JPH0775141A - ２線４線変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 ２線側の信号経路を、４線側送信信号経路と
４線側受信信号経路とのどちらか一方に接続する切り替
えスイッチ１０を設け、切り替えタイミング制御回路６
によりこのスイッチの切替えを通信で使用される信号の
最大周波数の２倍以上の周波数の一定周期で行い、双方
向ローパスフィルタ７で４線側送信信号を復調し、ロー
パスフィルタ８で４線側送信信号を復調するようにし
た。 【効果】 比較的安価なうえ簡単な回路構成で、接続す
る２線通信回線がいかなる状態であろうとも反響を起こ
さない効果がある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、局線やＰＢＸ（ Pri
vate Branch Exchange）内線等の２線通信回線に接続さ
れる通信機器の送信／受信信号を４線の送信／受信信号
に分離する２線４線変換器の回路構成の改良を図ったも
のに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】２線４線変換器は２線上に混在する送信
信号と受信信号とを４線、即ち送信専用の２線の信号お
よび受信専用の２線の信号に分離するものであり、具体
的には、４線側の送信信号経路からの信号を２線側の送
受信経路に送出し、２線側の送受信経路からの信号を４
線側の受信信号経路へと送出するものである。

【０００３】図６は従来の２線４線変換器の構成を示す
ブロック図である。図において、１は４線側から２線側
に送信すべき送信信号が入力される４線側送信信号入力
端子、２は４線側において受信された２線側からの信号
が出力される４線側受信信号出力端子、３は４線側送信
信号入力端子１から入力された４線側の送信信号を増幅
する送信用アンプ、４は２線側信号入出力端子５からハ
イブリッド回路１６を介して入力された２線側からの受
信信号を増幅する受信用アンプ、５は２線側への送信信
号および２線側からの受信信号が入出力される２線側信
号入出力端子、１６は４線側の送信信号を２線側に送出
するとともに、２線側の受信信号を受信用アンプ４の側
に送出するように信号を分岐するハイブリッド回路、１
５はハイブリッド回路１６に接続され、４線側送信信号
経路からハイブリッド回路１６を介して４線側受信信号
経路に漏洩する信号を抑制するバランスネットワーク、
１４はバランスネットワークで抑制しきれなかった４線
側受信信号経路への残響信号を抑制するエコーキャンセ
ラである。

【０００４】次に動作について説明する。まず、２線通
信回線からの受信信号はハイブリッド回路１６より入力
され、受信用アンプ４，エコーキャンセラ１４を経て４
線受信信号となる。

【０００５】一方、４線側からの送信信号は、送信用ア
ンプ３を経て、ハイブリッド回路１６から２線通信回線
に送出される。それと同時に、送信用アンプ３からハイ
ブリッド回路１６へ達した送信信号は、その総てが２線
通信回線に出力される訳ではなく、一部はハイブリッド
回路１６から受信用アンプ４へ流れ、上記２線通信回線
からの受信信号と同じ経路を通って、４線受信出力に反
響信号として現れる。バランスネットワーク１５はこの
反響信号を減少させるべく設けられているもので、この
反響信号の量は、２線通信回線とバランスネットワーク
１５とのインピーダンス・バランスのずれに比例する。
そこで、バランスネットワーク１５を再度調整し、上記
インピーダンス・バランスのずれを小さくして反響信号
を小さくする。これで残った反響信号は、エコーキャン
セラ１４で、更に抑制される。

【０００６】従来の２線４線変換器は以上のように構成
されているが、実際の通信回線は線路長や線径やその組
み合わせがひとつひとつ異なるため、通信回線のインピ
ーダンスもひとつひとつ異なるので、反響の状態も回線
毎にすべて異なっており、これらすべての回線での反響
を打ち消すためには、調整可能なバランスネットワーク
やエコーキャンセラが必要であるが、これらの調整可能
なバランスネットワークやエコーキャンセラは高価なう
え構造が複雑で大きいということ、また、それにもかか
わらずどうしても反響信号を完全に消し去ってしまうこ
とができない、と言う問題点があった。

【０００７】また、こうした問題点を解決しようとした
ものとして、例えば特開平１−２７３４３６号公報に示
された２線−４線変換装置および特開平２−２９１２９
号公報に示された４線２線変換回路があるが、これらの
従来技術には以下に述べるような問題点があった。

【０００８】即ち、図７は特開平１−２７３４３６号公
報に示された２線−４線変換装置を転載したものであ
り、図において、１０５はモデム側からの信号と発振器
１０７からの信号とを切替えてハイブリッド１０２に出
力する第１のスイッチ、１０６はハイブリッド１０２か
らの出力信号をモデム側あるいは制御部１０１に切替え
て出力する第２のスイッチ、１０４はハイブリッド１０
２に接続され、抵抗値，容量値の切替えが可能なバラン
スネットワーク、１０３は電話回線とハイブリッド１０
２との間に設けられた網制御部、１０１は網制御部１０
３、バランスネットワーク１０４およびスイッチ１０
５，１０６を制御する制御部である。

【０００９】まず、発信側は上位の制御装置からの指示
で、制御部１０１が網制御部１０３にダイヤルするよう
に指示する。網制御部１０３がダイヤルを終了し、着信
側の網制御部１０３が着信を検出すると、これを着信側
の制御部１０１に通知する。ここで着信側の制御部１０
１はスイッチ１０５，１０６を各々、発振器側，制御部
への入力側に切替える。このとき、発振側はダイヤル終
了後、スイッチ１０６のみを制御部側へ切替える。着信
側の発振器１０７からの正弦波は送信側とスイッチ１０
６を通って着信側の制御部１０１へ入力される。着信側
の制御部１０１は、入力された信号のレベルを検出し、
そのレベルが最小となるように、バランスネットワーク
１０４の抵抗値，容量値を変化させる。最小を検出した
ら、バランスネットワーク１０４をその値に固定し、ス
イッチ１０５をモデム側に戻す。発信側の制御部１０１
は、受信側からの信号がなくなるのを検出すると、スイ
ッチ１０５を発振器側へ切替え、受信側と同様の動作を
してバランスネットワーク１０４の値を決定し、スイッ
チ１０５，１０６をモデム側に戻す。受信側の制御部が
送信側からの信号を検出しなくなると、スイッチ１０６
をモデム側に戻し、上記の制御装置に着信があったこと
を通知する。その後は通常の動作を行い、モデムが通信
を行なう。

【００１０】しかしながら、この従来装置では、送信側
と受信側にそれぞれ発振器が必要となる他、調整可能な
バランスネットワークが依然必要であり、回路が高価に
つくのみならず、回線が変わる都度、本来の送受信動作
に先立って、線路インピーダンスを測定してバランスネ
ットワークの回路パラメータを設定する時間が余分に必
要となる。

【００１１】また、図８は特開平２−２９１２９号公報
に示された４線２線変換回路を転載したものであり、図
において、２２１は端子２０３の信号を反転増幅して端
子２０４に出力する反転増幅器、２１５はこの端子２０
４に接続された回線のインピーダンス、２２２はこの端
子２０４側からの信号２０８と制御回路２２４からの信
号２０７とを加算増幅する加算増幅器、２０５はこの加
算増幅器２２２からの信号が出力される端子、２２３は
端子２０３と端子２０５からの信号を乗算する乗算器、
２２４はこの乗算器２２３からの信号２０６と端子２０
３からの信号に応じて制御信号を発生する制御回路であ
る。

【００１２】次に動作について説明する。端子２０３か
ら入力された４線側の送信信号は反転増幅器２２１で反
転増幅されて端子２０４から２線側に送出されるととも
に、端子２０４から入力された２線側の信号は加算増幅
器２２２で増幅されて端子２０５側に出力される。この
とき、端子２０３からも信号が入力されており、これ
が、端子２０５側に漏洩するが、これを乗算器２２３で
検出して端子２０３からの信号を反映する信号２０７を
制御回路２２４により発生する。そしてこの信号２０７
と反転増幅器２２１からの信号を加算増幅器２２２で加
算すると、信号２０７と反転増幅器２２１からの信号と
は位相が互いに反転しているために相殺され、端子２０
４からの信号のみが端子２０５側に出力される。

【００１３】この従来装置は以上のように構成されてお
り、調整可能なバランスネットワークは不要になるが、
その代りに乗算器や制御回路が必要になり、これらは回
路規模が大きくかつ高価である。またＤＳＰ（Digital
Signal Processer）でこれらを実現することも可能であ
るが、この場合はＤＳＰのプログラミングが必要であ
り、いずれの場合にも単に２線４線変換を行なうためだ
けに大規模な回路を必要とし、装置が高価になるという
問題点があった。

【００１４】また、このような回路規模が大規模になる
という問題を解決しようとしたものとして特開平２−３
０６７９３号公報に示された、２線・４線電話回線変換
方法がある。図９，図１０はこの特開平２−３０６７９
３号公報に示された、２線・４線電話回線変換方法の装
置構成およびその動作波形を示す図をそれぞれ転載した
もので、図において、３０１は４線側からの送話信号を
増幅するバッファアンプ、３０２はこのバッファアンプ
３０１の出力から低域成分の信号を抽出するローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、３０３はこのＬＰＦ３０２の出力を
断，続するアナログスイッチ、３０４はこのアナログス
イッチ３０３の出力を増幅するバッファアンプ、３０５
はこのバッファアンプ３０４が出力する４線側の信号を
２線側に出力し、２線側から入力された信号を４線側の
アナログスイッチ３０６に出力するＭＩＸ回路、３０６
はこのＭＩＸ回路３０５の出力を断，続するアナログス
イッチ、３０７はこのアナログスイッチ３０６の出力の
ピークをホールドするピークホールド回路、３０８はこ
のピークホールド回路３０７の出力から低域成分の信号
を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３０９はこの
ＬＰＦ３０８の出力を増幅し４線側に受話信号として出
力するバッファアンプである。また、３１１は所定周期
の信号を発振する発振器（ＯＳＣ）、３１０はこのＯＳ
Ｃ３１１からの基準クロック信号に基づいてアナログス
イッチ３０５，３０６を交互に導通させる切換え信号を
発生する切り替え信号発生部である。

【００１５】次に動作について説明する。４線側からの
送話信号はバッファアンプ３０１にてレベル調整され、
ＬＰＦ３０２にて不要帯域を減衰させ、アナログスイッ
チ３０３により切り換え信号発生部３１０で発生した切
換え信号／ｂにより（１−（１／１０＋１／１０））ｔ
の時間に限り出力される。一方、２線側より入力された
音声信号は、アナログスイッチ３０６で切り換え信号ｂ
により（１／１０）ｔの時間導通し波形(d) の信号ｄと
なる。この信号をそのまま受話すると、音声レベルが１
／１０に低下する。そこで、波形(d) をピークホールド
回路３０７により導通したピークを保持し、波形(e) と
して音声信号レベルの減衰を防止している。また、アナ
ログスイッチ３０３，３０６の双方とも非導通にする期
間0.5 ／１０ｔを２箇所設けて、２線路端に発生するエ
コーの影響によるクロストークを防止している。

【００１６】このように、送話信号が２線路側に送出さ
れている瞬時は受話を不能にし、受話回路に自らの送話
信号が入力されないようにして送受話を弁別している。
また、この時切換信号ｂの周波数は送受話の音声信号の
最高周波数に比しより高い周波数、好適には可聴域外の
高い周波数、例えば２２KHz の切り換え周波数が用いら
れる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】特開平２−３０６７９
３号公報（以下、単に先行技術と称す）に示された、２
線・４線電話回線変換方法は、以上のような構成，動作
によって２線４線変換を行なうものであって、調整可能
なバランス・ネットワーク等の構造が複雑で高価な回路
や乗算回路等の規模が大きくかつ高価な回路がその回路
構成には含まれておらず、この先行技術の発明者は、そ
の発明の効果の欄で、「回路構成がトランスなどを使用
せず、純電子的であるので、装置の小型化がはかれる」
旨を主張する。

【００１８】しかしながら、この先行技術が実際にその
主張通りの効果が得られるかについては、以下に示す理
由によって、疑問がある。即ち、この先行技術は図９に
示すように、その回路構成にＭＩＸ回路を含んでいる
が、この回路の動作，機能については先行技術の明細書
本文中には具体的に開示されてはいない。そこで、この
図９からこのＭＩＸ回路の動作，機能を読取ると、この
ＭＩＸ回路は３本のポートを持ち、それぞれ入力専用／
出力専用／入出力双方向ポートになっていると考えられ
る。それはこの図９の中で、各ポートに入，出力される
信号がそれぞれの向きを規定されていることからも明ら
かである。

【００１９】そして、このような信号の向きから想定さ
れるＭＩＸ回路の機能は以下の通りである。 入力専用ポートから入力された信号は、入出力双方向
ポートから出力され、出力専用ポートには出力されな
い。 入力専用ポートから入力された信号は、入出力双方向
ポートから出力され、出力専用ポートには出力されな
い。

【００２０】このような機能を持つＭＩＸ回路は、それ
自体がとりもなおさずエコーの全く生じない２線４線変
換器である。従って、ＭＩＸ回路はこの，の機能を
実現するために、実際にはその内部にハイブリッド回路
やバランスネットワーク回路に相当するものを含んでい
ると考えられる。また、２線４線変換器が全体として持
つべき上記，の機能をＭＩＸ回路のみが持つことに
なるため、図９のＭＩＸ回路以外の部分は全く無意味な
ものになってしまう。このような理由から、この先行技
術は実際にその主張通りの、構成が簡単で装置を小型化
できる旨の効果が得られるか否かは疑わしいものであ
る。

【００２１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、比較的安価で簡単な構造であり
ながら、いかなる２線通信回線に接続しても反響信号の
残らない２線４線変換器を得ることを目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】この発明に係る２線４線
変換器は、２線の通信回線の送受信信号を入出力するた
めの第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路か
らの送信信号を入力するための第２の信号ノードと、４
線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための第
３の信号ノードと、１極側の接点が第１の信号ノードに
接続されるとともに、２投側の第１，第２の接点が第
２，第３の信号ノードに接続された１極２投型の切り替
えスイッチと、この切り替えスイッチを、本２線４線変
換器が対象とする通信で使用される信号の最大周波数の
２倍以上の周波数で、接続切り替えが行われるように制
御する切り替え制御回路とを設けるようにしたものであ
る。

【００２３】また、この発明に係る２線４線変換器は、
２線の通信回線の送受信信号を入出力するための第１の
信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの送信信
号を入力するための第２の信号ノードと、４線の通信回
線の受信経路に受信信号を出力するための第３の信号ノ
ードと、１極側の接点が第１の信号ノードに接続される
とともに、２投側の第１，第２の接点が第２，第３の信
号ノードにそれぞれ接続された１極２投型の切り替えス
イッチと、この切り替えスイッチを、本２線４線変換器
が対象とする通信で使用される信号の最大周波数の２倍
以上の周波数で、接続切り替えが行われるように制御す
る切り替え制御回路と、第１の信号ノードと切り替えス
イッチの１極側の端子との間に挿入された双方向ローパ
スフィルタと、切り替えスイッチの２投側の第２の接点
と第３の信号ノードとの間に挿入されたローパスフィル
タとを設けるようにしたものである。

【００２４】また、この発明に係る２線４線変換器は、
２線の通信回線の送受信信号を入出力するための第１の
信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの送信信
号を入力するための第２の信号ノードと、４線の通信回
線の受信経路に受信信号を出力するための第３の信号ノ
ードと、一方の入出力端子が第１の信号ノードに直接接
続された双方向ローパスフィルタと、入力が第２の信号
ノードに直接接続された第１の増幅回路と、入力が第１
の増幅回路の出力に直接接続されこの第１の増幅回路の
出力を接，断して双方向ローパスフィルタの他方の入出
力端子に向けて出力する第１の切り替えスイッチと、入
力が双方向ローパスフィルタの他方の入出力端子に直接
接続され、第２の信号ノードに伝達すべき信号を接，断
する第２の切り替えスイッチと、入力が第２の切り替え
スイッチの出力に直接接続された第２の増幅回路と、入
力が第２の増幅回路の出力に、出力が第３の信号ノード
にそれぞれ直接接続されたローパスフィルタと、第１，
第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換器が対象と
する通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周
波数で相補的に接，断するように制御する切り替え制御
回路とを設けるようにしたものである。

【００２５】また、この発明に係る２線４線変換器は、
２線の通信回線の送受信信号を入出力するための第１の
信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの送信信
号を入力するための第２の信号ノードと、４線の通信回
線の受信経路に受信信号を出力するための第３の信号ノ
ードと、一方の入出力端子が第１の信号ノードに直接接
続された双方向ローパスフィルタと、入力が第２の信号
ノードに直接接続されこの第２の信号ノードからの入力
を接，断する第１の切り替えスイッチと、入力が第１の
切り替えスイッチの出力に直接接続され双方向ローパス
フィルタの他方の入出力端子に向けて増幅信号を出力す
る第１の増幅回路と、入力が双方向ローパスフィルタの
他方の入出力端子に直接接続された第２の増幅回路と、
入力が上記第２の増幅回路の出力に直接接続されこの第
２の増幅回路の出力を接，断する第２の切り替えスイッ
チと、入力が第２の切り替えスイッチの出力に直接接続
され出力が第３の信号ノードに直接接続されたローパス
フィルタと、第１，第２の切り替えスイッチを、本２線
４線変換器が対象とする通信で使用される信号の最大周
波数の２倍以上の周波数で相補的に接，断するように制
御する切り替え制御回路とを設けるようにしたものであ
る。

【００２６】さらに、この発明に係る２線４線変換器
は、２線の通信回線の送受信信号を入出力するための第
１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの送
信信号を入力するための第２の信号ノードと、４線の通
信回線の受信経路に受信信号を出力するための第３の信
号ノードと、一方の入出力端子が第１の信号ノードに直
接接続された双方向ローパスフィルタと、第１の信号ノ
ードと第２の信号ノードとの間に接続された第１の増幅
回路と、第１の信号ノードと第３の信号ノードとの間に
接続された第２の増幅回路と、第１および第２の増幅回
路にそれぞれ対応して設けられた第１および第２の帰還
回路と、この第１および第２の帰還回路内にそれぞれ設
けられ、その接，断に応じて第１および第２の増幅回路
の利得を所要の変化幅で増減させる第１，第２の切り替
えスイッチと、この第１，第２の切り替えスイッチを、
本２線４線変換器が対象とする通信で使用される信号の
最大周波数の２倍以上の周波数で相補的に接，断するよ
うに制御を行なう切り替え制御回路を設けるようにした
ものである。

【００２７】

【作用】この発明における切り替えスイッチは、２線側
の信号経路を、４線側の送信信号経路と受信信号経路と
のどちらか一方にしか接続しないので、４線送信信号が
４線側受信信号経路に流れ込むことはありえず、反響が
発生しなくなる。また、該スイッチの切り替えを、通信
で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数の一
定周期で行うことにより、２線側から４線側への受信信
号、および４線側から２線側への送信信号が、各々、パ
ルス振幅変調された状態の信号になり、かつパルス振幅
変調される前の元の信号の情報がその包絡線に保存され
る。

【００２８】また、この発明においては、２線側送受信
信号経路および４線側受信信号経路にローパスフィルタ
を装備したことにより、４線側から２線側へのパルス振
幅変調信号および２線側から４線側へのパルス振幅変調
信号がそれぞれ復調される。

【００２９】また、この発明においては、上記切り替え
スイッチに代えて、４線側の送信信号の信号経路上に第
１の切り替えスイッチを設け、これを第２の信号ノード
に直結された第１の増幅回路の出力と双方向ローパスフ
ィルタの間に配置するとともに、４線側の受信信号の信
号経路上に、第２の切り替えスイッチを設け、これを双
方向ローパスフィルタとその出力がローパスフィルタを
介して第３の信号ノードに接続された第２の増幅回路の
出力との間に配置し、第１，第２の切り替えスイッチの
接，断を相補的かつ通信で使用される信号の最大周波数
の２倍以上の周波数の一定周期で行うことにより、構成
簡単かつ反響信号の残らない２線４線変換器が他の構成
により実現される。

【００３０】また、この発明においては、上記第１の切
り替えスイッチと第１の増幅回路の接続順序を逆にし、
かつ上記第２の切り替えスイッチと第２の増幅回路の接
続順序を逆にするようにしたので、構成簡単かつ反響信
号の残らない２線４線変換器を他の構成により実現でき
る。

【００３１】さらに、この発明においては、上記第１お
よび第２の増幅回路にそれぞれ帰還回路を設けるととも
に、この帰還回路内に上記第１，第２の切り替えスイッ
チを設けて増幅回路の利得を所要の変化幅で増減させる
とともにその接，断を互いに逆位相かつ通信で使用され
る信号の最大周波数の２倍以上の周波数の一定周期で行
うことにより、構成簡単かつ反響信号の残らない２線４
線変換器を他の構成により実現できる。

【００３２】

【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１はこの発明の一実施例による２線
４線変換器を示す。図において、１は４線側の送信信号
が入力される４線側送信信号入力端子、２は４線側の受
信信号が出力される４線側受信信号出力端子、３は４線
側の送信信号を増幅する送信用アンプ、４は２線側信号
入出力端子５から双方向ローパスフィルタ８および切り
替えスイッチ１０を介して入力された４線側の受信信号
を増幅する受信用アンプ、５は２線側の信号が入出力さ
れる２線側信号入出力端子、１０は４線側送信信号入力
端子１の側の信号と４線側受信信号出力端子２の側の信
号とを切り替えて双方向ローパスフィルタ８に接続する
切り替えスイッチ、６はこのスイッチ１０の切り替え
を、通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周
波数の一定周期で行う切り替えタイミング制御回路であ
り、例えば電話網の場合、通信で使用される信号の最大
周波数が４ｋＨｚであるので、この場合、８KHz 以上の
所定の周波数でスイッチ１０の切り替え制御を行なう。
また、７は受信用アンプ４の出力側に取り付けられたロ
ーパスフィルタであり、電話網の場合、例えば５ｋＨｚ
を遮断周波数として設定されたものを用いる。８は２線
側信号入出力端子５と切り替えスイッチ１０の間に取り
付けられた双方向ローパスフィルタであり、これは現在
のところ回路的に構成されたものはなく、機械的に実現
されたメカニカルフィルタを用いている。９と１１は２
線側信号入出力端子に接続される通信回線のインピーダ
ンスを終端するインピーダンス終端器であり、インピー
ダンス終端器９は送信用アンプ３と切り替えスイッチ１
０との間に設けられており、また、インピーダンス終端
器１１は切り替えスイッチ１０と受信用アンプ４との接
続ノードと接地との間に設けられており、これらは例え
ば６００Ωの抵抗器を使用する。また、図２は４線側送
信信号に対する各部の信号波形を示すものであり、４線
側送信信号は実際には音声信号であるが、ここではその
図示の簡単化のために正弦波を入力した場合を示す。

【００３３】次に動作について説明する。まず、２線側
信号入出力端子５から入力された信号は双方向ローパス
フィルタ８を通るが、通信回線からの信号は元々通信周
波数帯域に収まっているので、該フィルタの影響は受け
ない。その後、該信号は切り替えスイッチ１０に達す
る。そして切り替えスイッチ１０では、２線側信号経路
が４線側受信信号経路に接続された時だけ受信用アンプ
４に４線受信信号として伝えられる訳だが、この接続タ
イミングは通信で使用される信号の最大周波数の２倍以
上の周波数の一定周期なので、受信用アンプ４の出力に
現れる信号は、２線側信号入出力端子５から入力された
信号のパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号になっている。こ
の信号はパルス振幅変調される前の元の信号の情報が包
絡線上に保存されており、ローパスフィルタ７を通るこ
とにより復調されて４線側受信信号出力端子から出力さ
れるのである。

【００３４】一方、４線側送信信号入力端子１から入力
された送信信号は、送信用アンプ(3) を通って切り替え
スイッチ１０に達する（図２(a) 参照) 。切り替えスイ
ッチ１０では、２線側信号経路が４線側送信信号経路に
接続された時だけ双方向ローパスフィルタ８に４線送信
信号として伝えられる訳だが、この接続タイミングは通
信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数の
一定周期なので、双方向ローパスフィルタ８に切り替え
スイッチ１０から入力される信号は、４線側送信信号入
力端子１から入力された信号のパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）信号になっている（図２(b) 参照) 。そしてこの信
号はパルス振幅変調される前の元の信号の情報が包絡線
上に保存されている。もちろん、２線側信号経路が４線
側送信信号経路に接続されている時は、４線側受信信号
経路は完全に上記２つの信号経路からは切り離されてい
るのだから、４線送信信号が４線側受信信号経路に伝わ
ることはありえない。この信号が双方向ローパスフィル
タ８を通ることにより復調されて２線側信号入出力端子
から出力されるのである（図２(c) 参照) 。

【００３５】ところで、インピーダンス終端器９は、２
線側信号経路が４線側送信信号経路に接続され２線側の
信号が４線側送信信号経路に流入しようとした時に、２
線側回線のインピーダンス終端として働き、インピーダ
ンス終端器１１は、２線側信号経路が４線側受信信号経
路に接続され２線側の信号が４線側受信信号経路に流入
した時、２線側回線のインピーダンス終端として働く。

【００３６】このように、上記実施例によれば、２線側
の信号経路を、４線側の送信信号経路と受信信号経路と
のどちらか一方にしか接続しない切り替えスイッチを設
け、そのスイッチの切り替えを、通信で使用される信号
の最大周波数の２倍以上の周波数の一定周期で行うこと
により、４線送信信号が４線側受信信号経路に流れ込む
ことがなくなり、反響が発生しなくなる。従って、従来
の回路で必要としたエコーキャンセラやインピーダンス
平衡の調整のためのバランスネットワークが不要とな
り、しかもハイブリッドが不要となるため装置を小型か
つ安価に構成でき、さらには周波数レスポンスも向上す
る。また、２線側から４線側への受信信号、および４線
側から２線側への送信信号が、各々、パルス振幅変調さ
れた状態の信号になるが、これをローパスフィルタを装
備したことにより、２線側から４線側へのパルス振幅変
調信号に復調され、また、２線側信号経路上に双方向ロ
ーパスフィルタを装備したことにより、４線側から２線
側へのパルス振幅変調信号が復調され、また、２線側に
接続される通信回線のインピーダンスを終端するローパ
スフィルタを装備したので、切り替えスイッチを介して
２線側から流れ込む信号が確実に終端されるので、簡単
な構成で反響を発生しなくなるものが安価に得られると
いう効果がある。

【００３７】なお、２線側回線の伝送特性が、通信周波
数帯域しか通さないフィルタとしての特性を示す場合、
双方向ローパスフィルタ８は不要であり、これを取り外
しても良い。

【００３８】実施例２．なお、上記実施例では切り替え
スイッチ１０で４線送信信号と４線受信信号を切り替え
る方式を示したが、図３に示すように、切り替えスイッ
チ１０を除去して、４線送信信号と４線受信信号をワイ
ヤード接続し、その代わり、送信用アンプ３の出力側に
切り替えスイッチ１２を、受信用アンプ４の入力側に切
り替えスイッチ１３を、各々、設けるように構成しても
良い。この切り替えスイッチ１２は送信用アンプ３の出
力または接地レベルのいずれか一方を選択して２線側に
伝達するものであり、切り替えスイッチ１３は双方向ロ
ーパスフィルタ８の出力または接地レベルのいずれか一
方を選択して受信用アンプ４に伝達するものである。こ
のとき、切り替えスイッチ１２と１３の切り替えタイミ
ングを、４線送信信号を通している時は４線受信信号を
通さないようにし、また４線受信信号を通している時は
４線送信信号を通さないように制御する。もちろんその
周期は、通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上
の周波数の一定周期とする。

【００３９】次に動作について説明する。まず、２線側
信号入出力端子５から入力された信号は双方向ローパス
フィルタ８を通るが、通信回線からの信号は元々通信周
波数帯域に収まっているので、該フィルタの影響は受け
ない。その後、該信号は切り替えスイッチ１３およびイ
ンピーダンス終端器９に達する。ところで、インピーダ
ンス終端器９は２線側の信号が４線側送信信号経路に流
入しようとした時に、２線側回線のインピーダンス終端
として働くため、２線側の信号は４線側送信信号経路に
は現れず、切り替えスイッチ１３にのみ入力される。

【００４０】そして切り替えスイッチ１３では、２線側
信号経路が４線側受信信号経路に接続された時だけ受信
用アンプ４に４線受信信号として伝えられる訳だが、こ
の接続タイミングは通信で使用される信号の最大周波数
の２倍以上の周波数の一定周期なので、受信用アンプ４
の出力に現れる信号は、２線側信号入出力端子５から入
力された信号のパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号になって
いる。この信号がローパスフィルタ７を通ることにより
復調されて４線側受信信号出力端子から出力されるので
ある。

【００４１】一方、４線側送信信号入力端子１から入力
された送信信号は、送信用アンプ３を通って切り替えス
イッチ１２に達する。切り替えスイッチ１２では、２線
側信号経路が４線側送信信号経路に接続された時だけ双
方向ローパスフィルタ８に４線送信信号として伝えられ
る訳だが、この接続タイミングは通信で使用される信号
の最大周波数の２倍以上の周波数の一定周期なので、双
方向ローパスフィルタ８に切り替えスイッチ１２から入
力される信号は、４線側送信信号入力端子１から入力さ
れた信号のパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号になってい
る。もちろん、４線側送信信号経路が２線側信号経路に
接続されている時は、４線側受信信号経路は完全に上記
２つの信号経路からは切り離されているのだから、４線
送信信号が４線側受信信号経路に伝わることはありえな
い。この信号が双方向ローパスフィルタ８を通ることに
より復調されて２線側信号入出力端子から出力されるの
である。

【００４２】以上のように構成しても第１の実施例と同
様の効果が得られる。即ち、この第２の実施例によれ
ば、２線側の信号経路を、４線側の送信信号経路と受信
信号経路とのどちらか一方にしか接続しない切り替えス
イッチを、４線側の送信信号経路と受信信号経路のそれ
ぞれに設け、かつそのスイッチの切り替えを、通信で使
用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数の一定周
期で行うことにより、４線送信信号が４線側受信信号経
路に流れ込むことがなくなり、反響が発生しなくなる。
また、２線側から４線側への受信信号、および４線側か
ら２線側への送信信号が、各々、パルス振幅変調された
状態の信号になるが、これをローパスフィルタを装備し
たことにより、２線側から４線側へのパルス振幅変調信
号に復調され、また、２線側信号経路上に双方向ローパ
スフィルタを装備したことにより、４線側から２線側へ
のパルス振幅変調信号が復調され、また、２線側に接続
される通信回線のインピーダンスを終端するローパスフ
ィルタを装備したので、切り替えスイッチを介して２線
側から流れ込む信号が確実に終端されるので、簡単な構
成で反響を発生しなくなるものが安価に得られるという
効果がある。

【００４３】また、２線側から４線受信信号経路の側へ
の信号の伝達は正規の経路であり、４線送信信号経路と
２線側とが接続される場合は４線送信信号経路と４線受
信信号経路とは断となっているので、図１のインピーダ
ンス終端器１１に相当するものはこれを省略することが
でき、インピーダンス終端器は９のみで送信／受信のい
ずれの場合にも兼用できる。

【００４４】また上記第１の実施例と同様に、２線側回
線の伝送特性が、通信周波数帯域しか通さないフィルタ
としての特性を示す場合、双方向ローパスフィルタ８は
不要であり、これを取り外しても良い。

【００４５】実施例３．更に、図４に示すように、第２
の実施例の切り替えスイッチ１２を送信用アンプ３の出
力側ではなく入力側に、切り替えスイッチ１３を受信用
アンプ４の入力側ではなく出力側に、各々、設けるよう
にしても良い。このときの切り替えスイッチ１２と１３
の切り替えタイミングは第２の実施例と同様である。ま
た、インピーダンス終端器は９のみで送信／受信のいず
れの場合にも兼用できるだけでなく、２線側回線に対す
るインピーダンス終端が安定する。

【００４６】このように、この第３の実施例によれば、
２線側の信号経路を、４線側の送信信号経路と受信信号
経路とのどちらか一方にしか接続しない切り替えスイッ
チを、４線側の送信信号経路と受信信号経路のそれぞれ
に設け、かつそのスイッチの切り替えを、通信で使用さ
れる信号の最大周波数の２倍以上の周波数の一定周期で
行うことにより、４線送信信号が４線側受信信号経路に
流れ込むことがなくなり、反響が発生しなくなる。ま
た、２線側から４線側への受信信号、および４線側から
２線側への送信信号が、各々、パルス振幅変調された状
態の信号になるが、これをローパスフィルタを装備した
ことにより、２線側から４線側へのパルス振幅変調信号
に復調され、また、２線側信号経路上に双方向ローパス
フィルタを装備したことにより、４線側から２線側への
パルス振幅変調信号が復調され、また、２線側に接続さ
れる通信回線のインピーダンスを終端するローパスフィ
ルタを装備したので、切り替えスイッチを介して２線側
から流れ込む信号が確実に終端されるので、簡単な構成
で反響を発生しなくなるものが安価に得られる。また、
４線側の受信信号を切り替えスイッチを介したあと、受
信アンプで増幅しているので、切り替えスイッチとして
アナログスイッチを用いた場合のインピーダンスの変化
を抑えることができるという効果がある。

【００４７】なお、２線側回線の伝送特性が、通信周波
数帯域しか通さないフィルタとしての特性を示す場合、
双方向ローパスフィルタ８は取り外しても良い。なお、
以上の各実施例においてスイッチ１０，１２，１３はメ
カニカルスイッチや半導体スイッチのみならず、他のど
のような構造のものをもちいても良いことは言うまでも
ない。

【００４８】ところで、上記第１の実施例ないし第３の
実施例、特にこの第３の実施例の回路構成はＭＩＸ回路
やピークホールド回路を持たない点を除き、既に述べた
特開平２−３０６７９３号公報記載の２線・４線電話回
線変換方法の回路構成の主要部と極めてよく似ている。
しかしながら、この先行技術は既に述べたように、実際
にその主張通りの効果が得られるか否かについては疑問
がある。

【００４９】以下この先行技術と本発明の第１ないし第
３の実施例、特に本発明の第１，第３の実施例との相違
点について比較，検討する。まず、その検討に入る前
に、上記先行技術のアナログスイッチと、本発明の第１
ないし第３の実施例の切替スイッチにおいて行なってい
る、２つの信号のＰＡＭ（パルス振幅変調）を行う場合
の問題点を示す。

【００５０】今、図１１(a) と図１１(c) に示すよう
に、２種類の信号ｆ(t) とｇ(t) があって、これらをＰ
ＡＭした後、再度、復号することを考える。この各々の
信号ｆ(t) とｇ(t) のフーリエ変換したものを図１１
(b) と図１１(d) に示し、それぞれＦ (ω) ，Ｇ (ω)
と記す。このｆ(t) ，ｇ(t) をＴの周期で交互にサンプ
リングする。それを各々ｆs(t)，ｇs(t)とする。

【００５１】さて、ＰＡＭを行なう際のサンプリングに
は、図１２(a) に示すようなδ関数δT(t)（そのフーリ
エ変換をＤT(ω) と記し、これを図１２(b) に示す。）
を用いれば良いのだが、このδ関数によるフーリエ変換
は実際の回路では行えないものである。

【００５２】そこで実際のサンプリングは、図１３(a)
に示すような時間幅τの方形波Ｐ(t) を、図１３(c) に
示すような周期Ｔで繰り返す信号Ｐτ(t) を用いる。こ
の各々の信号のフーリエ変換をＰ (ω) ，Ｐτ (ω) と
記し、それぞれを図１３(b)，図１３(d) に示す。

【００５３】このＰτ(t) を用いて、実際にｆ(t) ，ｇ
(t) をサンプリングした波形は、ｆ(t) ・Ｐτ(t) およ
びｇ(t) ・Ｐτ(t) であり、これを図１４(a) ，図１４
(c)に示す。また、そのフーリエ変換を図１４(b) ，図
１４(d) に示す。

【００５４】図１１と図１４を比較すれば直感的に分か
ることだが、ｘ(t) ，ｙ(t) はｆ(t) ，ｇ(t) の成分を
内包しており、これは図１４(b) ，図１４(d) に一点鎖
線で示すような特性を示すＬＰＦ（低域通過フィルタ）
を通すことにより、図１４(b) ，図１４(d) 中の斜線を
付した部分の成分を取り出すことができる。即ち、ｘ
(t) ，ｙ(t) はＬＰＦを通すだけで、歪みもなくｆ(t)
，ｇ(t) を復元することができる。

【００５５】次に上記先行技術に相当する図１５のよう
な回路構成を考えて、ｆ(t) ，ｇ(t) を交互にサンプリ
ングする場合について述べる。この図１５において、入
力ポートＡからｆ(t) を入力し、それを回路Ｇ１でＰτ
(t) でサンプリングしたｘ(t) を上記先行技術のＭＩＸ
回路に相当する回路Ｍを介して入出力ポートＣから出力
する。また、入出力ポートＣからは、ｇ(t) を入力し、
それを回路Ｇ２で／Ｐτ(t) でサンプリングしたｈ(t)
を出力ノードＢから出力する。

【００５６】この回路Ｇ１，Ｇ２は、サンプリングのた
めのゲート回路であり、各々Ｐτ(t) ，／Ｐτ(t) のタ
イミングでゲートを開閉する。／Ｐτ(t) はＰτ(t) の
反転信号で、Ｐτ(t) がＯＮの時は／Ｐτ(t) がＯＦ
Ｆ、／Ｐτ(t) がＯＦＦの時はＰτ(t) がＯＮとなる。
つまり、Ｇ１が開の時はＧ２が閉、Ｇ１が閉の時はＧ２
が開となるような動きをする。

【００５７】この時のｘ(t) とｈ(t) の関係は図１６に
示すとおりである。図１６のように、ｈ(t) がｘ(t) か
らの干渉を受けることがなければ、ｈ(t)＝ｙ(t) ＝ｇ
(t) ・／Ｐτ(t) とおくことができる。これは、ｈ(t)
に送信信号ｆ(t) の成分が含まれることなく、ｇ(t) の
みが受信されたことを意味する。即ち、ポートＣの送受
信信号が、ポートＡ／Ｂで送信／受信に完全に分離され
ている。

【００５８】しかし、ゲート回路Ｇ１，Ｇ２の信号遮断
特性が図１６のように鋭いことは、理想的な状態での話
であり、実在するゲート回路に則してゲート回路Ｇ１，
Ｇ２の特性を考えると、Ｐτ(t) と／Ｐτ(t) の関係は
図１７に示すとおりになる。即ち、図１７のｔM の期間
では、ゲート回路Ｇ１は完全に閉じきっておらず、一
方、ゲート回路Ｇ２は開き始めている。また、ｔN の期
間では、逆にゲート回路Ｇ２が閉じきらずにゲート回路
Ｇ１が開き始めている。ｔM およびｔN では、ゲート回
路Ｇ２が受信する信号に、ｇ(t) だけでなく、ｘ(t) も
混じっている場合がある。もちろんそれはゲート回路を
構成する素子の特性にも依存する。

【００５９】このような場合、ゲート回路Ｇ２は単にｇ
(t) をサンプリングしているだけではなく、ｆ(t) まで
をもサンプリングしていることになる。つまり、エコー
が発生してしまうのである。

【００６０】これを回避するためには、ゲート回路Ｇ１
／Ｇ２が同時に閉じている時間を、ゲート回路Ｇ１／Ｇ
２に使用している素子の特性に即して設ける必要があ
る。即ち、ゲート回路Ｇ１／Ｇ２のうち、一方を閉じ始
めてから、他方を開き始めるまでの時間ｔS の中に、両
方のゲートが完全に閉じている時間ｔE （＞０）を含ん
でいなければならない。これは、とりもなおさず、図１
１，図１３の切換え信号発生部，切換タイミング制御回
路の構成を複雑にしてしまうことになる。

【００６１】以上は、ゲート回路Ｇ１／Ｇ２の構成のみ
を考慮した議論であるが、更に、図１５の場合、回路Ｍ
についても考慮する必要がある。例えば、回路Ｍが信号
の立上り／立下りをなまらせるような成分を持つもので
ある場合、ｘ(t) が回路Ｍを通った時に、その立下りが
尾を引くような波形になって、ゲート回路Ｇ２が開く時
間におよんでしまう可能性がある。これによって、図１
９のｘ(t) の斜線部分はゲート回路Ｇ２によって拾われ
てしまうことになる。従って、回路Ｍの構成を考慮せず
に、ゲート回路Ｇ１／Ｇ２の構成だけでｔSを決める
と、図１９に示すような情況に陥ってしまう。

【００６２】このことから明らかなように、回路Ｍの構
成が明確に示されていなければ、Ｐτ(t) と／Ｐτ(t)
の時間的関係を決定することはできない。更に言うと、
回路Ｍの構成は必ず明示されなければならない。しかし
ながら、上記先行技術にはこの回路Ｍに相当するＭＩＸ
回路の内部構成は何ら開示されていない。

【００６３】余談ながら、図１５を本発明の第１の実施
例に相当する図２０のように構成すれば、送／受話信号
の切替えは、必然的に図１８に示したものと同様のタイ
ミングになる。しかも、図１５の場合のように、ｔS の
タイミングを特別に意識して作らなくとも、経路が切替
る際に自然にｔS が生じるので、切替制御を行っている
回路の構成が簡単になる。

【００６４】この図２０のＳＷは、Ｐτ(t) のＯＮ／Ｏ
ＦＦに合わせて、接点ａ−ｃ間の接続，接点ｂ−ｃ間の
接続の切替が行われる。図２０の構成でｔS が自然に発
生するというのは、ＳＷがａ−ｃ接続からｂ−ｃ接続に
切替る時、あるいはその逆の動きをする時、ａ−ｃ／ｂ
−ｃのいずれの接続にもなっていない時間ｔS が存在す
るということである。従って、このＳＷひとつで、信号
経路の切り替えのみならず、図１５のＧ１／Ｇ２両方の
ゲート回路に相当する機能も果たしている。

【００６５】以上の議論から明らかなように、本発明の
第１の実施例によれば、互いに逆方向に流れるべき２つ
の信号をそれぞれ相補のクロック信号でサンプリングし
て２線４線変換を行なう際に、そのサンプリングと相補
のクロック信号が互いにオーバーラップしないようにす
る操作を単一のスイッチで行なうようにしているので、
２つの信号を別々のゲート回路でサンプリングを行な
い、かつＭＩＸ回路を介在させる上記先行技術のように
ＭＩＸ回路の特性をも考慮してスイッチング回路の特性
を決定する必要がなく、その構成が簡単なばかりでな
く、そのタイミングの決定を容易に行なうことが可能で
ある。

【００６６】次に、上記先行技術のみに存在する下記の
回路に関しては、以下に示すような問題点がある。 １．ＭＩＸ回路について (1) 既に述べたように、「ＭＩＸ回路」とは如何なるも
のであるかが、先行技術の明細書のどこにも記述されて
いない。 (2) そこで、図９からＭＩＸ回路の持つべき機能，動作
を読み取るしかない。この図９によると、ＭＩＸ回路は
３本のポートを持ち、それぞれ入力専用／出力専用／入
出力双方向ポートになっていると考えられる。これは、
図９の中で各ポートの信号が向きを規定されているから
である。

【００６７】さて、この様な回路は、これだけではどの
ような構成とも規定できず、また周知の技術とも言えな
いので、その構成を明確にする必要がある。 (3) ＭＩＸ回路の構成が規定されなくても良いとする
と、ＭＩＸ回路はブラックボックスにしてどのような機
能でも構わないことになる。そこで、例えば今、ＭＩＸ
回路の機能を、既に述べたように、以下の，の機能
を満足するものであるとする。 入力専用ポートから入力された信号は、入出力双方向
ポートから出力され、出力専用ポートには出力されな
い。 入出力双方向ポートから入力された信号は、出力専用
ポートから出力され、入力専用ポートには出力されな
い。 この回路は、とりもなおさずエコーの全くない２Ｗ／４
Ｗ変換器である。このような場合、図９のＭＩＸ回路以
外の部分は全く無意味なものになってしまう。

【００６８】(4) また、上記先行技術の明細書本文の記
載によれば、図１０の／ｂ，ｂと不導通期間の比を８：
１：１と規定しているが、既に述べた議論で分かるとお
り、上記の比で図１０の(c) ，(d) のようにきれいに送
話／受話信号が分離できるか否かは、ＭＩＸ回路の構成
が明示されていなければ、結論することはできない。 (5) これに対して、本発明の第３の実施例を示す図４で
は、図１５の回路Ｍ、即ち上記先行技術のＭＩＸ回路に
相当する部分の構成を明示している。図４ではこのＭＩ
Ｘ回路に相当する回路Ｍの部分を、単に送信／受信／２
線の３者をワイアード接続しただけで構成しているの
で、この部分には上述の図１８，図１９を用いた議論で
述べた、立上り／立下りをなまらせるような構成部品は
含まれていない。従って、図１５のＧ１／Ｇ２に相当す
る図４のＳＷ１２／ＳＷ１３の特性を考慮するのみで、
切替タイミング制御のタイミングを設定することができ
る。

【００６９】２．ピークホールド回路について また、本発明の第１ないし第３の実施例では上記先行技
術のようにピークホールド回路を持たないが、このピー
クホールド回路はこれが回路に含まれると却って信号の
品質を劣化させてしまう。その理由を示すために、(1)
ピークホールドを行うとはどういう状態であるかをまず
述べる。 仮に図１１(a) に示すｆ(t) を図１２(a) に示すδT(t)
でサンプリングするものとする。これをｆS(t)とし図２
１(a) に示す。また、このフーリエ変換をＦS(ω) と記
し、これを図２１(b) に示す。

【００７０】

【数１】

【００７１】いま、図２２(a) に示すような時間幅Ｔの
方形波ｑ(t) を考える。図１０(e) によると、ピークホ
ールドされた信号はｆS(t)を時間Ｔでピークホールドし
ていると考えられる。これは、ω領域において、Ｆ
(ω) に図２２(b)に示すＱ (ω) の重みづけを行ってい
るのと同じことである。ｆS(t)をピークホールドした信
号をｈ(t) とすると、その波形は図２３(a) のようにな
る。また、そのフーリエ変換をＨ (ω) と記すと、これ
は図２３(b) のようになる。

【００７２】

【数２】

【００７３】これに対して、図１４(a) ／図１４(b) の
ｘ(t) のＸ (ω) は次のように表現される。

【００７４】

【数３】

【００７５】

【数４】

【００７６】さて、図２３(b) は図１４(b) によく似て
いるが、実は両者は異なるものである。図１４(b) で
は、スペクトルは次第に振幅が減衰しながら周期的に繰
り返すＦ (ω) で表される。しかし、Ｆ (ω) 自身の形
は歪んでいない。これに反して、図２３(b) では、Ｆ
(ω) に似た形が繰り返されてはいるが、これは元のＦ
(ω) とは異なる。Ｆ (ω) に係数Ｑ (ω) をかけるこ
とにより重みがつけられるからである。このことは式
(2) と式(4) を比較しても分かる。式(4) では乗数Ｓa
（＝ｎτπ／Ｔ）はある与えられた周波数に対して一定
であるので、Ｆ (ω) の振幅は変化させても、Ｆ (ω)
の形そのものは変化させるものではない。一方、式(2)
では、乗数Ｑ (ω) も周波数ωの関数であるため、Ｆ
(ω) の形を変えてしまうのである。以上がピークホー
ルド回路が存在することによって引き起こされる事態で
ある。

【００７７】(2) 従って、ピークホールドした信号は、
図９のように、単にＬＰＦを通しただけでは元の信号は
復元できず、歪んだ信号が受話信号として受け取られて
しまう。 (3) また、ある信号ｆ(t) をｈ(t) のようにピークホー
ルドした場合に、元のｆ(t) を復元するためには、ＬＰ
Ｆの他に、伝達関数が１／Ｑ (ω) となるフィルタも通
す必要があるが、このようなフィルタを構成するのは難
しく、かつその構成が複雑になる。 (4) 図２３(a) と図１４(a) とだけを見ると、ピークホ
ールドした方が信号の角をまるめるだけで、すぐに元の
信号が復元できそうな気がするが、実際にはピークホー
ルドをしない図１４(a) の方が元の信号を復元し易いの
である。

【００７８】３．本発明の実施例と上記先行技術との明
確にすべき相異点 (1) 切替信号のタイミング 上記先行技術では、切替信号のタイミングを８：１：１
と固定してしまっているが、本発明の実施例ではＳＷ１
２／ＳＷ１３の特性を考慮して決定している。 (2) 受話側のバッファ 上記先行技術に相当する図９ではＭＩＸからの受話信号
をいきなりアナログスイッチに入力しているが、本発明
の第３の実施例に相当する図４では、受話信号を一旦バ
ッファアンプで受けておいて、そこからアナログスイッ
チに入力している。アナログスイッチはＯＮ／ＯＦＦの
各々で、インピーダンスが大きく変化する。即ち、ＯＮ
の時は６００Ω以下の低インピーダンス、ＯＦＦの時は
１０ｋΩ以上のハイインピーダンスとなるため、先行技
術に相当する図９の構成ではＭＩＸ回路がこのインピー
ダンスの変化を直接受けることになる。これに対して、
本発明の第３の実施例を示す図４の構成であれば、一旦
バッファを介在させているので、インピーダンスに変化
はない。図４の場合、２線に対するインピーダンスは、
常に終端器９で与えられるインピーダンスになってい
る。 (3) ピークホールド また、受話信号のサンプリングの後、すぐにＬＰＦに通
すようにして、音質の歪みがないようにしている。 (4) ＭＩＸ回路等のブラックボックスを含まない このように、本発明の第１，第３の実施例は上記先行技
術のようなＭＩＸ回路等のブラックボックスを装置の構
成に含まないので、構造が簡単になり調整が不要になる
等の効果を明確に主張することができる。

【００７９】これに対して、上記先行技術はＭＩＸ回路
の構成を示していないので、該先行技術の効果として挙
げている「調整不用（省力化）」，「構造の簡素化（装
置の小型化）」は、絶対明言不可能である。何故なら、
上記２つの効果とも、ＭＩＸ回路の構成いかんにかかっ
ているからである。

【００８０】４．実施例の効果 (1) 以上のような議論により、本発明の第１ないし第３
の実施例の方が、従来の２Ｗ／４Ｗ変換器に比べて、確
実に構造が簡単になる。 これに対し、上記先行技術の場合、ＭＩＸ回路の構成を
明らかにしなければ、構造が簡単になったかどうかは言
えない。 (2) また、従来の２Ｗ／４Ｗ変換器では、接続回線ごと
にＢＮ（バランスネットワーク）のインピーダンスの平
衡をとる調整（人が調整するか、回路が自動調整する
か、いずれにしても「ＢＮの調整」自体は必須である）
等の調整が不可欠であったが、接続される回線の状態が
どうであっても、それに合わせた調整というのは不要で
ある。 ところで、上記先行技術の場合、ＭＩＸ回路の構成を明
らかにしなければ、ＢＮ調整は不用であっても「調整」
自体が不要になったかどうかは言えない。ＭＩＸ回路
は、回線とのＩ／Ｆ部であり、接続回線の状態に合わせ
たＢＮ調整は不要かも知れないが、その他の「回線の状
態に合わせた調整」が不要かどうかは、回路構成が明示
されなければ何とも言えない。 (3) これに対し、図２０に示す本発明の第１の実施例に
相当する構成の場合は、アナログスイッチも１つで良
く、切替えタイミングも簡単なので、構造を非常に簡単
にすることができ、かつその調整も実際に不要になる。 (4) また、図４の構成の場合、既に述べたゲート回路Ｇ
１，Ｇ２の切り替えタイミングの議論を積極的に利用す
ることもできる。例えば、切替タイミングを適当に調整
して、適当な量のエコーをわざと発生させるということ
である。 このエコー量は、従来の２Ｗ／４Ｗ変換器と異なり、接
続回線の状態によって変動せず常に一定である。即ち、
任意のレベルでエコーを発生させることもできるように
なった。 (5) 従って、本発明の第１，第３の実施例に相当する図
２０，図３のいずれの構成でも歪みのない受話音質を得
ることができる。

【００８１】５．アナログスイッチを使った２Ｗ／４Ｗ
変換器が現在まで開発されていなかった理由 (1) ＰＡＭを２Ｗ／４Ｗ変換に応用したもの。 アナログスイッチを使うことはＰＡＭの応用に伴って発
生したことであり、アナログスイッチを使うこと自体に
意味があるものではない。２Ｗ／４Ｗ変換は、現在では
かなり確立された技術であり、既に何種類もの回路が実
現されていて、その解析についても幾つもの文献が巷に
溢れている状況にある。これら２Ｗ／４Ｗ変換回路は、
通常、ハイブリット回路（ＨＹＢ）と呼ばれている。現
在、特許公報等で発表されたり、実際の回路に使用され
ている２Ｗ／４Ｗ変換回路のほとんどが（ほぼ１００
％）上記ＨＹＢを応用したものである。

【００８２】ＨＹＢは、様々な構成のものがあるが、そ
の全てが共通の特徴を持っていることが知られており、
そのため、ＨＹＢは模式的に図２４のように表わされて
いる。ＨＹＢの特徴を以下に列記する。 ＢＮ（バランスネットワーク） これをＨＹＢから２Ｗ側を見たインピーダンスＺL に近
似させることにより、４ＷＳから４ＷＲへの信号の回り
こみ（エコー）を小さくすることができるものである。
ＢＮのインピーダンスＺBNが、ＺBN＝ＺL の時、エコー
は‘０’になる。 回線終端インピーダンス 図２４のＴ，Ｒは、各々送話，受話側の終端回路で、そ
れぞれＺT ，ＺR のインピーダンスを持つ。ＨＹＢの種
類によって、１つの回路でＴ，Ｒを兼ねるもの、ＺT ＝
２ＺR となるもの等があるが、いずれにしても回線から
ＨＹＢを見たインピーダンスＺH はＴ，Ｒのインピーダ
ンスＺT ，ＺR によって決まる。 ＺBNとＺH の独立性 ＺBNとＺH は全く独立に設計することができる。ＺBNは
ＢＮによってのみ値が決められ、ＺH の値，即ちＺT ，
ＺR の値には全く影響されない。また、ＺH もＴ，Ｒに
よってのみ値が決定され、ＺBNの値には全く影響されな
い。従来の２Ｗ／４Ｗ変換器に「調整が必要」というの
は、ＨＹＢのの特徴によるものである。

【００８３】電話回線などの長距離回線では、回線自体
のインピーダンスが無視できなくなってくる。しかも、
回線長は接続回線ごとに異なる、つまりＺL も回線ごと
に異なるのである。これでエコーを抑えようとすれば、
回線ごとに異なるＺL にＺBNを合わせる，即ちＢＮの
「調整」が必要になる。従って、ＨＹＢを応用した２線
／４線変換である限り、この調整から逃れることはでき
ない。

【００８４】さて、ＰＡＭ（パルス振幅変調）は通信方
式の１つで、２Ｗ／４Ｗ変換とは直接関係ない技術であ
る。しかも、ＰＡＭが直接通信に利用されることはな
く、ＰＷＭ（パルス幅変調），ＰＤＭ（パルス期間変
調），ＰＰＭ（パルス位置変調），ＰＣＭ（パルス符号
変調）の前／後段の信号整形回路として使用されること
が多い。特に近年は、ディジタル技術の発展に伴い、専
らＰＣＭの波形整形回路として利用されている。

【００８５】ＨＹＢに関してはかなり成熟した技術であ
るため、文献，資料，特許とも膨大な量が存在している
し、現在も次々と増えて行く一方である。この状況を目
の当たりにした時に、２Ｗ／４Ｗの実現方法にはＨＹＢ
しかないと考えるのも当然であるし、大量に蓄積された
技術を利用しない手はないと考えるのも当然のことであ
る。

【００８６】２線４線変換に関しては、このような状況
にあるため、２Ｗ／４Ｗ変換の実現方法にＨＹＢ以外の
方法を発想すること自体が稀なことであり、また、２Ｗ
／４Ｗ変換回路を実現するにあたっていかに音質を保持
しながら２Ｗ／４Ｗ変換を実行するかという観点に立て
ば、わざわざ信号にＰＡＭ変調をかけてこれを加工する
ことは想到しづらいものであり、実際、本件出願人の知
る限りでは、２Ｗ／４Ｗ変換の実現方法にＨＹＢ以外の
アプローチでこれを実現しようとしたものは本発明と上
記先行技術の２件しかない。

【００８７】(2) アナログスイッチの利用 今、サンプリング周波数を２５ｋＨz とすると、周期Ｔ
＝４０μsec である。図６のように波形整形することを
目標においた時、τ＝２０μsec である。このτに対し
て、アナログスイッチをＯＮ／ＯＦＦする時の立上り／
立下りに要する時間は１μsec 以下である。これは、２
０μsec に比較して充分小さな値である。よって、少な
くとも２５ｋＨz のサンプリング周波数での使用に関し
ては別段問題はないと考えられる。

【００８８】実施例４．ところで、図５に示すように、
第２の実施例または第３の実施例の切り替えスイッチ１
２を送信用アンプ３のフィードバック回路内に設けると
ともに、切り替えスイッチ１３を受信用アンプ４のフィ
ードバック回路内に設け、増幅器の利得の変化幅に合わ
せて反響信号のレベルを調節することができる。このと
きの切り替えスイッチ１２と１３の切り替えタイミング
は第２の実施例と同様である。

【００８９】なお、この図５において、３１は送信用ア
ンプ３の入力抵抗、３２，３３は送信用アンプ３のフィ
ードバック回路を構成するフィードバック抵抗である。
また、切り替えスイッチ１２は抵抗３３に対し直列に接
続されるとともにこの直列回路と互いに並列に接続さ
れ、この並列回路が送信用アンプ３の入出力間に接続さ
れている。

【００９０】また、４１は受信用アンプ４の入力抵抗、
４２，４３は受信用アンプ４のフィードバック回路を構
成するフィードバック抵抗である。切り替えスイッチ１
３は抵抗４３に対し直列に接続されるとともにこの直列
回路と互いに並列に接続され、この並列回路が送信用ア
ンプ４の入出力間に接続されている。

【００９１】この実施例においては、例えば切り替えス
イッチ１２がオンすることによりフィードバック抵抗３
２，３３が並列に接続されたものがフィードバック抵抗
として作用し、切り替えスイッチ１２がオフすることに
よりフィードバック抵抗３２のみがフィードバック抵抗
として作用するので、切り替えスイッチ１２，１３のオ
ンした側のアンプの利得が減少する。このアンプの利得
の変化幅に合わせて反響信号のレベルを調節すべく、フ
ィードバック抵抗３２，３３や４２，４３の値を適宜設
定することにより、アンプにその本来の増幅動作を行な
わせるのみならずアッテネータとしてもこれを使用する
ことができる。従って、４線送信信号経路から２線側に
信号を送出する時は、送信用アンプ３に増幅動作を行な
わせるとともに、受信用アンプにアッテネータとしての
動作を行なわせ、また、２線側から４線受信信号経路に
信号を送出する時は、送信用アンプ３にアッテネータと
しての動作を行なわせるとともに、受信用アンプ４に増
幅動作を行なわせるようにスイッチ１２，１３を切り替
えることにより、上記実施例と同様の効果を奏する。

【００９２】

【発明の効果】以上のように、この発明に係る２線４線
変換器によれば、２線の通信回線の送受信信号を入出力
するための第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信
経路からの送信信号を入力するための第２の信号ノード
と、４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するた
めの第３の信号ノードと、１極側の接点が第１の信号ノ
ードに接続されるとともに、２投側の第１，第２の接点
が第２，第３の信号ノードに接続された１極２投型の切
り替えスイッチと、この切り替えスイッチを、本２線４
線変換器が対象とする通信で使用される信号の最大周波
数の２倍以上の周波数で、接続切り替えが行われるよう
に制御する切り替え制御回路とを設けるようにしたの
で、４線送信信号が４線側受信信号経路に流れ込むこと
はありえず、２線側がいかなる状態であっても反響が発
生しなくなる。また、該スイッチの切り替えを、通信で
使用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数の一定
周期で行うことにより、２線側から４線側への受信信
号、および４線側から２線側への送信信号が、各々、パ
ルス振幅変調された状態の信号になり、元々の信号の情
報が保存された信号が得られるという効果がある。

【００９３】また、この発明に係る２線４線変換器によ
れば、２線の通信回線の送受信信号を入出力するための
第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの
送信信号を入力するための第２の信号ノードと、４線の
通信回線の受信経路に受信信号を出力するための第３の
信号ノードと、１極側の接点が第１の信号ノードに接続
されるとともに、２投側の第１，第２の接点が第２，第
３の信号ノードにそれぞれ接続された１極２投型の切り
替えスイッチと、この切り替えスイッチを、本２線４線
変換器が対象とする通信で使用される信号の最大周波数
の２倍以上の周波数で、接続切り替えが行われるように
制御する切り替え制御回路と、第１の信号ノードと切り
替えスイッチの１極側の端子との間に挿入された双方向
ローパスフィルタと、切り替えスイッチの２投側の第２
の接点と第３の信号ノードとの間に挿入されたローパス
フィルタとを設けるようにしたので、４線送信信号が４
線側受信信号経路に流れ込むことはありえず、２線側が
いかなる状態であっても反響が発生しなくなり、しかも
４線側から２線側へのパルス幅変調信号および２線側か
ら４線側へのパルス振幅変調信号が復調できるという効
果がある。

【００９４】また、この発明に係る２線４線変換器によ
れば、２線の通信回線の送受信信号を入出力するための
第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの
送信信号を入力するための第２の信号ノードと、４線の
通信回線の受信経路に受信信号を出力するための第３の
信号ノードと、一方の入出力端子が第１の信号ノードに
直接接続された双方向ローパスフィルタと、入力が第２
の信号ノードに直接接続された第１の増幅回路と、入力
が第１の増幅回路の出力に直接接続されこの第１の増幅
回路の出力を接，断して双方向ローパスフィルタの他方
の入出力端子に向けて出力する第１の切り替えスイッチ
と、入力が双方向ローパスフィルタの他方の入出力端子
に直接接続され、第２の信号ノードに伝達すべき信号を
接，断する第２の切り替えスイッチと、入力が第２の切
り替えスイッチの出力に直接接続された第２の増幅回路
と、入力が第２の増幅回路の出力に、出力が第３の信号
ノードにそれぞれ直接接続されたローパスフィルタと、
第１，第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換器が
対象とする通信で使用される信号の最大周波数の２倍以
上の周波数で相補的に接，断するように制御する切り替
え制御回路とを設けるようにしたので、構成が簡単でか
つ反響信号の残らない２線４線変換器を別の構成により
実現できるという効果がある。

【００９５】また、この発明に係る２線４線変換器によ
れば、２線の通信回線の送受信信号を入出力するための
第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路からの
送信信号を入力するための第２の信号ノードと、４線の
通信回線の受信経路に受信信号を出力するための第３の
信号ノードと、一方の入出力端子が第１の信号ノードに
直接接続された双方向ローパスフィルタと、入力が第２
の信号ノードに直接接続されこの第２の信号ノードから
の入力を接，断する第１の切り替えスイッチと、入力が
第１の切り替えスイッチの出力に直接接続され双方向ロ
ーパスフィルタの他方の入出力端子に向けて増幅信号を
出力する第１の増幅回路と、入力が双方向ローパスフィ
ルタの他方の入出力端子に直接接続された第２の増幅回
路と、入力が上記第２の増幅回路の出力に直接接続され
この第２の増幅回路の出力を接，断する第２の切り替え
スイッチと、入力が第２の切り替えスイッチの出力に直
接接続され出力が第３の信号ノードに直接接続されたロ
ーパスフィルタと、第１，第２の切り替えスイッチを、
本２線４線変換器が対象とする通信で使用される信号の
最大周波数の２倍以上の周波数で相補的に接，断するよ
うに制御する切り替え制御回路とを設けるようにしたの
で、構成が簡単でかつ反響信号の残らない２線４線変換
器を別の構成により実現できるという効果がある。

【００９６】さらに、この発明に係る２線４線変換器に
よれば、２線の通信回線の送受信信号を入出力するため
の第１の信号ノードと、４線の通信回線の送信経路から
の送信信号を入力するための第２の信号ノードと、４線
の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための第３
の信号ノードと、第１の信号ノードと第２の信号ノード
との間に接続された第１の増幅回路と、第１の信号ノー
ドと第３の信号ノードとの間に接続された第２の増幅回
路と、入力が第２の増幅回路の出力に、出力が第３の信
号ノードにそれぞれ直接接続されたローパスフィルタ
と、第１および第２の増幅回路にそれぞれ対応して設け
られた第１および第２の帰還回路と、この第１および第
２の帰還回路内にそれぞれ設けられ、その接，断に応じ
て第１および第２の増幅回路の利得を所要の変化幅で増
減させる第１，第２の切り替えスイッチと、この第１，
第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換器が対象と
する通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周
波数で相補的に接，断するように制御を行なう切り替え
制御回路とを設けるようにしたので、構成が簡単でかつ
反響信号の残らない２線４線変換器を別の構成により実
現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施例による２線４線変換器
を示すブロック図である。

【図２】この発明の第１の実施例の動作説明のための波
形図である。

【図３】この発明の第２の実施例による２線４線変換器
を示すブロック図である。

【図４】この発明の第３の実施例による２線４線変換器
を示すブロック図である。

【図５】この発明の第４の実施例による２線４線変換器
を示すブロック図である。

【図６】従来の２線４線変換器を示すブロック図であ
る。

【図７】従来の２線−４線変換装置を示すブロック図で
ある。

【図８】従来の４線２線変換回路を示すブロック図であ
る。

【図９】従来の２線・４線電話回線変換方法を示すブロ
ック図である。

【図１０】従来の２線・４線電話回線変換方法を示すタ
イミングチャート図である。

【図１１】２つの信号波形とそのフーリエ変換結果を示
す図である。

【図１２】δ関数とそのフーリエ変換結果を示す図であ
る。

【図１３】パルス波形とそのフーリエ変換結果を示す図
である。

【図１４】図１１の信号波形をＰＡＭ変換した結果とそ
のフーリエ変換結果を示す図である。

【図１５】従来の２線・４線電話回線変換方法を簡易化
した構成を示す図である。

【図１６】図１５のゲート回路により理想的にＰＡＭ変
換された結果を示す図である。

【図１７】図１５のゲート回路により支障が生じるタイ
ミング例を示すタイミングチャート図である。

【図１８】図１５のゲート回路により支障が生じないタ
イミング例を示すタイミングチャート図である。

【図１９】図１７のタイミングによりゲート動作に支障
が生じた例を示す図である。

【図２０】図１の構成を簡易化した構成を示す図であ
る。

【図２１】図１１に示す波形を図１２に示すδ関数でサ
ンプリングした波形およびそのフーリエ変換結果を示す
図である。

【図２２】時間幅Ｔの方形波とそのフーリエ変換結果を
示す図である。

【図２３】ピークホールド波形とそのフーリエ変換結果
を示す図である。

【図２４】ハイブリッドを用いた２線４線変換回路の一
般的な構成を示す図である。

【符号の説明】

１ ４線側送信信号入力端子 ２ ４線側受信信号出力端子 ３ 送信用アンプ ４ 受信用アンプ ５ ２線側信号入出力端子 ６ 切り替えタイミング制御回路 ７ ローパスフィルタ ８ 双方向ローパスフィルタ ９ インピーダンス終端器 １０ 切り替えスイッチ １１ インピーダンス終端器 １２ 切り替えスイッチ １３ 切り替えスイッチ １４ エコーキャンセラ １５ バランスネットワーク １６ ハイブリッド回路 ３２ フィードバック抵抗 ３３ フィードバック抵抗 ４２ フィードバック抵抗 ４３ フィードバック抵抗

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２線の通信回線の送受信信号を入出力す
   るための第１の信号ノードと、 ４線の通信回線の送信経路からの送信信号を入力するた
   めの第２の信号ノードと、 ４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための
   第３の信号ノードと、 １極側の接点が上記第１の信号ノードに接続されるとと
   もに、２投側の第１，第２の接点が上記第２，第３の信
   号ノードに接続された１極２投型の切り替えスイッチ
   と、 該切り替えスイッチを、本２線４線変換器が対象とする
   通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数
   で、接続切り替えが行われるように制御する切り替え制
   御回路とを備えたことを特徴とする２線４線変換器。
2. 【請求項２】 ２線の通信回線の送受信信号を入出力す
   るための第１の信号ノードと、 ４線の通信回線の送信経路からの送信信号を入力するた
   めの第２の信号ノードと、 ４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための
   第３の信号ノードと、 １極側の接点が上記第１の信号ノードに接続されるとと
   もに、２投側の第１，第２の接点が上記第２，第３の信
   号ノードにそれぞれ接続された１極２投型の切り替えス
   イッチと、 該切り替えスイッチを、本２線４線変換器が対象とする
   通信で使用される信号の最大周波数の２倍以上の周波数
   で、接続切り替えが行われるように制御する切り替え制
   御回路と、 上記第１の信号ノードと上記切り替えスイッチの１極側
   の端子との間に挿入された双方向ローパスフィルタと、 上記切り替えスイッチの２投側の第２の接点と上記第３
   の信号ノードとの間に挿入されたローパスフィルタとを
   備えたことを特徴とする２線４線変換器。
3. 【請求項３】 ２線の通信回線の送受信信号を入出力す
   るための第１の信号ノードと、 ４線の通信回線の送信経路からの送信信号を入力するた
   めの第２の信号ノードと、 ４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための
   第３の信号ノードと、 一方の入出力端子が上記第１の信号ノードに直接接続さ
   れた双方向ローパスフィルタと、 入力が上記第２の信号ノードに直接接続された第１の増
   幅回路と、 入力が上記第１の増幅回路の出力に直接接続され該第１
   の増幅回路の出力を接，断して上記双方向ローパスフィ
   ルタの他方の入出力端子に向けて出力する第１の切り替
   えスイッチと、 入力が上記双方向ローパスフィルタの他方の入出力端子
   に直接接続され、上記第２の信号ノードに伝達すべき信
   号を接，断する第２の切り替えスイッチと、 入力が上記第２の切り替えスイッチの出力に直接接続さ
   れた第２の増幅回路と、 入力が上記第２の増幅回路の出力に、出力が上記第３の
   信号ノードにそれぞれ直接接続されたローパスフィルタ
   と、 上記第１，第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換
   器が対象とする通信で使用される信号の最大周波数の２
   倍以上の周波数で相補的に接，断するよう制御する切り
   替え制御回路とを備えたことを特徴とする２線４線変換
   器。
4. 【請求項４】 ２線の通信回線の送受信信号を入出力す
   るための第１の信号ノードと、 ４線の通信回線の送信経路からの送信信号を入力するた
   めの第２の信号ノードと、 ４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための
   第３の信号ノードと、 一方の入出力端子が上記第１の信号ノードに直接接続さ
   れた双方向ローパスフィルタと、 入力が上記第２の信号ノードに直接接続され該第２の信
   号ノードからの入力を接，断する第１の切り替えスイッ
   チと、 入力が上記第１の切り替えスイッチの出力に直接接続さ
   れ上記双方向ローパスフィルタの他方の入出力端子に向
   けて増幅信号を出力する第１の増幅回路と、 入力が上記双方向ローパスフィルタの他方の入出力端子
   に直接接続された第２の増幅回路と、 入力が上記第２の増幅回路の出力に直接接続され該第２
   の増幅回路の出力を接，断する第２の切り替えスイッチ
   と、 入力が上記第２の切り替えスイッチの出力に直接接続さ
   れ出力が上記第３の信号ノードに直接接続されたローパ
   スフィルタと、 上記第１，第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換
   器が対象とする通信で使用される信号の最大周波数の２
   倍以上の周波数で相補的に接，断するよう制御する切り
   替え制御回路とを備えたことを特徴とする２線４線変換
   器。
5. 【請求項５】 ２線の通信回線の送受信信号を入出力す
   るための第１の信号ノードと、 ４線の通信回線の送信経路からの送信信号を入力するた
   めの第２の信号ノードと、 ４線の通信回線の受信経路に受信信号を出力するための
   第３の信号ノードと、 上記第１の信号ノードと上記第２の信号ノードとの間に
   接続された第１の増幅回路と、 上記第１の信号ノードと上記第３の信号ノードとの間に
   接続された第２の増幅回路と、 上記第１および第２の増幅回路にそれぞれ対応して設け
   られた第１および第２の帰還回路と、 該第１および第２の帰還回路内にそれぞれ設けられ、そ
   の接，断に応じて上記第１および第２の増幅回路の利得
   を所要の変化幅で増減させる第１，第２の切り替えスイ
   ッチと、 該第１，第２の切り替えスイッチを、本２線４線変換器
   が対象とする通信で使用される信号の最大周波数の２倍
   以上の周波数で相補的に接，断するよう制御を行なう切
   り替え制御回路とを備えたことを特徴とする２線４線変
   換器。