎ），ｇ2 （ｎ）｝を
それぞれ ｈ2 （ｎ）＝（−１）n ｈ1 （ｎ） ｇ1 （ｎ）＝２・ｈ1 （ｎ） ｇ2 （ｎ）＝−２・（−１）n ｈ1 （ｎ） …（２） で定義することによって、復元信号における折り返しひ
ずみと位相ひずみの完全な除去を実現している。ただ
し、振幅ひずみの除去はフィルタのタップ数が２と無限
大の場合に限られており、それ以下の環境下では近似に
頼らざるを得ない。このため画像に適用するためには16
ブロック以上のタップ数が必要とならざるを得ず、その
実現が困難であった。
【００１２】またスミス（Smith)らは、ＣＱＦ（Conjug
ate Quadrature Filter 以下ＣＱＦという。）と呼ばれ
るフィルタ構成を提案している。
ate Quadrature Filter 以下ＣＱＦという。）と呼ばれ
るフィルタ構成を提案している。
【００１３】文献 スミス，バーンウェル，「イグザク
ト・リコンストラクション・テクニックス・フォー・ツ
リーストラクチャード・サブバンド・コーダーズ」，IE
EEトランザクションズ・オブ・アコースチック・スピー
チ・アンド・シグナル・プロセシング第ASSP-34 巻第３
号（1986年６月），第434 〜441 頁（M.Smith and T.P.
Barnwell III, "Exact ReconstructionTechniques for
Tree-StructuredSubband Corders",IEEE Trans.on ASSP
P pp.434-441 (June.1986) ）
ト・リコンストラクション・テクニックス・フォー・ツ
リーストラクチャード・サブバンド・コーダーズ」，IE
EEトランザクションズ・オブ・アコースチック・スピー
チ・アンド・シグナル・プロセシング第ASSP-34 巻第３
号（1986年６月），第434 〜441 頁（M.Smith and T.P.
Barnwell III, "Exact ReconstructionTechniques for
Tree-StructuredSubband Corders",IEEE Trans.on ASSP
P pp.434-441 (June.1986) ）
【００１４】この方法では、スペクトル分解と呼ばれる
手法を用いて、上記ＱＭＦの欠点であった振幅ひずみの
問題を解決し、完全再構成を実現している。ただし、フ
ィルタ特性が線形でないところに、画像への適用の問題
点が残る。
手法を用いて、上記ＱＭＦの欠点であった振幅ひずみの
問題を解決し、完全再構成を実現している。ただし、フ
ィルタ特性が線形でないところに、画像への適用の問題
点が残る。
【００１５】一方、ルゴール（Le Gall)らは、画像への
適用を考えた場合に、ＱＭＦのような長タップ、あるい
はＣＱＦのような非直線位相のフィルタは望ましくない
という観点から、ＳＳＫＦ（Symmetric Short Kernel F
ilter ）と呼ばれるフィルタ構成を提案している。
適用を考えた場合に、ＱＭＦのような長タップ、あるい
はＣＱＦのような非直線位相のフィルタは望ましくない
という観点から、ＳＳＫＦ（Symmetric Short Kernel F
ilter ）と呼ばれるフィルタ構成を提案している。
【００１６】文献 ルゴール，タバタバイ，「サブバン
ド・コーディング・オブ・ディジタル・イメージズ・ユ
ージング・シンメトリック・ショート・カーネル・フィ
ルターズ・アンド・アリスメトティック・コーディング
・テクニークス」，IEEE アイキャスブ88 (1988年６
月），第761 ないし764 頁（D.L.Gall and A.Tabataba
i,"Subband Cording of Digital Images Using Symmetr
ic Short Kernel Filtersand Arithmetic Cording Tech
niques,"Proc. of IEEE ICASSP'88,pp.761-764(June.19
88))
ド・コーディング・オブ・ディジタル・イメージズ・ユ
ージング・シンメトリック・ショート・カーネル・フィ
ルターズ・アンド・アリスメトティック・コーディング
・テクニークス」，IEEE アイキャスブ88 (1988年６
月），第761 ないし764 頁（D.L.Gall and A.Tabataba
i,"Subband Cording of Digital Images Using Symmetr
ic Short Kernel Filtersand Arithmetic Cording Tech
niques,"Proc. of IEEE ICASSP'88,pp.761-764(June.19
88))
【００１７】この方式では、フィルタ間の制約をＱＭＦ
よりも緩和し、 Ｇ1 （ｚ）＝Ｈ2 （−ｚ） Ｇ2 （ｚ）＝Ｈ1 （−ｚ） …（３） から、 Ｆ（ｚ）−Ｆ（−ｚ）＝２・ｚ-k …（４） を満たすｚの多項式Ｆ（ｚ）をＨ1 （ｚ）とＨ2 （−
ｚ）に因数分解する問題とし、完全再構成フィルタを実
現している。このときＦ（ｚ）は、その奇数次の項の係
数が０でない項がただ１つしかない多項式となるが、ル
ゴールらは、偶数次の項の係数に対してその唯一の非０
の奇数次の項を中心とした係数対称条件を課し、その制
約条件の基に因数分解を実行することによって、具体解
を求めている。
よりも緩和し、 Ｇ1 （ｚ）＝Ｈ2 （−ｚ） Ｇ2 （ｚ）＝Ｈ1 （−ｚ） …（３） から、 Ｆ（ｚ）−Ｆ（−ｚ）＝２・ｚ-k …（４） を満たすｚの多項式Ｆ（ｚ）をＨ1 （ｚ）とＨ2 （−
ｚ）に因数分解する問題とし、完全再構成フィルタを実
現している。このときＦ（ｚ）は、その奇数次の項の係
数が０でない項がただ１つしかない多項式となるが、ル
ゴールらは、偶数次の項の係数に対してその唯一の非０
の奇数次の項を中心とした係数対称条件を課し、その制
約条件の基に因数分解を実行することによって、具体解
を求めている。
【００１８】ここで、上記３つのフィルタ構成のデータ
圧縮特性の比較とし、２バンドに帯域分割を行った後、
あるいは多段接続によって複数バンドに帯域分割を行っ
た後に量子化、符号化した場合の特性比較を行うと、帯
域分割数が少ない限りにおいては、ＳＳＫＦが最良の特
性を有する。
圧縮特性の比較とし、２バンドに帯域分割を行った後、
あるいは多段接続によって複数バンドに帯域分割を行っ
た後に量子化、符号化した場合の特性比較を行うと、帯
域分割数が少ない限りにおいては、ＳＳＫＦが最良の特
性を有する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】帯域分割符号化におい
てＱＭＦを用いる場合には、上述のように、十分な振幅
ひずみの除去を実現するためには、そのフィルタの長さ
（タップ数で規定される。）が問題となる。また、ＣＱ
Ｆを用いる場合には、完全再構成は実現されるもののフ
ィルタ特性が非直線位相であり、低解像度の画像から段
階的に表示を行う階層的符号化のようなアプリケーショ
ンに対しては、位相ひずみの発生の問題が残る。さら
に、これらの方式のデータ圧縮特性は、帯域分割数が少
ない限りにおいては、ＳＳＫＦより劣る。
てＱＭＦを用いる場合には、上述のように、十分な振幅
ひずみの除去を実現するためには、そのフィルタの長さ
（タップ数で規定される。）が問題となる。また、ＣＱ
Ｆを用いる場合には、完全再構成は実現されるもののフ
ィルタ特性が非直線位相であり、低解像度の画像から段
階的に表示を行う階層的符号化のようなアプリケーショ
ンに対しては、位相ひずみの発生の問題が残る。さら
に、これらの方式のデータ圧縮特性は、帯域分割数が少
ない限りにおいては、ＳＳＫＦより劣る。
【００２０】ところが、ＳＳＫＦを用いる場合には、フ
ィルタ長の長さの問題および位相ひずみの問題が解決さ
れているが、具体例として提案されている構成は４種類
に限られており、その構成は一般化されていない。すな
わち、完全再構成を実現するフィルタの数は無数あり、
これらの中でデータ圧縮の観点からは最良の構成のもの
は提案されておらず、データ圧縮効率を高くした完全再
構成フィルタの構成は見出されていない。
ィルタ長の長さの問題および位相ひずみの問題が解決さ
れているが、具体例として提案されている構成は４種類
に限られており、その構成は一般化されていない。すな
わち、完全再構成を実現するフィルタの数は無数あり、
これらの中でデータ圧縮の観点からは最良の構成のもの
は提案されておらず、データ圧縮効率を高くした完全再
構成フィルタの構成は見出されていない。
【００２１】本発明はこのように無限にある完全再構成
フィルタの中で、フィルタ長を制約条件とした環境化
で、データ圧縮効率が高いディジタルフィルタ回路を提
供するものである。
フィルタの中で、フィルタ長を制約条件とした環境化
で、データ圧縮効率が高いディジタルフィルタ回路を提
供するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、異なる通過帯
域を持ち入力ディジタル信号をそれぞれの帯域で通過さ
せる複数の第一のディジタルフィルタ（ｈ1（ｎ）〜ｈ
M （ｎ））と、この第一のディジタルフィルタの出力を
それぞれサブサンプリングする複数のサブサンプリング
回路と、サブサンプリングされた信号をそれぞれ０値補
間する複数の補間回路と、この０値補間された信号を入
力とし、上記第一のディジタルフィルタに対応した通過
帯域をもつ複数の第二のディジタルフィルタ（ｇ
1 （ｎ）〜ｇM （ｎ））と、この第二のディジタルフィ
ルタの出力の和をとる加算回路とを備えたディジタルフ
ィルタ回路において、フィルタ長をパラメータとし次の
符号化利得ＧSBC を
域を持ち入力ディジタル信号をそれぞれの帯域で通過さ
せる複数の第一のディジタルフィルタ（ｈ1（ｎ）〜ｈ
M （ｎ））と、この第一のディジタルフィルタの出力を
それぞれサブサンプリングする複数のサブサンプリング
回路と、サブサンプリングされた信号をそれぞれ０値補
間する複数の補間回路と、この０値補間された信号を入
力とし、上記第一のディジタルフィルタに対応した通過
帯域をもつ複数の第二のディジタルフィルタ（ｇ
1 （ｎ）〜ｇM （ｎ））と、この第二のディジタルフィ
ルタの出力の和をとる加算回路とを備えたディジタルフ
ィルタ回路において、フィルタ長をパラメータとし次の
符号化利得ＧSBC を
【数１】 ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数を最大にするよ
うに上記第一および第二のディジタルフィルタのフィル
タ係数を定めることを特徴とする。
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数を最大にするよ
うに上記第一および第二のディジタルフィルタのフィル
タ係数を定めることを特徴とする。
【００２３】さらに本発明の帯域分割伝送方式は、異な
る通過帯域を持ち入力ディジタル信号をそれぞれの帯域
で通過させる複数の第一のディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ）〜ｈM （ｎ））と、この第一のディジタルフィ
ルタの出力をそれぞれサブサンプリングする複数のサブ
サンプリング回路と、このサブサンプリングされた信号
をそれぞれのサブバンド伝送路に送信する送信手段と、
このサブバンド伝送路で受信された信号を復号する受信
手段と、復号された信号をそれぞれ０値補間する複数の
補間回路と、この０値補間された信号を入力とし、上記
第一のディジタルフィルタに対応した通過帯域をもつ複
数の第二のディジタルフィルタ（ｇ1 （ｎ）〜ｇ
M （ｎ））と、この第二のディジタルフィルタの出力の
和をとる加算回路とを備えた帯域分割伝送方式におい
て、フィルタ長をパラメータとし次の符号化利得ＧSBC
を
る通過帯域を持ち入力ディジタル信号をそれぞれの帯域
で通過させる複数の第一のディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ）〜ｈM （ｎ））と、この第一のディジタルフィ
ルタの出力をそれぞれサブサンプリングする複数のサブ
サンプリング回路と、このサブサンプリングされた信号
をそれぞれのサブバンド伝送路に送信する送信手段と、
このサブバンド伝送路で受信された信号を復号する受信
手段と、復号された信号をそれぞれ０値補間する複数の
補間回路と、この０値補間された信号を入力とし、上記
第一のディジタルフィルタに対応した通過帯域をもつ複
数の第二のディジタルフィルタ（ｇ1 （ｎ）〜ｇ
M （ｎ））と、この第二のディジタルフィルタの出力の
和をとる加算回路とを備えた帯域分割伝送方式におい
て、フィルタ長をパラメータとし次の符号化利得ＧSBC
を
【数１】 ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数最大にするよう
に上記第一および第二のディジタルフィルタのフィルタ
係数を定めることを特徴とする。
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数最大にするよう
に上記第一および第二のディジタルフィルタのフィルタ
係数を定めることを特徴とする。
【００２４】
【作用】本発明は、従来フィルタ特性を重視して設計さ
れてきた帯域分割符号化のためのフィルタ係数の決定に
際して、データ圧縮特性としての観点から、評価関数で
ある符号化利得ＧSBC を最大にするように決定するもの
である。
れてきた帯域分割符号化のためのフィルタ係数の決定に
際して、データ圧縮特性としての観点から、評価関数で
ある符号化利得ＧSBC を最大にするように決定するもの
である。
【００２５】図１に示すような一次元２バンド直線位相
の帯域分割システム（ｋ＝１の場合）を例に説明する。 α1 ＝α2 ＝0.5 および ｇ1 （ｎ）＝（−１）n ｈ2 （ｎ） ｇ2 （ｎ）＝−（−１）n ｈ1 （ｎ） である。
の帯域分割システム（ｋ＝１の場合）を例に説明する。 α1 ＝α2 ＝0.5 および ｇ1 （ｎ）＝（−１）n ｈ2 （ｎ） ｇ2 （ｎ）＝−（−１）n ｈ1 （ｎ） である。
【００２６】そして、フィルタｈ1 （ｎ）の長さが１、
｛ｈ1 （ｎ）｝＝｛ａ｝、フィルタｈ2 （ｎ）の長さが
３、｛ｈ2（ｎ）｝＝｛−ｑ，１，−ｑ｝の場合、完全
再構成条件は ａ＝１ によって与えられる。ρを入力信号の相関係数とする
と、Ａ1 、Ａ2 、Ｂ1 、Ｂ2 はそれぞれ Ａ1 ＝１ Ａ2 ＝（１＋２ｑ2 ）−４ｑ・ρ＋２ｑ2 ・ρ2 Ｂ1 ＝１／２＋ｑ2 Ｂ2 ＝１／２ によって与えられる。
｛ｈ1 （ｎ）｝＝｛ａ｝、フィルタｈ2 （ｎ）の長さが
３、｛ｈ2（ｎ）｝＝｛−ｑ，１，−ｑ｝の場合、完全
再構成条件は ａ＝１ によって与えられる。ρを入力信号の相関係数とする
と、Ａ1 、Ａ2 、Ｂ1 、Ｂ2 はそれぞれ Ａ1 ＝１ Ａ2 ＝（１＋２ｑ2 ）−４ｑ・ρ＋２ｑ2 ・ρ2 Ｂ1 ＝１／２＋ｑ2 Ｂ2 ＝１／２ によって与えられる。
【００２７】次に、フィルタｈ1 （ｎ）の長さが５、
｛ｈ1 （ｎ）｝＝｛ｃ，ｂ，ａ，ｂ，ｃ｝、フィルタｈ
2 （ｎ）の長さが３、｛ｈ2 （ｎ）｝＝｛−ｑ，１，−
ｑ｝の場合、完全再構成条件は ａ＋２・ｑ・ｂ＝１ ｑ・ｂ＋１＝０ によって与えられ、Ａ1 、Ａ2 、Ｂ1 、Ｂ2 はそれぞれ Ａ1 ＝（ａ2 ＋２ｂ2 ＋２ｃ2 ）＋４（ａｂ＋ｂｃ）ρ ＋２（ｂ2 ＋２ａｃ）ρ2 ＋４ｂｃ・ρ3 ＋２ｃ2 ・ρ4 Ａ2 ＝（１＋２ｑ2 ）−４ｑ・ρ＋２ｑ2 ・ρ2 Ｂ1 ＝１／２＋ｑ2 Ｂ2 ＝（１／２）ａ2 ＋ｂ2 ＋ｃ2 によって与えられる。
｛ｈ1 （ｎ）｝＝｛ｃ，ｂ，ａ，ｂ，ｃ｝、フィルタｈ
2 （ｎ）の長さが３、｛ｈ2 （ｎ）｝＝｛−ｑ，１，−
ｑ｝の場合、完全再構成条件は ａ＋２・ｑ・ｂ＝１ ｑ・ｂ＋１＝０ によって与えられ、Ａ1 、Ａ2 、Ｂ1 、Ｂ2 はそれぞれ Ａ1 ＝（ａ2 ＋２ｂ2 ＋２ｃ2 ）＋４（ａｂ＋ｂｃ）ρ ＋２（ｂ2 ＋２ａｃ）ρ2 ＋４ｂｃ・ρ3 ＋２ｃ2 ・ρ4 Ａ2 ＝（１＋２ｑ2 ）−４ｑ・ρ＋２ｑ2 ・ρ2 Ｂ1 ＝１／２＋ｑ2 Ｂ2 ＝（１／２）ａ2 ＋ｂ2 ＋ｃ2 によって与えられる。
【００２８】このような条件の基に、評価関数である符
号化利得ＧSBC を最大にするようなフィルタ係数を決定
すれば、フィルタ長をパラメータとして、データ圧縮と
して最適な帯域分割符号化のフィルタ係数を決定でき
る。
号化利得ＧSBC を最大にするようなフィルタ係数を決定
すれば、フィルタ長をパラメータとして、データ圧縮と
して最適な帯域分割符号化のフィルタ係数を決定でき
る。
【００２９】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
【００３０】この実施例のディジタルフィルタ回路は、
図１に示す回路において、ディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ））、（ｈ2 （ｎ））、（ｇ1 （ｎ））、（ｇ2
（ｎ））において、その評価関数としてのＧSBC を
図１に示す回路において、ディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ））、（ｈ2 （ｎ））、（ｇ1 （ｎ））、（ｇ2
（ｎ））において、その評価関数としてのＧSBC を
【数１】 を最大とするように決定されていることが特徴である。
ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk （ｎ）と入力信号の相関係数から決定される定
数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相関
係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドのサ
ブサンプリングレートから定まる定数である。
ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk （ｎ）と入力信号の相関係数から決定される定
数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相関
係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドのサ
ブサンプリングレートから定まる定数である。
【００３１】このディジタルフィルタ回路を用いた帯域
分割画像伝送システムの例を図４に示す。この実施例
は、画像情報を２つの帯域に分割して伝送する例を示し
ている。
分割画像伝送システムの例を図４に示す。この実施例
は、画像情報を２つの帯域に分割して伝送する例を示し
ている。
【００３２】入力ディジタル信号ｘ（ｎ）は、本発明に
ディジタルフィルタ２、３によって二つの帯域に分割さ
れる。この二つのディジタルフィルタ２、３を通過した
信号はそれぞれサブサンプリング回路10、11によってナ
イキスト周波数の１／２でサブサンプリングされ、符号
化回路21、22によって符号化される。この帯域分割され
符号化された２バンドの信号はマルチプレクサ24にて多
重化され、多重伝送路25によって受信側に時分割多重伝
送される。
ディジタルフィルタ２、３によって二つの帯域に分割さ
れる。この二つのディジタルフィルタ２、３を通過した
信号はそれぞれサブサンプリング回路10、11によってナ
イキスト周波数の１／２でサブサンプリングされ、符号
化回路21、22によって符号化される。この帯域分割され
符号化された２バンドの信号はマルチプレクサ24にて多
重化され、多重伝送路25によって受信側に時分割多重伝
送される。
【００３３】受信側ではデマルチプレクサ26によって多
重分離され、２つの帯域信号が取り出される。両信号は
復号化回路27、28によって復号化された後、さらに補間
回路16、17によってナイキスト周波数により０値補間が
行われる。補間回路16、17で０値補間された信号は、そ
れぞれ本発明の受信側のディジタルフィルタ６、７に入
力される。このディジタルフィルタ６、７を通過した信
号は加算回路30によって合成され、ディジタル信号ｘ
（ｎ）の復元が行われる。
重分離され、２つの帯域信号が取り出される。両信号は
復号化回路27、28によって復号化された後、さらに補間
回路16、17によってナイキスト周波数により０値補間が
行われる。補間回路16、17で０値補間された信号は、そ
れぞれ本発明の受信側のディジタルフィルタ６、７に入
力される。このディジタルフィルタ６、７を通過した信
号は加算回路30によって合成され、ディジタル信号ｘ
（ｎ）の復元が行われる。
【００３４】ここで、この帯域分割画像伝送システムに
おいて、本実施例の特徴とする点は、ディジタルフィル
タ２、３、６、７のフィルタ係数が
おいて、本実施例の特徴とする点は、ディジタルフィル
タ２、３、６、７のフィルタ係数が
【数１】 を最大とするように決定されているところにある。ただ
し、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ係数
ｈk （ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される定
数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相関
係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドのサ
ブサンプリングレートから定まる定数である。
し、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ係数
ｈk （ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される定
数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相関
係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドのサ
ブサンプリングレートから定まる定数である。
【００３５】次にディジタルフィルタ２、３、６〜７の
フィルタ係数を決定するアルゴリズムを実際に適用した
例を説明する。
フィルタ係数を決定するアルゴリズムを実際に適用した
例を説明する。
【００３６】図５は、ｑをパラメータとしたときの、送
信側のローパスフィルタであるディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ））６のタップ数が５、ハイパスフィルタである
ディジタルフィルタ（ｈ2 （ｎ））のタップ数が３の場
合の利得評価、すなわち、利得評価式（２）式を最大に
するように決定されている。また比較例としてタップ数
が５×３のＳＳＫＦの場合も示している。この図５に示
すように、パラメータを最適にすることによりほぼＳＳ
ＫＦと同等またはそれ以上の符号化利得を得ることがで
きる。
信側のローパスフィルタであるディジタルフィルタ（ｈ
1 （ｎ））６のタップ数が５、ハイパスフィルタである
ディジタルフィルタ（ｈ2 （ｎ））のタップ数が３の場
合の利得評価、すなわち、利得評価式（２）式を最大に
するように決定されている。また比較例としてタップ数
が５×３のＳＳＫＦの場合も示している。この図５に示
すように、パラメータを最適にすることによりほぼＳＳ
ＫＦと同等またはそれ以上の符号化利得を得ることがで
きる。
【００３７】また図６は、ハイパスフィルタのタップ数
を３に固定し、ローパスフィルタのタップ数が１、５、
９の場合の理論的最適値をプロットしたものであり、図
５と同様にＳＳＫＦの場合も示されている。この場合も
図５と同様にＳＳＫＦと同等またはそれ以上の符号化利
得を得ることができることが示されている。
を３に固定し、ローパスフィルタのタップ数が１、５、
９の場合の理論的最適値をプロットしたものであり、図
５と同様にＳＳＫＦの場合も示されている。この場合も
図５と同様にＳＳＫＦと同等またはそれ以上の符号化利
得を得ることができることが示されている。
【００３８】一方、ローパスフィルタのタップ数が５、
ハイパスフィルタのタップ数が３の場合の、上述のアル
ゴリズムから求められるフィルタ係数を用いた場合のモ
ノクローム画像ＧＩＲＬを帯域分割符号化した場合のシ
ミュレーション結果とＳＳＫＦを用いたシミュレーショ
ン結果とを比較する。
ハイパスフィルタのタップ数が３の場合の、上述のアル
ゴリズムから求められるフィルタ係数を用いた場合のモ
ノクローム画像ＧＩＲＬを帯域分割符号化した場合のシ
ミュレーション結果とＳＳＫＦを用いたシミュレーショ
ン結果とを比較する。
【００３９】まず、多段接続を行わない場合、すなわち
二次元であるため４バンドの場合、本発明方式において
は、画素当たり4.503 ビットで50dBの高能率符号化が実
現できた。これに対してＳＳＫＦでは、50dBの符号化に
は画素当たり4.507 ビットを要した。
二次元であるため４バンドの場合、本発明方式において
は、画素当たり4.503 ビットで50dBの高能率符号化が実
現できた。これに対してＳＳＫＦでは、50dBの符号化に
は画素当たり4.507 ビットを要した。
【００４０】さらに、多段接続を行った場合では、低周
波成分のみの再分割に基づく３階層の場合（二次元であ
るから10バンドの場合）、本発明方式においては、画素
当たり3.515 ビットで50dBの高能率化を実現できた。こ
れに対してＳＳＫＦでは、50dBの符号化には画素当たり
3.517 ビットを要した。
波成分のみの再分割に基づく３階層の場合（二次元であ
るから10バンドの場合）、本発明方式においては、画素
当たり3.515 ビットで50dBの高能率化を実現できた。こ
れに対してＳＳＫＦでは、50dBの符号化には画素当たり
3.517 ビットを要した。
【００４１】このように、本発明方式により、従来方式
により良好な特性を得ることができ、符号化利得の高い
ディジタルフィルタ回路を得ることができる。また、本
発明に基づいて、フィルタのサイズに応じて最適なフィ
ルタ係数を決定することが可能となる。
により良好な特性を得ることができ、符号化利得の高い
ディジタルフィルタ回路を得ることができる。また、本
発明に基づいて、フィルタのサイズに応じて最適なフィ
ルタ係数を決定することが可能となる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、従来の
帯域分割符号化伝送方式に比べてデータ圧縮能率が高い
良好な特性を有するディジタルフィルタ回路を得ること
ができる。
帯域分割符号化伝送方式に比べてデータ圧縮能率が高い
良好な特性を有するディジタルフィルタ回路を得ること
ができる。
【図１】 ２バンド帯域分割伝送システムの構成を示す
図。
図。
【図２】 多段接続に基づく複数バンド帯域分割伝送シ
ステムの構成を示す図。
ステムの構成を示す図。
【図３】 並列複数バンド帯域分割伝送システムの構成
を示す図。
を示す図。
【図４】 本発明実施例の２バンド帯域画像伝送システ
ムの構成を示す図。
ムの構成を示す図。
【図５】 送信側ローパスフィルタのサイズが５、ハイ
パスフィルタのサイズが３で、かつ直線位相を満足する
場合の完全再構成フィルタの符号化利得を示す図。
パスフィルタのサイズが３で、かつ直線位相を満足する
場合の完全再構成フィルタの符号化利得を示す図。
【図６】 送信側のハイパスフィルタのサイズが３に固
定され、ローパスフィルタのサイズが１、５、および９
で、かつ直線位相を満足する場合の完全再構成フィルタ
の符号化利得の最適値を示す図。
定され、ローパスフィルタのサイズが１、５、および９
で、かつ直線位相を満足する場合の完全再構成フィルタ
の符号化利得の最適値を示す図。
２、３、４、６、７、８ ディジタルフィルタ 10、11、12 サブサンプリング回路 16、17、18 補間回路 21、22 符号化回路 24 マルチプレクサ 25 多重伝送路 26 デマルチプレクサ 27、28 復号化回路 30 加算回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−42938（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−201700（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−98232（ＪＰ，Ａ) 特公 平２−29239（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平６−36157（ＪＰ，Ｂ２) “Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕ ａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏ ｄｉｎｇ ａｎｄ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉ ｏｎ ｏｆ Ｉｔｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｃｏ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ”，ＳＰＩＥ Ｖｏ ｌ．1605，ＰＰ．95−106 Ｎｏｖ．1991
Claims (2)
- 【請求項１】 異なる通過帯域を持ち入力ディジタル信
号をそれぞれの帯域で通過させる複数の第一のディジタ
ルフィルタ（ｈ1 （ｎ）〜ｈM （ｎ））と、この第一の
ディジタルフィルタの出力をそれぞれサブサンプリング
する複数のサブサンプリング回路と、サブサンプリング
された信号をそれぞれ０値補間する複数の補間回路と、
この０値補間された信号を入力とし、上記第一のディジ
タルフィルタに対応した通過帯域をもつ複数の第二のデ
ィジタルフィルタ（ｇ1 （ｎ）〜ｇM （ｎ））と、この
第二のディジタルフィルタの出力の和をとる加算回路と
を備えたディジタルフィルタ回路において、フィルタ長
をパラメータとし次の符号化利得ＧSBC を 【数１】 ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数とするを最大に
するように上記第一および第二のディジタルフィルタの
フィルタ係数を定めることを特徴とするディジタルフィ
ルタ回路。 - 【請求項２】 異なる通過帯域を持ち入力ディジタル信
号をそれぞれの帯域で通過させる複数の第一のディジタ
ルフィルタ（ｈ1 （ｎ）〜ｈM （ｎ））と、この第一の
ディジタルフィルタの出力をそれぞれサブサンプリング
する複数のサブサンプリング回路と、このサブサンプリ
ングされた信号をそれぞれのサブバンド伝送路に送信す
る送信手段と、このサブバンド伝送路で受信された信号
を復号する受信手段と、復号された信号をそれぞれ０値
補間する複数の補間回路と、この０値補間された信号を
入力とし、上記第一のディジタルフィルタに対応した通
過帯域をもつ複数の第二のディジタルフィルタ（ｇ
1（ｎ）〜ｇM （ｎ））と、この第二のディジタルフィ
ルタの出力の和をとる加算回路とを備えた帯域分割伝送
方式において、フィルタ長をパラメータとし次の符号化
利得ＧSBC を 【数１】 ただし、Ｋは帯域分割されるバンド数、Ａk はフィルタ
係数ｈk（ｎ）と入力信号の相関係数とから決定される
定数、Ｂk はフィルタ係数ｇk （ｎ）と量子化誤差の相
関係数とから決定される定数、αk はｋ番目のバンドの
サブサンプリングレートから定まる定数とする最大にす
るように上記第一および第二のディジタルフィルタのフ
ィルタ係数を定めることを特徴とする帯域分割伝送方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3075698A JPH0771009B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | ディジタルフィルタ回路および帯域分割伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3075698A JPH0771009B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | ディジタルフィルタ回路および帯域分割伝送方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04286210A JPH04286210A (ja) | 1992-10-12 |
| JPH0771009B2 true JPH0771009B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=13583699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3075698A Expired - Lifetime JPH0771009B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | ディジタルフィルタ回路および帯域分割伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0771009B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0884049A (ja) * | 1994-09-14 | 1996-03-26 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | ディジタル処理信号分割器及びディジタル処理信号合成器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0833746B2 (ja) * | 1987-02-17 | 1996-03-29 | シャープ株式会社 | 音声・楽音の帯域分割符号化装置 |
| JPS6442938A (en) * | 1987-08-10 | 1989-02-15 | Nec Corp | Broad band high efficiency coding system using coder side channel band and its coding system |
| JPH0298232A (ja) * | 1988-10-05 | 1990-04-10 | Fujitsu Ltd | 時間切替型帯域分割音声符号化装置 |
-
1991
- 1991-03-14 JP JP3075698A patent/JPH0771009B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＥｖａｌｕａｔｉｏｎｏｆＳｕｂｂａｎｄＣｏｄｉｎｇａｎｄＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｏｆＩｔｓＦｉｌｔｅｒＣｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ"，ＳＰＩＥＶｏｌ．１６０５，ＰＰ．９５−１０６Ｎｏｖ．１９９１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04286210A (ja) | 1992-10-12 |
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