JPH0779207A

JPH0779207A - デジタルフィルタを持つ周波数多重化分離回路

Info

Publication number: JPH0779207A
Application number: JP22395893A
Authority: JP
Inventors: Xiao Yong Guo; ヤングオシャオ; Gerard Maral; マラルジェラール
Original assignee: France Telecom SA; Centre National dEtudes des Telecommunications CNET
Current assignee: Orange SA; France Telecom R&D SA
Priority date: 1993-08-18
Filing date: 1993-08-18
Publication date: 1995-03-20

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】チャンネルの数と帯域幅の両方の変更から派
生するトラヒックの変動に適用可能な、多相網利用の多
重化分離回路を提供する。【構成】多キャリヤ信号ＳＭのサンプリングの後で、
同一帯域幅を持つ変調され周波数多重化されたキャリヤ
の群が群のフィルタ１０２₁ 、１０２₂ によって分離さ
れ、次に、それらのバースト周波数が、それらの各自の
帯域幅に依存しながら逓減器１０２₁ ’、１０２₂ ’に
よって逓減される。遅延線の段１０４に付属したこの多
相網１０５ａ〜１０５ｄは、同一帯域幅の、周波数多重
化キャリヤの別個の群を、１個のフーリエ変換の複合多
重化回路１０５₅ のプログラミングによって処理する。
多重化分離回路１０２、１０３、１０４、１０５は、ト
ラヒック変動に対処のためプログラム可能である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル処理による周
波数の多重化／多重化分離に一般的に関わる。

【０００２】

【従来の技術】デジタル処理による周波数多重化／多重
化分離回路の最初のものはトランスマルチプレクサの心
臓部に使われたが、それは電話網の内部で性質の異なる
多重化回線の間のデータ伝達の問題を解決するためであ
った。例えば、その種のトランスマルチプレクサは、周
波数多重化された帯域幅４KHz のアナログ電話回線６０
本からなる二次群（ＧＳ）の多重送信と、２０４８ Mbi
t ／秒の一次ＭＩＣ（ＴＮ１）多重送信回線２本の間の
接続を確保する。かくして、非常に図式的に言うと、ト
ランスマルチプレクサは周波数分割多重送信回線（ＭＲ
Ｆ）と時間分割多重送信回線（ＭＲＴ）の間の変換を行
うものである。

【０００３】衛星通信の分野においては、このトランス
マルチプレクサの技術は、衛星通信網の最適利用のため
の２つの条件を満たすために特に興味のあることが明ら
かになっている。一つには、地上局から衛星に向けて設
定された上りの接続のための周波数分割多元アクセス
（ＡＭＲＦ）が、地上局の必要とする送信電力と送信ア
ンテナの大きさを節約させ、これによって地上局の設置
場所に関する柔軟性をより大きくする点において有望な
技術であることが明らかになっている。他方では、衛星
から地上局に向けて設定された下りの接続に関して、送
信信号によって変調された複数のキャリヤが衛星によっ
て送られる時に変調間雑音を発生させないようにするた
めに、時間分割多重送信（ＡＭＲＴ）技術が推奨されて
いる。この変調間雑音はキャリヤの数が増すにつれて大
きくなる。唯１個のキャリヤが時間分割多重送信アクセ
スの１個のデジタルフレームにより変調されるのであれ
ば、この変調間雑音の問題は存在しない。

【０００４】周波数分割多重送信アクセスと時間分割多
重送信アクセスの間のこの種の変換を実行させるのに使
われる衛星は、一般には再生衛星と呼ばれているが、そ
の理由は、それらの衛星は、多重化された回線の形で受
信した信号を、信号成分の各個の周波数帯域の関数とし
て“再生”するからである。

【０００５】マイクロ局から中央局および中央局からマ
イクロ局の間の接続がそれぞれ１個の時間分割多元アク
セスキャリヤと１個の時間分割多重送信回線キャリヤで
確保される衛星マイクロ局通信網（英米語の用法では、
超微小開口端末−Very SmallAperture Terminal(VSAT))
と比較して、再生衛星搭載トランスマルチプレクサの
技術は２つの局の間の送信時間を２分の１にするが、そ
れは局間のデータの伝達が中央局を経由せずに直接行わ
れるからである。

【０００６】再生衛星の使用から得られる上記の全ての
利点にもかかわらず、衛星の開発者はその利用について
多少とも躊躇する。

【０００７】その理由は、通信網にアサインされた総帯
域幅の最適な活用のためには満足されねばならないが、
従来の技術にあっては互いに全く矛盾する２つの要件が
あることである：その２つとは、

【０００８】−衛星通信網の中のトラヒックの変動に応
じて割当のし直しができるように、トランスマルチプレ
クサは地上から“簡単な”方式でプログラムできなけれ
ばならない、また

【０００９】−トランスマルチプレクサは、互いに異な
る帯域幅を持つ周波数多重化された信号を受信しなけれ
ばならない。

【００１０】トランスマルチプレクサの核心となる部品
は、地上からのプログラミングの対象となる周波数多重
化分離回路である。従来の技術においては、デジタルフ
ィルタを基礎とした様々な構造の多重化分離回路が提案
されてきた。目立つものは次のとおりである：

【００１１】−チャンネルの個別の処理による実施方
式。これは周波数多重化されたキャリヤの数が増すにつ
れて具体的実施が非常に複雑かつ高価となり、その上、
プログラミングが煩雑となる欠点を持つ；

【００１２】−“高速フーリエ変換器”による実施方
式。これが本当に効率的なのはキャリヤの数が大きい場
合だけであり、そうでない場合にはキャリヤの数と比較
して長い処理時間を要するという欠点を持つ；

【００１３】−遅延線とデジタルフィルタからなる多相
網による実施方式。これは従来の技術においては、周波
数多重化された信号が互いに異なる帯域幅を持つ場合に
は処理できない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、周波数帯域
幅が互いに異なる、当初に周波数分割多重化されたチャ
ンネルを再構成するために使用可能な、従って、特に、
チャンネルの数と帯域幅の両方の変更から派生するトラ
ヒックの変動に適応可能な、多相網を利用した多重化分
離回路の供給を目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】このために、本発明によ
る回路は、所定の有効周波数帯域幅を持つ多キャリヤの
サンプルされた信号の中で、周波数多重化されたチャン
ネルを多重化分離する。チャンネルは、有効周波数帯の
中に含まれる変調されたキャリヤと、有効周波数帯の中
に並置される周波数帯域幅によって決められる。チャン
ネルの周波数帯域幅はチャンネルの最大周波数帯域幅の
整数分の一になるが、後者自体も有効帯域幅の整数分の
一で、かつチャンネルの最小帯域幅の整数倍になる。

【００１６】多重化分離回路は、多相網を持つ既知の回
路と類似の形で、有効帯域幅とチャンネルの最小帯域幅
の比に等しい所定の数の、各々が一個の遅延線と一個の
デジタルフィルタをシリーズに含む平行に置かれた回
路、および、このフィルタの出力につながれて上記のチ
ャンネルを個別に再構成するためのフーリエ変換のデジ
タル処理の機構を含んでおり、上記のフィルタの各々
は、上記のチャンネルの最小帯域の中で濾波するデジタ
ル・ローパス・フィルタの一つから導かれる。

【００１７】しかし、多相網を持つ既知の回路は同一の
帯域幅を持つチャンネルしか処理できない。言い換えれ
ば、帯域幅の最小値と最大値は全てのチャンネルの帯域
幅に等しく、遅延線とデジタルフィルタの各々の組は、
一つのチャンネルの処理にアサインされている。

【００１８】本発明によると、多重化分離回路は次のも
のを含む：

【００１９】−複数の濾波・周波数逓減の機構で、多キ
ャリヤのサンプルされた信号の中のチャンネルを所定の
数のチャンネル群へ分離するための機構であり、各チャ
ンネル群は、他のチャンネルの帯域幅とは異なる、同じ
帯域幅を持つ全てのチャンネルの並置された帯域を含
む、

【００２０】−複数の平行な遅延線で、その数は有効帯
域幅とチャンネルの最大帯域幅の比に等しい所定の数で
あり、各チャンネル群は、その群の帯域幅とチャンネル
の最大帯域幅の比より大きくそれに最も近い整数に等し
い数のそれぞれ平行した遅延線により遅延を受ける、そ
して

【００２１】−複数の同一の平行な多相網で、遅延線の
出力にそれぞれ接続され、多相網の各々は上記の複数の
平行な遅延線とデジタルフィルタの組を、チャンネルの
最大帯域幅と最小のそれとの比に等しい所定の数だけ含
む。

【００２２】遅延線とデジタルフィルタの組を独立で同
一の多相網の形に配置することによって、多相網は、帯
域幅が互いに異なる、最大と最小の帯域幅の間に分布し
ているチャンネルを処理することが可能となる。これら
の多相網へのチャンネルの指向は、群の中でのチャンネ
ルの特性、即ち各群の中のチャンネルの数と帯域幅の関
数として実現するが、特に多相網に先立つ濾波・周波数
逓減の機構および遅延線の濾波、逓減、および遅れの特
性、更には、フーリエ変換の処理機構の中のマトリクス
の特性が、群の中のチャンネルの特性に適応させられて
いる。

【００２３】本発明による多重化分離回路の中のこれら
の適応化は、次の特性となって現れる：

【００２４】−多キャリヤ信号の中から一つのチャンネ
ル群を分離する濾波・周波数逓減の機構は、当該群の帯
域幅を持つデジタルフィルタと、その後に、上記当該群
の帯域幅と有効帯域幅の比に等しい逓減比を持つ逓減器
を含むこと；

【００２５】−一つのチャンネル群を遅らせる平行な遅
延線は、有効帯域幅と当該群の帯域幅の比に等しい零以
上の整数の倍数にそれぞれ比例して遅延を施すこと；

【００２６】−多相網に含まれる遅延線は、チャンネル
の最大帯域幅と最小のそれとの比に等しい零以上の整数
の倍数にそれぞれ比例する遅延を施すこと；

【００２７】−デジタル処理機構は、各チャンネル群に
ついて、フーリエ変換の係数の複数の正方マトリクス機
構を、当該群の帯域幅と最小帯域幅の比に等しい数だけ
含み、その当該群に付属するマトリクス機構の各々の次
数は、当該群の中のチャンネルの数に等しいこと。

【００２８】前記の様々な特性が、多重化分離回路をト
ラヒックの変動に適応させることができる。言い換えれ
ば、多重化分離回路は、むしろプログラム可能である。
この場合、濾波・逓減のデジタル機構、平行な遅延線、
およびデジタル処理機構は、有効帯域の中のチャンネル
群の所定の数と分割に関する特性および群内のチャンネ
ル数を受信する制御機構によってプログラム可能であ
り、また、多重化回路は複数の交換機構を含むが、それ
らは、それぞれ濾波・逓減のデジタル機構の出力に接続
され、かつ、これらのデジタル機構を上記の群の分割お
よび上記の群内のチャンネル数に応じて平行な遅延線に
選択的に接続するために制御機構によって制御される。

【００２９】

【実施例】図１を参照すると、再生衛星による網は、典
型として、衛星１、Ｎ個の地上局Ｓ₀ からＳ_N-1 、およ
び衛星１を地上からプログラムするための割当局ＳＣを
含む。

【００３０】割当局ＳＣは、地上局Ｓ₀ からＳ_N-1 の間
のトラヒックに変動または変更があった時に衛星１をプ
ログラムする機能を果たす。典型としては、割当局ＳＣ
と衛星の間に設定される接続は専用接続ＬＳであり、割
当局ＳＣが作成するプログラミング・データの全体を送
信する。

【００３１】地上局Ｓ_i （ここでi は 0から N-1までの
整数とする) は、上りの接続を通して、衛星１の方へ、
周波数平面で変調され周波数多重化された、ギガヘルツ
のオーダーの与えられた総帯域幅を持つそれぞれのキャ
リヤを送信する。様々なキャリヤにアサインされた帯域
幅は数メガヘルツ（例えば６ MHz）である。この周波数
多重化が図１に図式的に示されている。これらの変調さ
れ多重化されたキャリヤを受信する衛星１は、トランス
マルチプレクサの機能を利用して、衛星１と地上局Ｓ₀
からＳ_N-1 の間の上りの接続を特徴づけるＡＭＲＦ（周
波数分割多元アクセス）フォーマットと下りの接続のＭ
ＲＴ（時間分割多元アクセス）フォーマットの間の変換
を行う。変調され周波数多重化されたキャリヤによって
上りの接続でそれぞれ送信されるデジタル・データは、
このようにして、下りの接続では時間において多重化さ
れる。局Ｓ_i は、受信時には、下りの接続の時間分割チ
ャンネルにそれぞれ配属され、上りの接続のキャリヤで
送信されたデータを再生する。

【００３２】図２は、衛星１に搭載のトランスマルチプ
レクサの既知の実施例のブロックダイヤグラムを示す。
トランスマルチプレクサは、直列に、周波数多重化分離
回路１０、Ｎ個の多重化分離器１１₀ から１１_N-1 、交
換マトリクス１２、時間分割多重化器、および変調器１
４を含む。変調され、地上局Ｓ₀ からＳ_N-1 により送信
され、周波数多重化されるＮ個のキャリヤは、上りの接
続を経由して衛星１のアンテナで受信され、多重化分離
回路１０の入力端子に印加される。多重化分離回路１０
はＮ個のキャリヤを多重化分離し、それらはベースバン
ド周波数に移調され、多重化分離回路のＮ個の出力のそ
れぞれで再生される。これらのベースバンドに変調され
たＮ個のキャリヤは、キャリヤを変調したデジタルデー
タを回収するためにＮ個の多重化分離器１１₀ から１１
_N-1 の入力にそれぞれ印加され、復調される。交換マト
リクス１２は、このようにして回収されたデータを時間
分割チャンネルにアサインする。これらの様々なチャン
ネルは、時間分割多重化器１３により多重化され、変調
器１４の中でただ１個のキャリヤＰ_AMRTの変調が行われ
た後で、下りの接続でＮ個の局の方へ再び送信される。

【００３３】図３に示すように、この種の再生衛星によ
る網は、例えば 144 Kbit ／秒（２Ｂ＋Ｄ）のベースア
クセスと 1544 Kbit／秒（23Ｂ＋Ｄ）および／または 2
048Kbit／秒（30Ｂ＋Ｄ）の一次アクセスを提供するサ
ービス総合デジタル網に属することができる。通信量が
144 Kbit ／秒、 1544 Kbit／秒（23Ｂ＋Ｄ）、または
2048 Kbit ／秒の異なるデジタル信号で変調されたキャ
リヤは、上りの接続で提供される周波数帯域の中で周波
数多重化され、通信量に依存する異なる帯域幅によって
特徴づけられることになる。

【００３４】今度は、従来の技術による既知の２つのデ
ジタル多重化分離回路１０Ａと１０Ｂを、図４と５を参
照しながら紹介する。

【００３５】図４に描かれた第一の多重化分離回路１０
Ａは、１個の多相網および１つのフーリエ変換器を含む
周波数多重化分離器に関わり、“INTERNATIONAL JOURNA
L OFSATELLITE COMMUNICATIONS(国際衛星通信ジャーナ
ル) ”第６巻、1988年 3月号267〜281 頁に掲載のEnric
o del Re および Romano Fantacciの論文に準拠してい
る。多相網はＮ個の平行な枝から構成される。列ｎ（ｎ
は0 と N-1の間に含まれる整数とする) の各枝は、シリ
ーズに、ｚ平面での変換の形ｚ^-1で書き表せるインピー
ダンスを持つ１個の遅延線と、Ｅ_n (z) で表される１個
のインピーダンス・フィルタを含む。変調され多重化さ
れたキャリヤが、サンプルされた後、各枝に印加され、
それぞれの枝の出力はＮ個の入力とＮ個の出力を持つフ
ーリエ変換器の入力に印加される。

【００３６】第一の多重化分離回路１０Ａの概略的な機
能は、変調されたキャリヤの同一の帯域幅に等しい帯域
幅のゲージを持つ要素ローパス・フィルタの周波数の領
域に移すことである。従って、この種の技術の機能面の
欠点は、変調され周波数多重化されたキャリヤが同じ帯
域幅を持たなければならないことにある。多相網を持つ
第一の多重化分離回路の機能は次のとおりであり：

【００３７】

【数１】

【００３８】この式の意味は、ｚ平面での変換の形をし
た伝達関数であり、有限パルス応答の要素ローパス・フ
ィルタのそれである。Ｈ₀(z)は次のように書き表せる：
Ｈ₀(z)＝ [h(0)z ^-0＋ h(1)z ^-1 ＋ h(2)z ^-2 ＋ h(3)z
^-3 ＋..... ＋ h(M)z ^- ^M+1]、つまり、Ｎ個の数列に分
解すると:

【００３９】

【数２】

【００４０】これは次のように書き表される：

【数３】

【００４１】即ち :

【００４２】

【数４】

【００４３】と置くと、Ｈ₀(z)＝ z^-0[ Ｅ₀(z ^-kN )]＋ z^-1[ Ｅ₁(z ^-kN )]
＋..... ＋ z^-N+1[ Ｅ_N-1(z^-kN )]、となる。

【００４４】この式はＮ個の成分を持つ多相表現に対応
する。

【００４５】即ち、Ｎ個のフィルタＨ_n (z) があって、
n は 0から(N-1) まで変化し、それらは、同一帯域幅を
持ち変調され周波数多重化されたＮ個のキャリヤをそれ
ぞれ濾波し、総周波数帯域幅がΔｆ_T /2 になる。要素
ローパス・フィルタの伝達関数Ｈ₀(z)から、周波数を(n
Δｆ_T /2 N) だけ移すことによって、ｎ番目の変調され
たキャリヤに割り当てられた周波数帯域にそれぞれ一致
するゲージを持つｎ番目の通過帯フィルタが導かれ、そ
れが、exp が複素指数演算子を指す時に変数ｚのz exp
[j2πn/N]への変換に対応する。周波数“シフトされ
た”ｎ番目のフィルタの伝達関数Ｈ_n (z) は、従って、
次のように書き表される：

【００４６】Ｈ_n (z) ＝ H₀[z exp(j2πn/N)] 。

【００４７】前出の式にＮ個の多相成分への分解を導入
することによって、次の式が得られる :

【００４８】

【数５】

【００４９】このようにして、Ｎ個のフィルタについ
て、関係は次のように書き表される :

【００５０】

【数６】

【００５１】ここでＶは exp[−j2π/N] に等しい。

【００５２】中央の演算マトリクスはフーリエ変換を代
表するが、一方で、フィルタＥ₀(ｚ^-nN ) 、ｚ^-1Ｅ₁(ｚ
^-kN ) 、....ｚ^-1(N-1) Ｅ_N-1(ｚ^-kN ) は伝達関数の遅
延線ｚ^-0、ｚ^-1、... ｚ^-1+Nをそれぞれ伝達関数のフィ
ルタＥ₀(ｚ^-nN ) 、Ｅ₁(ｚ^-n ^N ) 、... Ｅ_N-1(ｚ^-nN )
と直列に置くことを特徴づけている。これらの考察によ
り、図４に示される多重化分離回路１０Ａの実施の条件
が与えられる。

【００５３】今度は、従来の技術による多重化分離回路
の第二の実施例１０Ｂを、図５を参照しながら、また、
“INTERNATIONAL JOURNAL OF SATELLITE COMMUNICATION
S(国際衛星通信ジャーナル) ”第６巻、1988年 243〜25
1 頁に掲載の“搭載処理衛星用の多キャリヤ多重化分離
器（Multi-carrier demodulators for on-board :roces
sing satellites)”と題されたW.H. YIM、他の論文に準
拠しながら紹介する。“チャンネル別”と呼ばれるこの
アプローチに対して、典型的には２つの方法が提案され
る。第一の方法は、それぞれが変調され多重化されたキ
ャリヤを、先ずベースバンドに、次にローパス濾波に移
調するために周波数シフトすることからなる。これと等
価の第二の方法は、要素ローパス・フィルタ分だけ互い
に周波数シフトされたゲージをもつ通過帯フィルタを使
用することからなる。多重化分離器のブロック・ダイヤ
グラムには、それぞれが１個ずつチャンネル・フィルタ
を含む複数の枝が見られる。

【００５４】上記の第一の方法によると、与えられた帯
域幅で変調されたキャリヤを濾波す“チャンネル別”と
呼ばれるこのアプローチに対して、典型的には２つの方
法が提案される。第一の方法は、それぞれが変調され多
重化されたキャリヤを、先ずベースバンドに、次にロー
パス濾波に移調するために周波数シフトすることからな
る。これと等価の第二の方法は、要素ローパス・フィル
タ分だけ互いに周波数シフトされたゲージをもつ通過帯
フィルタを使用することからなる。多重化分離器のブロ
ック・ダイヤグラムには、それぞれが１個ずつチャンネ
ル・フィルタを含む複数の枝が見られる。

【００５５】上記の第一の方法によると、与えられた帯
域幅で変調されたキャリヤを濾波するためのローパス・
フィルタｈ_i (z) の伝達関数は、z 平面での変換の形で
次のように書き表せるものとされる:

【００５６】

【数７】

【００５７】与えられたｉ番目の枝のフィルタＦ_i （i
は 0と(N-1) の間に含まれる整数とする) について、第
一のデジタル処理は、ｉ番目のチャンネルに付随するキ
ャリヤをベースバンドにシフトすることである。変調さ
れ多重化されたキャリヤのサンプルされたデジタル入力
シーケンスをｘ(k) と呼ぶものとする。この第一の処理
は、シーケンス x(k) から次のようなシーケンスを作る
ことである :

【００５８】ｘ_i (k) ＝ｘ(k)exp(-j.ω_i kM)

【００５９】ここにおいて expは複素指数演算子を表
し、ω_i はｉ番目のチャンネルの角中心周波数であり、
そして Mは逓減率を表す。次いで第二のデジタル処理
は、与えられた帯域幅を持つｉ番目のチャンネルについ
て、このシーケンスｘ_i （ｋ）をローパスに濾波するこ
とである。ローパス・フィルタｈ_i （ｚ）がこの処理を
行う。

【００６０】このようにして、ｉ番目のチャンネルにつ
いて、ベースバンドに多重化分離されたキャリヤのデジ
タル・シーケンスＹ_i （ｋ）は次のように書き表され
る：

【００６１】

【数８】

【００６２】図５の多重化分離器の第二の方法に関して
は、ｉ番目の枝に対して、ローパス・フィルタのｚ平面
での伝達関数から得られる、次のように書き表わされる
ｚ平面の伝達関数を持つ通過帯フィルタの使用が提案さ
れる：

【００６３】

【数９】

【００６４】すると、第一の方法で得られた結果と同じ
ような結果が得られる。

【００６５】図６は、本発明による多重化分離回路１０
の機能の図式的なブロック・ダイヤグラムを示す。

【００６６】互いに異なる帯域幅を持つチャンネルに関
係する変調され周波数多重化されたキャリヤが、上記の
“チャンネル別フィルタ”型の２つのフィルタを含む第
一の濾波の段の入力に印加され、そのそれぞれの出力
は、従来の技術の説明において当初紹介されたものにほ
ぼ類似の役割を持つ多相多重化分離回路１０５に印加さ
れる。

【００６７】図６に示す実施例においては、同一帯域幅
の変調されたキャリヤ持つチャンネルを各々が含む群の
数は２であることに注目するべきである。同一帯域幅の
チャンネルを各々含む分の数を任意の数に拡大すること
も本発明の範囲内に入るが、それは、本発明によるプロ
グラム可能なフィルタを持つ多重化分離回路の２つの実
施例について以下に定義されるチャンネル群の一つに付
属する回路と類似の回路を追加することによって行われ
る。図７Ａと図７Ｂを参照しながら示される２つの実施
例も、それぞれ同一帯域幅の変調されたキャリヤの２つ
の群が周波数多重化される場合に関わる。

【００６８】また、説明の簡明化のために、群１と呼ぶ
一方の群の変調されたキャリヤのチャンネルは周波数帯
域ｆ₁ を持ち、それは群２と呼ぶ他方の群の周波数帯域
ｆ₂の４分の１であるものとする。帯域幅ｆ₁ とｆ₂
は、ここでは、周波数多重化分離回路が処理できる周波
数多重化されたチャンネルの最小帯域幅と最大のそれに
等しいものと見なされる。帯域幅ｆ₁ は有効周波数帯域
ｆ_u の整数分の一、典型としてはｆ₁ ＝ｆ_u ／１６であ
り、また、帯域ｆ₂ の整数分の一でもあり、ｆ₁＝ｆ₂ /
4である。しかしながら、多重化分離回路は他の用途に
も使うことができる。例えばベースバンド・アクセス
（ 144Kbit／秒）および一次アクセス（1544Kbit ／秒
および／または2048 Kbit ／秒）用のＲＮＩＳ網のよう
に、チャンネルの帯域幅の比が４ではなく、帯域幅がｆ
₁ 、ｆ₂ ＝11ｆ₁ とｆ₃ ＝１５ｆ₁ によって与えられる
場合にも使うことができる。

【００６９】図７Ａを参照すると、本発明による周波数
多重化分離回路１０は、同一帯域幅の２つのチャンネル
群のそれぞれのための２個のフィルタ１０２₁ と１０２
₂ およびそれに続く２個の逓減器１０２₁ ’と１０２
₂ ’を持つ段１０２、各々４個の出力を持つ２個の接続
交換回路１０３₁ と１０３₂ の段１０３、遅延線１０４
a 、１０４b 、１０４c および１０４d の段１０４、４
個の多相網１０５a 、１０５b 、１０５c および１０５
d を含む段１０５、および１個の複合多重化回路１０５
₅(フーリエ変換器) を含む。これらの段は上に列挙した
順に直列に置かれ、群フィルタ１０２₁ と１０２₂ は変
調され周波数多重化されたキャリヤをサンプルされた形
で受信し、変調されベースバンドに多重化分離されたキ
ャリヤが複合多重化回路１０５₅ の出力で作られる。

【００７０】図７Ａに示した多重化分離回路の第一の実
施例は、図７Ｂに周波数を示した上りの接続のトラヒッ
クに由来するものである。この図に示すように、上りの
接続に割り当てられた総有効周波数帯域ｆ_u は、簡明化
のために、規格化されたｆ_no _r の形で示されており、変
調され周波数多重化されたチャンネル・キャリヤは各自
その帯域幅に応じて２つの群に再編成されている。第一
の群には８個の変調されたキャリヤＰ₁ ¹からＰ₈ ¹が、第
二の群には２個の変調されたキャリヤＰ₁ ²からＰ₂ ²が見
られる。この実施例では、第二の群のチャンネルは各
々、第一の群のチャンネルの各々の帯域幅ｆ₁ の４倍に
等しい帯域幅ｆ₂ を持つものとしたこと、即ち合計８ｆ
₁ ＋２ｆ₂ ＝ｆ_u であるとしたことが思い出される。

【００７１】本発明による多重化分離回路１０の前には
サンプリング回路１０１が置かれ、回路１０１は上りの
接続の多キャリヤ信号ＳＭを受信し、（８＋２）＝１０
個の変調され周波数多重化されたキャリヤを初期周波数
１／Ｔでサンプルし、多キャリヤ信号のサンプルを作
る。変調され周波数多重化され、このようにサンプルさ
れたキャリヤは、段１０２の２つのフィルタ１０２₁ と
１０２₂ の入力に印加される。典型として、従来の技術
に沿って既に紹介されたようなものであるこれらのフィ
ルタは、その他に、通過帯フィルタまたは要素ベースバ
ンド・フィルタを含む。それらの各々の機能は、同一帯
域幅の２つのキャリヤ群を濾波することである。従っ
て、フィルタ１０２₁ は群１に配属され、この群のキャ
リヤ全体を濾波するが、フィルタ１０２₂ は第二の群で
ある群２の変調されたキャリヤを濾波する。フィルタ１
０２₁ と１０２₂ にそれぞれシリーズに接続される逓減
器１０２₁ ’と１０２₂ ’は、フィルタ１０２₁ と１０
２₂ を出る信号の周波数を逓減する。実際に、各キャリ
ヤ群、つまり群１と群２のそれぞれについて、初期サン
プリング周波数を、それぞれの変調され多重化されたキ
ャリヤに影響を与えずに逓減することが可能である(Sha
nnonの定理）。フィルタ１０２₁ と１０２₂ の出力での
この信号周波数の１／２への逓減は、フィルタの出力で
サンプル数を１／２に減らすことに相当し、このこと
が、段１０２の出力で、サンプル数を、つまり、多キャ
リヤ入力信号ＳＭの総周波数帯域ｆ_u を維持させてくれ
る。逓減は、特に複合多重化回路１０５₅ 内での必要計
算量を減らすのに寄与する。逓減フィルタ１０２₁ ’と
１０２₂ ’の逓減率は、従って１／２である。

【００７２】段１０３と１０４を紹介する前に、多相網
１０５a から１０５d および複合多重化回路１０５₅ か
ら構成される段１０５を今度は説明する。

【００７３】４個の多相網１０５a から１０５d は平行
な４本の枝によって各々構成される。各枝はシリーズ
に、１個の遅延線と１個の要素デジタルフィルタを含
み、このデジタルフィルタのｚ平面での変換Ｈp0からＨ
p15 は、ｚの 16 次多項式で書き表される。16個のデジ
タルフィルタのそれぞれの出力は、高速フーリエ変換
（ＴＦＲ）用の複合多重化回路１０５₅ の入力に印加さ
れる。各群の変調されベースバンドに多重化分離された
キャリヤが、回路１０５₅ のそれぞれの出力で作られ
る。多相網の中のデジタルフィルタに関するｚの 16 次
多項式は、従来の技術の説明に適合して、群１のＮＰ＝
16個の変調されたキャリヤ、即ち、最小帯域幅がｆ₁
の、入力信号の所定の総周波数帯域ｆ_u の中に含まれる
キャリヤの組を構成するＮＰ＝16個のキャリヤは、多重
化分離され得るという事実から導かれる。フィルタＨp0
からＨp15 の各々を導くための要素ローパス・フィルタ
は、従って、多キャリヤ入力信号ＳＭが支持できるチャ
ンネル最小帯域幅ｆ₁ に等しい帯域幅を持つ。

【００７４】しかしながら、本発明では、それぞれのデ
ジタルフィルタの上流に配置されたデジタル遅延線は、
ｚ^-0からｚ^-15 まで次々に変化するｚ平面での変換を持
たない。従来の技術による多相網と比べたこの違いが以
下に明確にされる。

【００７５】多相網の段１０５は群１の変調されたキャ
リヤと群２の変調されたキャリヤを同時に多重化分離し
なければならないが、それらは等しい帯域幅を持つチャ
ンネルのキャリヤではない。ただ一つの多相網を使用し
ただけでは、この多重化分離は行えない。このために、
遅延線の段１０４は、図示した好ましい実施例による
と、４個の遅延線１０４a 、１０４b 、１０４c および
１０４d を含み、それらのそれぞれの出力は多相網１０
５a から１０５d にそれぞれ印加される。好ましい実施
例では、各多相網の中の４個の遅延線は、それぞれ
ｚ^-0、ｚ^-4、ｚ^-8、およびｚ^-12 と書き表せるｚ平面で
の変換を持つ。これらの条件のもとでは、同一帯域幅の
16 本の変調されたキャリヤを多重化分離するための従
来の技術から導かれた多重化分離器であれば、段１０４
において、ｚ^-0、ｚ^-1、ｚ^-2、およびｚ^-3と書き表され
る遅延線を含むであろう。各多相網において、要素ロー
パス・フィルタから導かれたデジタルフィルタにそれぞ
れ接続された４個の遅延線を平行に置く（フーリエ変換
の複合多重機構と関連する）と、帯域幅ｆ₂/ｆ₁ が要素
フィルタの帯域幅の４倍に等しい周波数フィルタを得る
ことができ、この要素フィルタで濾波された群１のキャ
リヤの帯域幅の４倍の帯域幅を持つ、群２の変調された
キャリヤを再構成できる。

【００７６】図７Ａにｚ平面での変換のモデル化された
形で表した遅延線１０４a から１０４d は、実際にはシ
フトレジスタ・ベースのデジタル回路および他のベース
・デジタル部品であり、それらは初期サンプリング周波
数１／Ｔに等しい周波数でバーストされている。先に見
たように、サンプリング回路１０１の出力の変調され多
重化されたキャリヤのサンプルのシーケンスの初期周波
数は、逓減器１０２₁’と１０２₂ ’の出力で、与えら
れたそれぞれの率によって逓減される。図７Ｂに示した
キャリヤの周波数分割によると、交換回路１０３₁ と１
０３₂ が逓減器１０２₁ ’と１０２₂ ’の出力をそれぞ
れ遅延線１０４a 、１０４b と１０４c、１０４d と接
続するが、それはまさに、２つの逓減器１０２₁ ’と１
０２₂ ’から来るサンプル・シーケンスの、初期サンプ
リング周波数に比べて１／２に逓減された周波数に応じ
て行われるのである。従って、実際には、交換機構１０
３₁ と１０３₂ は、逓減器１０２₁ ’と１０２₂ ’の出
力を段１０４の遅延線の入力に、上記の逓減器から来る
シーケンスの周波数に応じて、つまり、変調され多重化
されたキャリヤの各群に当てられた総帯域幅に応じて、
選択的に接続する。

【００７７】段１０４の遅延線によって施される遅れ
は、遅延線が交換の段１０３を通して受信するシーケン
スの、遅延線のバースト周波数（初期サンプリング周波
数１／Ｔに等しい) に比べて逓減された周波数に依存し
て、それぞれプログラムされる。このようにして、２つ
の群について、逓減されたシーケンスの周波数はサンプ
リング周波数の２分の１であるから、周波数を半分に逓
減されたシーケンスのサンプルの遅れは、サンプルされ
た多キャリヤ信号の２つのサンプル周期に等しくなる。
図７Ａの実施例において、２つのキャリヤ群は等しい帯
域幅を持っているから、伝達関数ｚ^-0とｚ^-2を持つ２個
の遅延線１０４a と１０４b および１０４c と１０４d
が、各キャリヤ群に当てられる。

【００７８】遅延線１０４a から１０４d の出力は、上
りの接続のトラヒックとは無関係に、４つの多相網１０
５a から１０５d にそれぞれ印加される。

【００７９】多相網１０５a から１０５d の中の全ての
フィルタＨp0からＨp15 の出力は複合多重化回路１０５
₅ の入力に印加され、回路１０５₅ の 16 個の出力は２
つの群に分けられ、そのうち８個の出力は群１の８個の
ベースバンド・キャリヤに当てられ、他の８個の出力は
４個づつの２組に分離され、群２の２個のベースバンド
・キャリヤに当てられるが、それは、群２のキャリヤは
群１のキャリヤの帯域幅の４倍に相当する帯域幅を持つ
からである。回路１０５₅ において、多相網１０５a か
ら１０５d の枝を出るシーケンス間で実行されるデジタ
ル複合多重化処理は、１個の８×８マトリクス機構と４
個の２×２マトリクス機構によって実施される。

【００８０】８×８マトリクス機構は多相網１０５a と
１０５b に含まれるフィルタＨp0からＨp7を出るシーケ
ンスを受信し、回路１０５₅ の第一の８個の出力で、キ
ャリヤＰ₁ ¹からＰ₈ ¹に対応する群１の８個のデジタルチ
ャンネルを再構成する。このマトリクス機構は、伝達関
数を使って言えば、例えば、上にＮ＝８としてＶ＝ exp
[−j2π/N] の関数として定義されているもののよう
な、係数マトリクスから導かれるデジタル計算を行う。

【００８１】群２の２個のキャリヤＰ₁ ²からＰ₂ ²につい
て、回路１０５₅ の中の４個の正方マトリクス機構での
デジタル処理の分割は、群２のチャンネルの各々は基本
帯域幅ｆ₁ を４個並置したものに相当すること、その結
果、キャリヤＰ₁ ²とＰ₂ ²のチャンネルにおいて２個の同
じ基本帯域幅を含む各組は段１０２において相関づけら
れることに由来する。

【００８２】このようにして、２×２マトリクス機構の
各々は、網１０５c と１０５d の中の２つのフィルタの
出力にそれぞれ接続されるが、この２つのフィルタとは
キャリアＰ₁ ²とＰ₂ ²のチャンネルの中で帯域幅がｆ₁ の
同じ周波数サブ・ベースバンドに対応する、即ち、網１
０５c と１０５d の中で同じ遅れを受けたデジタル・シ
ーケンスを受信するものである。

【００８３】第一の２×２マトリクス機構は、網１０５
c と１０５d の中で遅延線ｚ^-0の後に置かれたフィルタ
Ｈp8とＨp12 を出るシーケンスを処理し、以下、他の３
つの２×２マトリクス機構についても同じである。４番
目にして最後の２×２マトリクス機構は、従って、網１
０５c と１０５d の中の遅延線ｚ^-12 の後に置かれたフ
ィルタＨp11 とＨp15 を出るシーケンスを処理する。２
×２網の各々は一つの正方係数マトリクスを呼び出して
キャリヤＰ₁ ²とＰ₂ ²のチャンネルの帯域幅の４分の１を
再構成する。

【００８４】図８Ａを参照すると、図８Ｂに表した上り
接続のトラヒックについて、多重化分離器１０の第二の
実施例が紹介されている。このトラヒックでは、群１
は、変調されたキャリヤＰ₁ ¹からＰ₄ ¹を持ち周波数帯域
幅がｆ₁ の４本の相次ぐチャンネルを含むが、群２はキ
ャリヤＰ₁ ²からＰ₃ ²を持ち周波数帯域幅がｆ₂ ＝４ｆ₁
の３本の相次ぐチャンネルを含む。

【００８５】この第二の実施例は、実際問題として、構
造の点からは図７Ａに示した第一の実施例と同一である
が、機能の点からは多重化分離機構１０の幾つかの部品
をトラヒックの分割に応じてプログラムできるために、
図７Ａのそれと異なっている。プログラム可能な部品は
フィルタ１０２₁ と１０２₂ 、逓減器１０２₁ ’と１０
２₂ ’、遅延線１０４a から１０４d 、および複合多重
化回路１０５₅ の中のマトリクス機構である。好ましい
実施例では、これらの各種部品のプログラミングは、図
２に示した制御ユニットＵＣを用いて実施され、制御ユ
ニットは上りの専用接続ＬＳを通して、トラヒックの新
たな分割の各々の全ての特徴を受信する。

【００８６】トラヒックのこの第二の割当においては、
フィルタ１０２₁ と１０２₂ は帯域幅ｆ_u /4と3 ｆ_u /4
でプログラムされて２つの群、１と２を切離し、２つの
群は図７Ｂの割当のような同じ帯域幅を持たなくなる。
逓減器１０２₁ ’と１０２₂’の逓減率は新しい帯域幅
ｆ_u /4と 3ｆ_u /4 に応じて調整され、1/4 と 3/4にな
る。

【００８７】段１０４の遅延線に関しては、遅延線は新
しい逓減率に応じてプログラムされる。多相網１０５a
はここでもキャリヤＰ₁ ¹からＰ₄ ¹の処理に当てられるの
で、第一の遅延線１０４ａの伝達関数は依然ｚ^-0であ
る。多キャリヤ信号の４個のサンプルのうち３個を逓減
器１０２₂ ’の出力で処理しなければならないので、３
個の遅延線１０４b 、１０４c 、および１０４d が、３
つの出力が使用される交換回路１０３₂ を通して、逓減
器１０２₂ ’の出力に接続される。遅延線１０４b 、１
０４c 、および１０４d は、それぞれ、(4×0)/3、(4×
1)/3、および (4×2)/3の比で、サンプリング周波数１
／Ｔを用いて、遅延を施す。

【００８８】複合多重化回路１０５₅ は、この場合、１
個の４×４マトリクス機構と４個の３×３マトリクス機
構においてプログラムされる。４×４マトリクス機構は
多相網１０５a の中のフィルタＨp0からＨp3の出力に接
続され、群１のキャリヤＰ₁ ¹からＰ₄ ¹を再構成する。４
個の３×３マトリクス機構は、３個のキャリヤＰ₁ ²、Ｐ
₂ ²およびＰ₃ ²のチャンネルの中で、これらのチャンネル
を再構成するように、帯域幅がｆ₁ の４個のサブ・バン
ドに関する、３つのフィルタを持つ回路Ｈp4−Ｈp8−Ｈ
p12 、Ｈp5−Ｈp9−Ｈp13 、Ｈp6−Ｈp10 −Ｈp14 、お
よびＨp7−Ｈp11 −Ｈp15 にそれぞれ接続される。

【図面の簡単な説明】

【図１】再生衛星による既知の網を図式的に示す。

【図２】再生衛星の中に含まれる既知のトランスマルチ
プレクサのブロックダイヤラムを示す。

【図３】周波数多重化されたベースアクセス信号と一次
信号ＲＮＩＳを周波数の領域で表したものである。

【図４】従来の技術によるデジタル周波数多重化分離回
路のブロックダイヤラムを示す。

【図５】従来の技術によるデジタル周波数多重化分離回
路のブロックダイヤラムを示す。

【図６】本発明による、プログラム可能な周波数多重化
分離回路の図式的なブロックダイヤラムである。

【図７Ａ】プログラム可能な多重化分離回路の第一の実
施例を示す。

【図７Ｂ】図７Ａにおける対応する上りの接続のトラヒ
ックを周波数で表したものを示す。

【図８Ａ】プログラム可能な多重化分離回路の第二の実
施例を示す。

【図８Ｂ】図８Ａにおける対応する上りの接続のトラヒ
ックを周波数で表したものを示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】 −所定の有効周波数帯域幅（ｆ_u ）を持
つ多キャリアのサンプルされた信号（ＳＭ）の中で、周
波数多重化されたチャンネルを多重化分離するための装
置であり、上記のチャンネルは、有効周波数帯の中に含まれる変調
されたキャリヤ（Ｐ₁ ¹からＰ₄ ¹、Ｐ₁ ²からＰ₃ ²）と、有
効周波数帯の中に並置される周波数帯域幅（ｆ₁ 、ｆ
₂ ）によって決められ、チャンネルの周波数帯域幅はチ
ャンネルの最大周波数帯域幅（ｆ₂ ）の整数分の一にな
るが、後者自体も有効帯域幅（ｆ_u ）の整数分の一で、
かつチャンネルの最小帯域幅（ｆ₁ ）の整数倍になり、上記の回路（１０）は、有効帯域幅とチャンネルの最小
帯域幅の比に等しい所定の数（ｆ_u / ｆ₁ ＝１６）の、
各々が一個の遅延線と一個のデジタルフィルタをシリー
ズに含む平行に置かれた回路、および、上記のフィルタ
（Ｈp0からＨp15)の出力につながれて上記のチャンネル
を個別に再構成するためのフーリエ変換のデジタル処理
機構（１０５₅ ）を含んでおり、上記のフィルタの各々
は、上記のチャンネルの最小帯域（ｆ₁ ）の中で濾波す
るデジタル・ローパス・フィルタの一つから導かれ、 −複数の濾波・周波数逓減の機構（１０２）で、多キャ
リヤのサンプルされた信号（ＳＭ）の中のチャンネルを
所定の数のチャンネル群（群１、群２）へ分離するため
の機構であり、各チャンネル群は、他のチャンネルの帯
域幅とは異なる、同じ帯域幅を持つ全てのチャンネルの
並置された帯域を含むこと、 −複数の平行な遅延線（１０４）で、その数は有効帯域
幅とチャンネルの最大帯域幅の比に等しい所定の数（ｆ
_u / ｆ₂ ＝４）であり、各チャンネル群（群１、群２）
は、当該群の帯域幅（ｆ_u / ４、３ｆ_u / ４）とチャン
ネルの最大帯域幅（ｆ₂ ＝ｆ_u / ４）の比より大きくそ
れに最も近い整数に等しい数のそれぞれ平行した遅延線
（１０４a 、１０４b 、１０４c 、１０４d ）により遅
延を受けること、そして−複数の同一の平行な多相網
（１０５a 、１０５b 、１０５c 、１０５d ）で、遅延
線（１０４a 、１０４b 、１０４c 、１０４d ）の出力
にそれぞれ接続され、多相網の各々は上記の複数の平行
な遅延線とデジタルフィルタの組を、チャンネルの最大
帯域幅と最小のそれとの比に等しい所定の数（ｆ₂ 、ｆ
₁ ）だけ含むこと、を特徴とする回路。
【請求項２】 −多キャリヤ信号（ＳＭ）の中から一つ
のチャンネル群を分離する濾波・周波数逓減の機構が、
当該群の帯域幅を持つデジタルフィルタ（１０２₁ 、１
０２₂ ）と、その後に、上記当該群の帯域幅（ｆ_u /
４、３ｆ_u / ４）と有効帯域幅（ｆ_u ）の比に等しい逓
減比を持つ逓減器（１０２₁ ’、１０２₂ ’）を含むこ
と、を特徴とする、請求項１に記載の回路。
【請求項３】 −一つのチャンネル群（群２）を遅らせ
る平行な遅延線（１０４b 、１０４c 、１０４d ）が、
有効帯域幅（ｆ_u ）と当該群の帯域幅（３ｆ_u / ４）の
比（４／３）に等しい零以上の整数の倍数にそれぞれ比
例して遅延を施すこと、を特徴とする、請求項１または
２に記載の回路。
【請求項４】 −各多相網（１０５a 、１０５b 、１０
５c 、１０５d ）に含まれる遅延線（ｚ^-0、ｚ^-4、
ｚ^-8、ｚ^-12 ）が、チャンネルの最大帯域幅と最小のそ
れとの比（ｆ₂/ｆ₁ ）に等しい零以上の整数の倍数にそ
れぞれ比例する遅延を施すこと、を特徴とする、請求項
１から３のいずれかに記載の回路。
【請求項５】 −デジタル処理機構（１０５₅ ）が、各
チャンネル群（群２）について、フーリエ変換の係数の
複数の正方マトリクス機構を、当該群の帯域幅（ｆ₂ ）
と最小帯域幅（ｆ₉ ）の比に等しい数だけ含み、その当
該群に付属する各々のマトリクス機構の次数は、当該群
の中のチャンネルの数に等しいこと、を特徴とする、請
求項１から４のいずれかに記載の回路。
【請求項６】 −濾波・逓減のデジタル機構（１０
２）、平行な遅延線（１０４）、およびデジタル処理機
構（１０５₅ ）が、有効帯域（ｆ_u ）の中のチャンネル
群の所定の数と分割に関する特性および群内のチャンネ
ル数を受信する制御機構（ＵＣ）によってプログラム可
能であること、および多重化回路が複数の交換機構（１
０３₁ 、１０３₂ ）を含むが、それらは、それぞれ濾波
・逓減のデジタル機構（１０２）の出力に接続され、か
つ、これらのデジタル機構（１０２）を上記の群の分割
および上記の群内のチャンネル数に応じて平行な遅延線
に選択的に接続するために、制御機構（ＵＣ）によって
制御されること、を特徴とする、請求項１から５のいず
れかに記載の回路。