JPH077941B2 - 秘話方法 - Google Patents
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- JPH077941B2 JPH077941B2 JP15661685A JP15661685A JPH077941B2 JP H077941 B2 JPH077941 B2 JP H077941B2 JP 15661685 A JP15661685 A JP 15661685A JP 15661685 A JP15661685 A JP 15661685A JP H077941 B2 JPH077941 B2 JP H077941B2
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- circuit
- signal
- coefficient
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Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
A. 産業上の利用分野 B. 発明の概要 C. 従来技術 D. 発明が解決しようとする問題点 E. 問題点を解決するための手段 F. 作用 G. 実施例 Ｇ−1. 本発明の前提となる技術 Ｇ−2. 第１の実施例 Ｇ−3. 第２の実施例 H. 発明の効果 A. 産業上の利用分野 本発明は、いわゆるコードレス電話や自動車電話等に用
いて好適な秘話方法に関するものである。
いて好適な秘話方法に関するものである。
B. 発明の概要 本発明は、送信側にてスクランブルを行い、受信側にて
デスクランブルを行う秘話方法において、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの一方は、 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、該加算された信号を上記遅延量Diだ
け遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該
乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号として
帰還され、上記加算された信号を出力し、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの他方は、 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、上記供給された信号を上記遅延量Di
だけ遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、
該乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号とさ
れ、上記加算された信号を出力することにより、 デスクランブル処理された信号の品質劣化がなく、簡単
な回路構成で秘話のキー数を多くできるとともに高い秘
話効果が得られるようにしたものである。
デスクランブルを行う秘話方法において、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの一方は、 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、該加算された信号を上記遅延量Diだ
け遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該
乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号として
帰還され、上記加算された信号を出力し、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの他方は、 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、上記供給された信号を上記遅延量Di
だけ遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、
該乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号とさ
れ、上記加算された信号を出力することにより、 デスクランブル処理された信号の品質劣化がなく、簡単
な回路構成で秘話のキー数を多くできるとともに高い秘
話効果が得られるようにしたものである。
C. 従来の技術 コードレス電話や自動車電話等においては、信号が無線
伝送され、誰でもが受信可能であるため、他人の傍受に
よる機密漏洩等を防ぐためには秘話装置が必要とされて
いる。
伝送され、誰でもが受信可能であるため、他人の傍受に
よる機密漏洩等を防ぐためには秘話装置が必要とされて
いる。
このような秘話装置における信号処理方式あるいは秘話
方法には種々のものが知られているが、大別すると、周
波数軸上でスクランブル処理する方法と、時間軸上でス
クランブル処理する方法とに分類できる。
方法には種々のものが知られているが、大別すると、周
波数軸上でスクランブル処理する方法と、時間軸上でス
クランブル処理する方法とに分類できる。
D. 発明が解決しようとする問題点 周波数軸上でスクランブル処理する方法としては、周
波数スペクトラムを反転する方式や、周波数軸上で複
数の周波数帯域のスロットに分割し、これらのスロット
を入れ換えたりスロット内で周波数を反転する方法等が
知られているが、上記の方法では、解読が容易に行え
秘話度が低く、また、上記の方法では、秘話度を高め
ようとすると、高い特性の帯域フィルタが多数個必要と
なって、回路規模が増大するという欠点がある。この
他、例えば特開昭56−153862号に開示された技術のよう
に、いわゆるFFT（高速フーリエ変換）等を用いた秘話
方式もあるが、乗算を伴った高速ディジタル信号処理が
必要とされ、回路も複雑化してしまう。
波数スペクトラムを反転する方式や、周波数軸上で複
数の周波数帯域のスロットに分割し、これらのスロット
を入れ換えたりスロット内で周波数を反転する方法等が
知られているが、上記の方法では、解読が容易に行え
秘話度が低く、また、上記の方法では、秘話度を高め
ようとすると、高い特性の帯域フィルタが多数個必要と
なって、回路規模が増大するという欠点がある。この
他、例えば特開昭56−153862号に開示された技術のよう
に、いわゆるFFT（高速フーリエ変換）等を用いた秘話
方式もあるが、乗算を伴った高速ディジタル信号処理が
必要とされ、回路も複雑化してしまう。
また、時間軸上で各サンプル値をスクランブル処理する
方法の場合には、一般に、スペクトラムの拡大の問題が
あり、伝送路の伝送特性の影響によりデスクランブル処
理された復調音声の品質が劣化するという欠点がある。
方法の場合には、一般に、スペクトラムの拡大の問題が
あり、伝送路の伝送特性の影響によりデスクランブル処
理された復調音声の品質が劣化するという欠点がある。
本発明は、このような従来の実情に鑑み、秘話のキー数
が多く秘話効果が高く、スペクトラムの拡大が無くデス
クランブル処理後の復調音声の品質劣化も無く、回路構
成も比較的簡単で済むような秘話方法の提供を目的とす
る。
が多く秘話効果が高く、スペクトラムの拡大が無くデス
クランブル処理後の復調音声の品質劣化も無く、回路構
成も比較的簡単で済むような秘話方法の提供を目的とす
る。
E.問題点を解決するための手段 上述した問題点を解決するために、本発明に係る秘話方
法は、送信側にてスクランブルを行い、受信側にてデス
クランブルを行う秘話方法において、上記スクランブル
及びデスクランブルのうちの一方は、伝達関数 、ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量、を
構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えてお
り、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定の
信号とを加算し、該加算された信号を上記遅延量Diだけ
遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該乗
算された信号が上記加算対象の上記所定の信号として帰
還され、上記加算された信号を出力し、上記スクランブ
ル及びデスクランブルのうちの他方は、伝達関数 、ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量、を
構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えてお
り、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定の
信号とを加算し、上記供給された信号を上記遅延量Diだ
け遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該
乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号とさ
れ、上記加算された信号を出力することを特徴としてい
る。
法は、送信側にてスクランブルを行い、受信側にてデス
クランブルを行う秘話方法において、上記スクランブル
及びデスクランブルのうちの一方は、伝達関数 、ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量、を
構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えてお
り、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定の
信号とを加算し、該加算された信号を上記遅延量Diだけ
遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該乗
算された信号が上記加算対象の上記所定の信号として帰
還され、上記加算された信号を出力し、上記スクランブ
ル及びデスクランブルのうちの他方は、伝達関数 、ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量、を
構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えてお
り、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定の
信号とを加算し、上記供給された信号を上記遅延量Diだ
け遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該
乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号とさ
れ、上記加算された信号を出力することを特徴としてい
る。
F.作用 各回路ブロックの縦続接続回路は、ディジタル・フィル
タ特性を有しているため、入力信号のスペクトラム拡大
が無い。また、各回路ブロックの縦続接続段数、遅延手
段の遅延量および係数乗算器の係数値をそれぞれ変える
ことで、多数の秘話コードのキー数を確保できる。
タ特性を有しているため、入力信号のスペクトラム拡大
が無い。また、各回路ブロックの縦続接続段数、遅延手
段の遅延量および係数乗算器の係数値をそれぞれ変える
ことで、多数の秘話コードのキー数を確保できる。
G. 実施例 Ｇ−1. 本発明の前提となる技術 先ず、本発明の実施例の説明に先立ち、本発明の前提と
なる技術について図面を参照にしながら説明する。
なる技術について図面を参照にしながら説明する。
アナログ音声信号を一定周期で順次サンプリングして得
られたデータ（サンプル値）列に対する時間軸上でのス
クランブル処理として、本件発明者等は、一定サンプル
数毎に上記データ列をブロック化し、このブロック内で
一定の規則に従ってデータ（サンプル値）の入れ換えを
行うとともに、時間経過に伴って上記ブロックを１サン
プルずつシフトし、時間軸上の各サンプル点に配置され
たデータの総和をとって出力するような処理を検討し
た。
られたデータ（サンプル値）列に対する時間軸上でのス
クランブル処理として、本件発明者等は、一定サンプル
数毎に上記データ列をブロック化し、このブロック内で
一定の規則に従ってデータ（サンプル値）の入れ換えを
行うとともに、時間経過に伴って上記ブロックを１サン
プルずつシフトし、時間軸上の各サンプル点に配置され
たデータの総和をとって出力するような処理を検討し
た。
第８図はこのようなスクランブル処理の一具体例を示し
ており、この第８図においては、１ブロック内のサンプ
ル数を４サンプルとし、上記元のサンプル値列の第ｉ番
目のデータ（サンプル値）をxiとするとき（第８図Ａ参
照）、任意の１ブロック内の４サンプルxi,xi+1,xi+2,x
i+3に対して一定の規則に従った入れ換え処理を施すこ
とにより、xi,xi+3,xi+2,xi+1の順のデータ列が得られ
るようにしている。したがって、入力データ列x1,x2,
x3,…に対して、第８図に示すように、所定の１ブロッ
ク内のデータx1〜x3はx1,x4,x2,x3の順に並べ換えれ、
１サンプルだけシフトした次の１ブロック内のデータx2
〜x4はx2,x5,x3,x4となり、以下同様にブロックが順次
１サンプルずつシフトされて、それぞれのブロック内デ
ータに対して上記一定の規則に従った入れ換え処理が施
される。そして、時間軸上の各サンプル時点に配された
データについて、各サンプル時点毎に総和をとることに
より、第８図に示すように、例えば2x3＋x4＋x6,2x4＋x
5＋x7等の出力データ、すなわち一般にxi＋xi-2＋2xi-3
の出力データが得られる。
ており、この第８図においては、１ブロック内のサンプ
ル数を４サンプルとし、上記元のサンプル値列の第ｉ番
目のデータ（サンプル値）をxiとするとき（第８図Ａ参
照）、任意の１ブロック内の４サンプルxi,xi+1,xi+2,x
i+3に対して一定の規則に従った入れ換え処理を施すこ
とにより、xi,xi+3,xi+2,xi+1の順のデータ列が得られ
るようにしている。したがって、入力データ列x1,x2,
x3,…に対して、第８図に示すように、所定の１ブロッ
ク内のデータx1〜x3はx1,x4,x2,x3の順に並べ換えれ、
１サンプルだけシフトした次の１ブロック内のデータx2
〜x4はx2,x5,x3,x4となり、以下同様にブロックが順次
１サンプルずつシフトされて、それぞれのブロック内デ
ータに対して上記一定の規則に従った入れ換え処理が施
される。そして、時間軸上の各サンプル時点に配された
データについて、各サンプル時点毎に総和をとることに
より、第８図に示すように、例えば2x3＋x4＋x6,2x4＋x
5＋x7等の出力データ、すなわち一般にxi＋xi-2＋2xi-3
の出力データが得られる。
このような出力データを得るためには、一般的に第９図
を示すような構成のFIR（有限インパルス応答）フィル
タ100を用いればよい。このFIRフィルタ100は、加算器1
01、遅延回路102および係数乗算器103a〜103nより成
り、遅延回路102から各係数乗算器103a〜103nへの信号
取り出し点におけるそれぞれの遅延量をD1,D2,…,Dnと
し、各係数乗算器103a〜103nの各係数をk1,k2,…,knと
するとき、FIRフィルタ100の伝達関数TF（Ｄ）は、 となる。このようなFIRフィルタ100を秘話装置の送信側
のスクランブル回路として用いる場合には、係数kiが大
となるほど、また、遅延量Diが大となるほど、秘話効果
も高くなることが確認できる。
を示すような構成のFIR（有限インパルス応答）フィル
タ100を用いればよい。このFIRフィルタ100は、加算器1
01、遅延回路102および係数乗算器103a〜103nより成
り、遅延回路102から各係数乗算器103a〜103nへの信号
取り出し点におけるそれぞれの遅延量をD1,D2,…,Dnと
し、各係数乗算器103a〜103nの各係数をk1,k2,…,knと
するとき、FIRフィルタ100の伝達関数TF（Ｄ）は、 となる。このようなFIRフィルタ100を秘話装置の送信側
のスクランブル回路として用いる場合には、係数kiが大
となるほど、また、遅延量Diが大となるほど、秘話効果
も高くなることが確認できる。
これに対して、受信側のデスクランブル回路としては、
上記FIRフィルタ100に対して逆の特性を有し逆の処理を
行うための第10図に示すようなIIR（無限インパルス応
答）フィルタ110を用いることが、隣接サンプル間の干
渉によるS/Nの劣化を防止する観点から望ましい。このI
IRフィルタ110は、第９図のFIRフィルタ100と対応する
対称的な回路構成を有しており、第９図の各部と対応す
る部分には同一の参照番号を付している。このようなII
Rフィルタ110の伝達関数TI（Ｄ）は、 となる。
上記FIRフィルタ100に対して逆の特性を有し逆の処理を
行うための第10図に示すようなIIR（無限インパルス応
答）フィルタ110を用いることが、隣接サンプル間の干
渉によるS/Nの劣化を防止する観点から望ましい。このI
IRフィルタ110は、第９図のFIRフィルタ100と対応する
対称的な回路構成を有しており、第９図の各部と対応す
る部分には同一の参照番号を付している。このようなII
Rフィルタ110の伝達関数TI（Ｄ）は、 となる。
ところで、このIIRフィルタ110のような帰還ループを有
する回路系が、発振等を生ずることなく安定に動作する
ためには、係数kiに制約が生じ、第10図に示すような一
般的な構成においては、各係数kiを小さく設定する必要
があり、したがって充分な秘話効果が期待できなくな
る。
する回路系が、発振等を生ずることなく安定に動作する
ためには、係数kiに制約が生じ、第10図に示すような一
般的な構成においては、各係数kiを小さく設定する必要
があり、したがって充分な秘話効果が期待できなくな
る。
そこで本件発明者等は、上述した技術をさらに改善し、
複合処理すなわちデスクランブル処理後の出力信号の音
質劣化が無く、安定な復号化（デスクランブル）処理動
作が行えるとともに、充分な秘話効果を実現できるよう
な秘話方法を提供するものである。
複合処理すなわちデスクランブル処理後の出力信号の音
質劣化が無く、安定な復号化（デスクランブル）処理動
作が行えるとともに、充分な秘話効果を実現できるよう
な秘話方法を提供するものである。
Ｇ−2. 第１の実施例 第１図は本発明の第１の実施例となる秘話方法が適用さ
れる秘話装置の送信側のスクランブル処理を行う回路構
成を示し、第２図は同秘話装置の受信側のデスクランブ
ル処理を行う回路構成を示している。
れる秘話装置の送信側のスクランブル処理を行う回路構
成を示し、第２図は同秘話装置の受信側のデスクランブ
ル処理を行う回路構成を示している。
第１図において、入力端子11には伝送しようとするアナ
ログ音声信号が供給されている。このアナログ音声入力
信号は、LPF（ローパスフィルタ）12を介してA/D（アナ
ログ／ディジタル）変換器13に送られることにより、デ
ィジタル信号に変換される。ここで、上記アナログ音声
信号の伝送周波数帯域を例えば300Hz〜3.4kHzとすると
き、LPF12のカットオフ周波数を3.4kHz〜4kHz程度と
し、A/D変換器13でのサンプリング周波数Ｓを8kHz程
度以上とすればよい。
ログ音声信号が供給されている。このアナログ音声入力
信号は、LPF（ローパスフィルタ）12を介してA/D（アナ
ログ／ディジタル）変換器13に送られることにより、デ
ィジタル信号に変換される。ここで、上記アナログ音声
信号の伝送周波数帯域を例えば300Hz〜3.4kHzとすると
き、LPF12のカットオフ周波数を3.4kHz〜4kHz程度と
し、A/D変換器13でのサンプリング周波数Ｓを8kHz程
度以上とすればよい。
A/D変換器13からのディジタル音声信号は、スクランブ
ル回路の主要部となる複数個の回路ブロック21,22,…の
縦続接続回路に送られる。ここで、各回路ブロック、例
えば21は、入力信号（A/D変換器13からの出力信号）が
供給される加算器21Aと、この加算器21Aからの出力信号
を遅延する遅延回路21Dと、この遅延回路21Dからの出力
号に係数k1を乗算する係数乗算器21Cとから成り、この
係数乗算器21Cからの出力信号が加算器21Aに帰還されて
入力信号と加算され、この加算出力が回路ブロック21の
出力信号として取り出されるようになっている。他の回
路ブロック22等も同様の構成を有し、前段の回路ブロッ
ク、例えば21からの出力信号が次段の回路ブロック、例
えば22の加算器22Aに送られるように縦続接続あるいは
カスケード接続されている。
ル回路の主要部となる複数個の回路ブロック21,22,…の
縦続接続回路に送られる。ここで、各回路ブロック、例
えば21は、入力信号（A/D変換器13からの出力信号）が
供給される加算器21Aと、この加算器21Aからの出力信号
を遅延する遅延回路21Dと、この遅延回路21Dからの出力
号に係数k1を乗算する係数乗算器21Cとから成り、この
係数乗算器21Cからの出力信号が加算器21Aに帰還されて
入力信号と加算され、この加算出力が回路ブロック21の
出力信号として取り出されるようになっている。他の回
路ブロック22等も同様の構成を有し、前段の回路ブロッ
ク、例えば21からの出力信号が次段の回路ブロック、例
えば22の加算器22Aに送られるように縦続接続あるいは
カスケード接続されている。
これらの各回路ブロック21,22,…において、各遅延回路
21D,22D,…は、RAM（ランダム・アクセス・メモリ）や
シフト・レジスタ等のメモリを用いて構成でき、遅延ス
テップ数あるいは段数は、上記サンプリング周波数Ｓ
を8kHzとするとき、最大1000〜2000段とし、この段数以
下の範囲内で、スクランブル制御回路20からの秘話コー
ド・データに応じて遅延量を可変設定できるようになっ
ている。また、各係数乗算器21C,22C,…の各係数k1,k2,
…は、−１より大きくかつ１より小さい（−１＜k1,k2,
…＜１）範囲内で、スクランブル制御回路20からの秘話
コード・データに応じて可変設定されるようになってい
る。
21D,22D,…は、RAM（ランダム・アクセス・メモリ）や
シフト・レジスタ等のメモリを用いて構成でき、遅延ス
テップ数あるいは段数は、上記サンプリング周波数Ｓ
を8kHzとするとき、最大1000〜2000段とし、この段数以
下の範囲内で、スクランブル制御回路20からの秘話コー
ド・データに応じて遅延量を可変設定できるようになっ
ている。また、各係数乗算器21C,22C,…の各係数k1,k2,
…は、−１より大きくかつ１より小さい（−１＜k1,k2,
…＜１）範囲内で、スクランブル制御回路20からの秘話
コード・データに応じて可変設定されるようになってい
る。
これらの回路ブロック21,22,…の縦続接続回路からの最
終出力信号（最終段の回路ブロックからの出力信号）
は、D/A変換器15に送られてディジタル／アナログ変換
され、LPF16を介すことによりアナログ信号となって、
出力端子17より取り出される。尚、LPF16のカットオフ
周波数は、アナログ音声信号の伝送周波数帯域以上でか
つサンプリング・クロック信号成分を除去できるような
値、例えば4kHz程度に設定すればよい。
終出力信号（最終段の回路ブロックからの出力信号）
は、D/A変換器15に送られてディジタル／アナログ変換
され、LPF16を介すことによりアナログ信号となって、
出力端子17より取り出される。尚、LPF16のカットオフ
周波数は、アナログ音声信号の伝送周波数帯域以上でか
つサンプリング・クロック信号成分を除去できるような
値、例えば4kHz程度に設定すればよい。
出力端子17から得られたアナログ信号は、例えば無線伝
送のためのAM変調またはFM変調等が施されて送信され、
受信機にて受信されることにより、例えばAM復調または
FM復調等が施されて、出力端子17からの出力と同様なア
ナログ信号となり、第２図の入力端子61に供給される。
送のためのAM変調またはFM変調等が施されて送信され、
受信機にて受信されることにより、例えばAM復調または
FM復調等が施されて、出力端子17からの出力と同様なア
ナログ信号となり、第２図の入力端子61に供給される。
次に、第２図に示す受信側のデスクランブル処理を行う
回路構成において、入力端子61に供給されたアナログ信
号は、LPF62を介してA/D変換器63に送られ、ディジタル
信号に変換される。
回路構成において、入力端子61に供給されたアナログ信
号は、LPF62を介してA/D変換器63に送られ、ディジタル
信号に変換される。
このA/D変換器63からの出力信号は、デスクランブル回
路の主要部となる複数個の回路ブロック71,72,…の縦続
接続回路に送られている。これらの各回路ブロック71,7
2,…は、それぞれ送信側（第１図）の各回路ブロック2
1,22,…に対して逆の特性となって逆の処理を行わせ得
るような構成を有している。すなわち、例えば回路ブロ
ック71は、入力信号が供給される加算器71Aと、該入力
信号を遅延する遅延回路71Dと、この遅延回路71Dからの
出力信号に係数k1を乗算する係数乗算器71Cとから成
り、この係数乗算器71Cからの出力信号を加算器71Aに送
って上記入力信号と加算するような構成を有しており、
他の回路ブロック72等も同様な回路構成となっている。
ここで、受信側の各回路ブロック71,72,…の各加算器71
A,72A,…においては、それぞれ対応する送信側の各回路
ブロック21,22,…の各加算器21A,21A,…とは逆の演算操
作を行わせる必要があり、例えば加算器21Aにて信号の
加算が行われる場合には、対応する加算器71Aでは信号
の減算を行わせる必要がある。これは、係数乗算器71C,
72C,…等からの出力信号の極性を反転させて加算しても
よく、さらには、係数k1,k2,…等の極性を送信側と受信
側とで互いに反転（ただし絶縁値は等しく）させてもよ
い。
路の主要部となる複数個の回路ブロック71,72,…の縦続
接続回路に送られている。これらの各回路ブロック71,7
2,…は、それぞれ送信側（第１図）の各回路ブロック2
1,22,…に対して逆の特性となって逆の処理を行わせ得
るような構成を有している。すなわち、例えば回路ブロ
ック71は、入力信号が供給される加算器71Aと、該入力
信号を遅延する遅延回路71Dと、この遅延回路71Dからの
出力信号に係数k1を乗算する係数乗算器71Cとから成
り、この係数乗算器71Cからの出力信号を加算器71Aに送
って上記入力信号と加算するような構成を有しており、
他の回路ブロック72等も同様な回路構成となっている。
ここで、受信側の各回路ブロック71,72,…の各加算器71
A,72A,…においては、それぞれ対応する送信側の各回路
ブロック21,22,…の各加算器21A,21A,…とは逆の演算操
作を行わせる必要があり、例えば加算器21Aにて信号の
加算が行われる場合には、対応する加算器71Aでは信号
の減算を行わせる必要がある。これは、係数乗算器71C,
72C,…等からの出力信号の極性を反転させて加算しても
よく、さらには、係数k1,k2,…等の極性を送信側と受信
側とで互いに反転（ただし絶縁値は等しく）させてもよ
い。
これらの各回路ブロック71,72,…の各遅延回路71D,72D,
…および各係数乗算器71C,72C,…には、デスクランブル
制御回路70からの秘話コード・データが送られており、
この秘話コード・データを上記送信側のスクランブル回
路20からの秘話コード・データと一致させることによ
り、各遅延回路71D,72D,…の各遅延量がそれぞれ対応す
る送信側の各遅延回路21D,22D,…の各遅延量に等しく設
定され、また、各係数乗算器71C,71C,…の各係数値がそ
れぞれ対応する各係数乗算器21C,22C,…の各係数値に等
しく（あるいは絶縁値が等しく極性が逆となるように）
設定される。このとき、受信側の各回路ブロック71,72,
…は、送信側の各回路ブロック21,22,…に対してそれぞ
れ逆の特性となって逆の処理が行われ、これらの各回路
ブロック71,72,…の縦続接続回路全体についても、送信
側の回路ブロック21,22,…の縦続接続回路全体の特性に
対応する逆特性が得られる。
…および各係数乗算器71C,72C,…には、デスクランブル
制御回路70からの秘話コード・データが送られており、
この秘話コード・データを上記送信側のスクランブル回
路20からの秘話コード・データと一致させることによ
り、各遅延回路71D,72D,…の各遅延量がそれぞれ対応す
る送信側の各遅延回路21D,22D,…の各遅延量に等しく設
定され、また、各係数乗算器71C,71C,…の各係数値がそ
れぞれ対応する各係数乗算器21C,22C,…の各係数値に等
しく（あるいは絶縁値が等しく極性が逆となるように）
設定される。このとき、受信側の各回路ブロック71,72,
…は、送信側の各回路ブロック21,22,…に対してそれぞ
れ逆の特性となって逆の処理が行われ、これらの各回路
ブロック71,72,…の縦続接続回路全体についても、送信
側の回路ブロック21,22,…の縦続接続回路全体の特性に
対応する逆特性が得られる。
すなわち、送信側の各回路ブロック21,22,…の縦続接続
回路の伝達関数TS（Ｄ）は、一般にｎブロックが縦続接
続されるものとし、各遅延回路の遅延量をD1,D2,…,D
n、各係数乗算器の係数をk1,k2,…,knとするとき、 となる。また、同様に、受信側の各回路ブロック71,72,
…がｎ個縦続接続されてる伝達関数TD（Ｄ）は、 となる。
回路の伝達関数TS（Ｄ）は、一般にｎブロックが縦続接
続されるものとし、各遅延回路の遅延量をD1,D2,…,D
n、各係数乗算器の係数をk1,k2,…,knとするとき、 となる。また、同様に、受信側の各回路ブロック71,72,
…がｎ個縦続接続されてる伝達関数TD（Ｄ）は、 となる。
さらに、回路ブロック71,72,…の縦続接続回路からの最
終出力信号（最終段の回路ブロックからの出力信号）
を、D/A変換器65およびLPF66を介してアナログ信号に変
換することにより、出力端子67からは、上記送信側の入
力端子11に供給された元のアナログ音声信号が復元され
て取り出される。
終出力信号（最終段の回路ブロックからの出力信号）
を、D/A変換器65およびLPF66を介してアナログ信号に変
換することにより、出力端子67からは、上記送信側の入
力端子11に供給された元のアナログ音声信号が復元され
て取り出される。
したがって、送信側のスクランブル処理特性としての上
記式と、受信側のデスクランブル処理特性としての上
記式とが互いに逆特性の関係にあり、スクランブル処
理に対する完全な逆処理としてのデスクランブル処理が
実現されるため、出力端子67からの復調出力信号として
は、隣接サンプル間の相互干渉（クロストーク）等の悪
影響の無い高い品質の音声信号が得られる。また、送信
側でスクランブル処理されて出力端子17から取り出され
た信号は、それ自体で聴取不可能な秘話性を有するのみ
ならず、スクランブル処理のパターン数に対応する秘話
コードのキー数としても、回路ブロック21,22,…の断続
段数、遅延回路21D,22D,…の遅延量すなわち遅延ステッ
プ数およびサンプリング周波数、さらに係数乗算器21C,
22C,…の各係数値k1,k2,…と実用上充分なキー数を有
し、高い秘話効果を得ることができる。また、回路構成
上は、加算器、係数乗算器およびメモリ等の遅延回路よ
り成る回路ブロックを複数段縦続接続すればよく、接続
段数は２〜３段程度でも充分な秘話効果を実現でき、FF
T等の高速ディジタル信号処理回路等に比べて極めて簡
単な構成で済む。ここで、上記係数乗算器については、
係数として１−2-Nのような値を選ぶことにより、後述
するように比較的簡単に構成でき、全体の回路規模をよ
り小さく抑えることができる。さらに、上記式や式
は所定のディジタル・フィルタ特性を示すものであるか
ら、入力信号のスペクトラムの形状に変化を与えるもの
のスペクトラム拡大作用は無く、伝送される信号のスペ
クトラム拡大による悪影響を防止できる。
記式と、受信側のデスクランブル処理特性としての上
記式とが互いに逆特性の関係にあり、スクランブル処
理に対する完全な逆処理としてのデスクランブル処理が
実現されるため、出力端子67からの復調出力信号として
は、隣接サンプル間の相互干渉（クロストーク）等の悪
影響の無い高い品質の音声信号が得られる。また、送信
側でスクランブル処理されて出力端子17から取り出され
た信号は、それ自体で聴取不可能な秘話性を有するのみ
ならず、スクランブル処理のパターン数に対応する秘話
コードのキー数としても、回路ブロック21,22,…の断続
段数、遅延回路21D,22D,…の遅延量すなわち遅延ステッ
プ数およびサンプリング周波数、さらに係数乗算器21C,
22C,…の各係数値k1,k2,…と実用上充分なキー数を有
し、高い秘話効果を得ることができる。また、回路構成
上は、加算器、係数乗算器およびメモリ等の遅延回路よ
り成る回路ブロックを複数段縦続接続すればよく、接続
段数は２〜３段程度でも充分な秘話効果を実現でき、FF
T等の高速ディジタル信号処理回路等に比べて極めて簡
単な構成で済む。ここで、上記係数乗算器については、
係数として１−2-Nのような値を選ぶことにより、後述
するように比較的簡単に構成でき、全体の回路規模をよ
り小さく抑えることができる。さらに、上記式や式
は所定のディジタル・フィルタ特性を示すものであるか
ら、入力信号のスペクトラムの形状に変化を与えるもの
のスペクトラム拡大作用は無く、伝送される信号のスペ
クトラム拡大による悪影響を防止できる。
ところで、上記係数乗算器21C,22C,…や71C,72C,…につ
いては、一般の乗算器を用いてもよいが、係数値として
１−2-Nのような値を選ぶことにより、第３図に示すよ
うに極めて簡単な回路にて実現できる。
いては、一般の乗算器を用いてもよいが、係数値として
１−2-Nのような値を選ぶことにより、第３図に示すよ
うに極めて簡単な回路にて実現できる。
この第３図においては、説明を簡略化するために、４ビ
ットのデータを乗算処理する例について示しているが、
さらに多くのビットのデータを処理する場合も同様であ
る。第３図のメモリ51は、上記遅延回路21D等に相当
し、このメモリ51からの４ビット・データは、それぞれ
インバータ52a〜52dを介してビット・シフト回路53に送
られている。ビット・シフト回路53は、入力されたデー
タをLSB（最下位ビット）側にＮビットだけシフト（い
わゆる算術右シフト）して出力する。このビット・シフ
ト回路53からの出力データは加算器（全加算器）54に送
られて、上記メモリ51からのデータと加算されて出力端
子55a〜55eに送られる。したがって、出力端子55a〜55e
からは、メモリ51からのデータに対して係数１−2-Nが
乗算されたデータが取り出される。
ットのデータを乗算処理する例について示しているが、
さらに多くのビットのデータを処理する場合も同様であ
る。第３図のメモリ51は、上記遅延回路21D等に相当
し、このメモリ51からの４ビット・データは、それぞれ
インバータ52a〜52dを介してビット・シフト回路53に送
られている。ビット・シフト回路53は、入力されたデー
タをLSB（最下位ビット）側にＮビットだけシフト（い
わゆる算術右シフト）して出力する。このビット・シフ
ト回路53からの出力データは加算器（全加算器）54に送
られて、上記メモリ51からのデータと加算されて出力端
子55a〜55eに送られる。したがって、出力端子55a〜55e
からは、メモリ51からのデータに対して係数１−2-Nが
乗算されたデータが取り出される。
なお、上述した送信側回路と受信側回路とを互いに入れ
換えてもよく、すなわち、送信側でのスクランブル処理
用に第２図の回路を用い、受信側でのスクランブル処理
用に第１図の回路を用いてもよい。ただし、第１図の回
路中には帰還ループが含まれており、一般に入力に対す
る応答が長時間にわたって続く性質があるため、受信側
に用いた場合には、単発的なパルス性雑音混入時の応答
成分が長く尾を引くことになり、また、送信側に用いた
場合には、長く区間にわたってサンプルを並べ換えるこ
とと等価となって秘話効果が向上する。したがって、第
１図の回路は、送信側のスクランブル処理に適用する方
が受信側に用いる場合に比べてより好ましい。
換えてもよく、すなわち、送信側でのスクランブル処理
用に第２図の回路を用い、受信側でのスクランブル処理
用に第１図の回路を用いてもよい。ただし、第１図の回
路中には帰還ループが含まれており、一般に入力に対す
る応答が長時間にわたって続く性質があるため、受信側
に用いた場合には、単発的なパルス性雑音混入時の応答
成分が長く尾を引くことになり、また、送信側に用いた
場合には、長く区間にわたってサンプルを並べ換えるこ
とと等価となって秘話効果が向上する。したがって、第
１図の回路は、送信側のスクランブル処理に適用する方
が受信側に用いる場合に比べてより好ましい。
Ｇ−3. 第２の実施例 次に、第４図は本発明の第２の実施例となる秘話装置の
送信側の回路構成例を、また第５図は同受信側の回路構
成例をそれぞれ示し、第１図や第２図と対応する部分に
は同じ参照番号を付して説明を省略する。
送信側の回路構成例を、また第５図は同受信側の回路構
成例をそれぞれ示し、第１図や第２図と対応する部分に
は同じ参照番号を付して説明を省略する。
先ず第４図において、A/D変換器13と初段の回路ブロッ
ク21との間には、データ（サンプル値）を１サンプルお
きに極性反転するための回路部30が挿入接続されてい
る。すなわち、A/D変換器13からの出力信号は、ゲート
回路となる切換スイッチ31の一方の被選択端子ａに供給
され、また、極性反転回路32を介して切換スイッチ31の
他方の被選択端子ｂに供給されている。ここで、切換動
作制御回路33については、予め２種類の切換動作モード
が設定されており、スクランブル制御回路（スクランブ
ル・コントローラ）20からの秘話コード・データに応じ
て上記２種類の切換動作モードのうちの一種類が選択さ
れ、この選択されたモードで切換スイッチ31の切換動作
を制御する。上記２種類の切換動作モードとしては、切
換スイッチ31の端子ａを常時選択してA/D変換器13から
の出力信号をそのまま次段の回路ブロック21に送るモー
ド（以下非反転モードあるいは直接モードという）と、
切換スイッチ31の端子a,bを１サンプル毎に交互に選択
してA/D変換器13からの出力信号のデータ（サンプル
値）の極性を１サンプルおきに反転して次段の回路ブロ
ック21に送るモード（以下反転モードという）とを想定
している。
ク21との間には、データ（サンプル値）を１サンプルお
きに極性反転するための回路部30が挿入接続されてい
る。すなわち、A/D変換器13からの出力信号は、ゲート
回路となる切換スイッチ31の一方の被選択端子ａに供給
され、また、極性反転回路32を介して切換スイッチ31の
他方の被選択端子ｂに供給されている。ここで、切換動
作制御回路33については、予め２種類の切換動作モード
が設定されており、スクランブル制御回路（スクランブ
ル・コントローラ）20からの秘話コード・データに応じ
て上記２種類の切換動作モードのうちの一種類が選択さ
れ、この選択されたモードで切換スイッチ31の切換動作
を制御する。上記２種類の切換動作モードとしては、切
換スイッチ31の端子ａを常時選択してA/D変換器13から
の出力信号をそのまま次段の回路ブロック21に送るモー
ド（以下非反転モードあるいは直接モードという）と、
切換スイッチ31の端子a,bを１サンプル毎に交互に選択
してA/D変換器13からの出力信号のデータ（サンプル
値）の極性を１サンプルおきに反転して次段の回路ブロ
ック21に送るモード（以下反転モードという）とを想定
している。
ここで、上記反転モード、すなわち１サンプルおきにデ
ータの極性が反転されるモードにおいては、第６図Ａに
示すような入力データ列が第６図Ｂに示すようなデータ
列に変換されて次段の回路ブロック21に送られることに
なる。この第６図Ｂに示すデータ列は、入力信号に上記
サンプリング周波数Ｓの1/2の周波数S/2の信号を乗
算し、乗算された出力信号をサンプリングしてA/D変換
したものと等価となり、スペクトラムの拡大は無い。ま
た、極性反転回路32は、入力ディジタル・データが例え
ば２の補数表示されたものの場合、MSB（最上位ビッ
ト）からLSB（最下位ビット）までの全ビットを反転
（インバート）するとともに、この反転データに“1"を
加算するような動作を行うものである。
ータの極性が反転されるモードにおいては、第６図Ａに
示すような入力データ列が第６図Ｂに示すようなデータ
列に変換されて次段の回路ブロック21に送られることに
なる。この第６図Ｂに示すデータ列は、入力信号に上記
サンプリング周波数Ｓの1/2の周波数S/2の信号を乗
算し、乗算された出力信号をサンプリングしてA/D変換
したものと等価となり、スペクトラムの拡大は無い。ま
た、極性反転回路32は、入力ディジタル・データが例え
ば２の補数表示されたものの場合、MSB（最上位ビッ
ト）からLSB（最下位ビット）までの全ビットを反転
（インバート）するとともに、この反転データに“1"を
加算するような動作を行うものである。
また、第４図の回路ブロック21,22,…の縦続接続回路の
最終段とD/A変換器15との間には、入力信号のピーク値
を制限するためのいわゆるピーク・リミット回路40が挿
入接続されている。このようなピーク・リミット回路40
としては、種々の構成が考えられるが、例えば第４図に
は、いわゆる２の補数表示データのピーク制限を行うた
めの回路構成例が示されている。
最終段とD/A変換器15との間には、入力信号のピーク値
を制限するためのいわゆるピーク・リミット回路40が挿
入接続されている。このようなピーク・リミット回路40
としては、種々の構成が考えられるが、例えば第４図に
は、いわゆる２の補数表示データのピーク制限を行うた
めの回路構成例が示されている。
すなわち、このピーク・リミット回路40は、選択回路41
と、入力データを最大値Maと比較する最大値比較回路42
と、入力データを最小値（負側の最大値）Miと比較する
最小値比較回路43と、最大値発生回路44と、最小値発生
回路45とを有し、選択回路41は、上記各比較回路42,43
からの比較出力に応じて、入力信号のデータxi、最大値
発生回路44からの最大値Maまたは最小値発生回路45から
の最小値Miのうちのいずれかを選択して出力する。この
場合、入力信号（回路ブロック21,22,…の縦続接続回路
の最終出力信号）のデータxiが、Mi≦xi≦Maのときには
入力データxiをそのまま出力し、Ma＜xiのときには最大
値Maを出力し、Mi＞xiのときには最小値Miを出力する。
と、入力データを最大値Maと比較する最大値比較回路42
と、入力データを最小値（負側の最大値）Miと比較する
最小値比較回路43と、最大値発生回路44と、最小値発生
回路45とを有し、選択回路41は、上記各比較回路42,43
からの比較出力に応じて、入力信号のデータxi、最大値
発生回路44からの最大値Maまたは最小値発生回路45から
の最小値Miのうちのいずれかを選択して出力する。この
場合、入力信号（回路ブロック21,22,…の縦続接続回路
の最終出力信号）のデータxiが、Mi≦xi≦Maのときには
入力データxiをそのまま出力し、Ma＜xiのときには最大
値Maを出力し、Mi＞xiのときには最小値Miを出力する。
したがって、ピーク・リミット回路40に例えば第７図Ａ
に示すようなデータ列が入力されたときには、最小値Mi
から最大値Maまでの範囲を越えたデータがそれぞれMiや
Maに制限されることによって、出力データ列は第７図Ｂ
に示すようなものとなる。
に示すようなデータ列が入力されたときには、最小値Mi
から最大値Maまでの範囲を越えたデータがそれぞれMiや
Maに制限されることによって、出力データ列は第７図Ｂ
に示すようなものとなる。
次に、第５図の受信側の回路構成においては、回路ブロ
ック71,72,…の縦続接続回路の最終段とD/A変換器65と
の間に、上述した送信側の回路部30に対応する回路部80
が挿入接続されている。この回路部80は、切換スイッチ
81、極性反転回路82および切換動作制御回路83を有する
第４図と同様な構成を有し、同様な動作を行う。すなわ
ち、送信側の回路部30にて上記非反転モードが選択され
たときには、受信側の回路部80においても、デスクラン
ブル制御回路70からの秘話コード・データにより非反転
モードが選択されるように制御され、切換スイッチ81は
常に端子ａ側に接続されて、上記回路ブロック71,72,…
の縦続接続回路からの出力信号がそのまま次段のD/A変
換器65に送られる。また、送信側の回路部30において上
記反転モードが選択されたときには、受信側の回路部80
でも反転モードが選択され、切換スイッチ81は端子a,b
に対して１サンプル毎に相互に切換接続され、上記縦続
接続回路からの出力信号のデータが１サンプルおきに極
性反転されて次段のD/A変換器65に送られる。この場
合、送信側で１サンプルおきに極性反転されたデータ
が、受信側で再度１サンプルおきに極性反転されること
で、元のデータ列（あるいは全データの極性が反転した
データ列）を得ることができる。
ック71,72,…の縦続接続回路の最終段とD/A変換器65と
の間に、上述した送信側の回路部30に対応する回路部80
が挿入接続されている。この回路部80は、切換スイッチ
81、極性反転回路82および切換動作制御回路83を有する
第４図と同様な構成を有し、同様な動作を行う。すなわ
ち、送信側の回路部30にて上記非反転モードが選択され
たときには、受信側の回路部80においても、デスクラン
ブル制御回路70からの秘話コード・データにより非反転
モードが選択されるように制御され、切換スイッチ81は
常に端子ａ側に接続されて、上記回路ブロック71,72,…
の縦続接続回路からの出力信号がそのまま次段のD/A変
換器65に送られる。また、送信側の回路部30において上
記反転モードが選択されたときには、受信側の回路部80
でも反転モードが選択され、切換スイッチ81は端子a,b
に対して１サンプル毎に相互に切換接続され、上記縦続
接続回路からの出力信号のデータが１サンプルおきに極
性反転されて次段のD/A変換器65に送られる。この場
合、送信側で１サンプルおきに極性反転されたデータ
が、受信側で再度１サンプルおきに極性反転されること
で、元のデータ列（あるいは全データの極性が反転した
データ列）を得ることができる。
このような第２の実施例によれば、前述した遅延回路の
ステップ数およびサンプリング周波数と、係数乗算器の
係数値と、回路ブロックの接続段数を秘話コードのキー
として使用できるのみならず、さらに、回路部30等にお
ける１サンプルおきの極性反転動作を行うか否か、すな
わち上述した２つの切換制御動作モードのうちのいずれ
を選択するかも秘話コードのキーとして使用できるた
め、キー数がさらに増大し、秘話効果が高まる。
ステップ数およびサンプリング周波数と、係数乗算器の
係数値と、回路ブロックの接続段数を秘話コードのキー
として使用できるのみならず、さらに、回路部30等にお
ける１サンプルおきの極性反転動作を行うか否か、すな
わち上述した２つの切換制御動作モードのうちのいずれ
を選択するかも秘話コードのキーとして使用できるた
め、キー数がさらに増大し、秘話効果が高まる。
さらに、この第２の実施例によれば、回路ブロック21,2
2,…において生じた瞬時的な大きなピークをピーク・リ
ミット回路40において最小値Miから最大値Maまでの範囲
内に制限しているため、送信出力信号の平均的な変調度
を上げることができ、また、オーバーフロウによる悪影
響防止にも貢献し得る。
2,…において生じた瞬時的な大きなピークをピーク・リ
ミット回路40において最小値Miから最大値Maまでの範囲
内に制限しているため、送信出力信号の平均的な変調度
を上げることができ、また、オーバーフロウによる悪影
響防止にも貢献し得る。
これは、スクランブル回路においては、回路ブロック2
1,22,…内に帰還ループを有し、スクランブル処理時に
等価的にはサンプル値を並べ換える動作をオーバーラッ
プしながら行うとともにその加算出力を出力しているた
め、時間軸上の異なる点のデータ（サンプル値）が加算
されることになり、確率的には低いが、瞬時的に大きな
ピークを有するスクランブル出力の生ずる虞れがある。
このように、送信出力信号のダイナミック・レンジが大
きくなると、AM変調や特にFM変調して送信する場合に、
上記大きなピーク値も正常に伝送するためには平均的な
変調度を下げざるを得なくなり、受信信号のS/N劣化等
の問題が生ずることになる。これに対して、上述した本
発明の実施例のようにピーク値を所定の値Mi,Maで制限
することにより、平均的な変調度を上げ、受信S/Nを改
善することができる。また他方において、D/A変換器15
での有効ビット数による制限を考慮する場合には、スク
ランブル出力信号がオーバーフロウしていると、例えば
２の補数表示データの場合の符号反転等の悪影響が生じ
てしまうから、これを防止するためにもピーク・リミッ
ト回路40は有効である。
1,22,…内に帰還ループを有し、スクランブル処理時に
等価的にはサンプル値を並べ換える動作をオーバーラッ
プしながら行うとともにその加算出力を出力しているた
め、時間軸上の異なる点のデータ（サンプル値）が加算
されることになり、確率的には低いが、瞬時的に大きな
ピークを有するスクランブル出力の生ずる虞れがある。
このように、送信出力信号のダイナミック・レンジが大
きくなると、AM変調や特にFM変調して送信する場合に、
上記大きなピーク値も正常に伝送するためには平均的な
変調度を下げざるを得なくなり、受信信号のS/N劣化等
の問題が生ずることになる。これに対して、上述した本
発明の実施例のようにピーク値を所定の値Mi,Maで制限
することにより、平均的な変調度を上げ、受信S/Nを改
善することができる。また他方において、D/A変換器15
での有効ビット数による制限を考慮する場合には、スク
ランブル出力信号がオーバーフロウしていると、例えば
２の補数表示データの場合の符号反転等の悪影響が生じ
てしまうから、これを防止するためにもピーク・リミッ
ト回路40は有効である。
H.発明の効果 以上の説明からも明らかなように、送信側のスクランブ
ル処理と受信側のデスクランブル処理とが、互いに逆特
性の関係となるような逆の処理となっているため、受信
側の最終的な出力信号（復調出力信号）としては、隣接
サンプル間の相互干渉等の無い高い品質の音声信号が得
られる。また、スクランブル処理パターン数に対応する
いわゆる秘話コードのキー数としては、回路ブロックの
接続段数、遅延回路での遅延ステップ数、サンプリング
周波数および係数乗算器の係数、さらに、１サンプルお
きに極性反転するか否かのモード選択と、実用上充分な
キー数を確保でき、高い秘話効果を得ることができる。
また、回路構成が比較的簡単で済む。さらに、ピーク・
リミット回路によりスクランブル処理時に生じた瞬時的
な大きなピークを所定値で制限しているため、送信時の
平均的な変調度を上げ、S/N改善を図ることができると
ともに、いわゆるオーバーフロウによる悪影響の防止に
も貢献し得る。
ル処理と受信側のデスクランブル処理とが、互いに逆特
性の関係となるような逆の処理となっているため、受信
側の最終的な出力信号（復調出力信号）としては、隣接
サンプル間の相互干渉等の無い高い品質の音声信号が得
られる。また、スクランブル処理パターン数に対応する
いわゆる秘話コードのキー数としては、回路ブロックの
接続段数、遅延回路での遅延ステップ数、サンプリング
周波数および係数乗算器の係数、さらに、１サンプルお
きに極性反転するか否かのモード選択と、実用上充分な
キー数を確保でき、高い秘話効果を得ることができる。
また、回路構成が比較的簡単で済む。さらに、ピーク・
リミット回路によりスクランブル処理時に生じた瞬時的
な大きなピークを所定値で制限しているため、送信時の
平均的な変調度を上げ、S/N改善を図ることができると
ともに、いわゆるオーバーフロウによる悪影響の防止に
も貢献し得る。
第１図は本発明の第１の実施例となる秘話方法が適用さ
れる秘話装置の送信側回路の概略構成を示すブロック回
路図、第２図は該第１の実施例の受信側回路の概略構成
を示すブロック回路図、第３図は係数乗算器の一具体例
を示すブロック回路図、第４図は本発明の第２の実施例
となる秘話方法が適用される秘話装置の送信側回路の概
略構成を示すブロック回路図、第５図は該第２の実施例
の受信側回路の概略構成を示すブロック回路図、第６図
は１サンプルおきの極性反転動作を説明するためのタイ
ム・チャート、第７図はピーク・リミット動作を説明す
るためのタイム・チャート、第８図は本発明の前提とな
る技術のスクランブル処理動作を説明するための図、第
９図は同技術のスクランブル処理回路を示すブロック
図、第10図は同技術のデスクランブル処理回路を示すブ
ロック図である。 12,16,62,66……LPF（ローパス・フィルタ） 13,63……A/D変換器 15,65……D/A変換器 20……スクランブル制御回路 21,22……回路ブロック 21A,22A……加算器 21D,22D……遅延回路 21C,22C……係数乗算器 31,81……切換スイッチ 32,82……極性反転回路 33,83……切換動作制御回路 40……ピーク・リミット回路 70……スクランブル制御回路 71,72……回路ブロック 71A,72A……加算器 71D,72D……遅延回路 71C,72C……係数乗算器
れる秘話装置の送信側回路の概略構成を示すブロック回
路図、第２図は該第１の実施例の受信側回路の概略構成
を示すブロック回路図、第３図は係数乗算器の一具体例
を示すブロック回路図、第４図は本発明の第２の実施例
となる秘話方法が適用される秘話装置の送信側回路の概
略構成を示すブロック回路図、第５図は該第２の実施例
の受信側回路の概略構成を示すブロック回路図、第６図
は１サンプルおきの極性反転動作を説明するためのタイ
ム・チャート、第７図はピーク・リミット動作を説明す
るためのタイム・チャート、第８図は本発明の前提とな
る技術のスクランブル処理動作を説明するための図、第
９図は同技術のスクランブル処理回路を示すブロック
図、第10図は同技術のデスクランブル処理回路を示すブ
ロック図である。 12,16,62,66……LPF（ローパス・フィルタ） 13,63……A/D変換器 15,65……D/A変換器 20……スクランブル制御回路 21,22……回路ブロック 21A,22A……加算器 21D,22D……遅延回路 21C,22C……係数乗算器 31,81……切換スイッチ 32,82……極性反転回路 33,83……切換動作制御回路 40……ピーク・リミット回路 70……スクランブル制御回路 71,72……回路ブロック 71A,72A……加算器 71D,72D……遅延回路 71C,72C……係数乗算器
Claims (1)
- 【請求項１】送信側にてスクランブルを行い、受信側に
てデスクランブルを行う秘話方法において、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの一方は、 伝達関数 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、該加算された信号を上記遅延量Diだ
け遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、該
乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号として
帰還され、上記加算された信号を出力し、 上記スクランブル及びデスクランブルのうちの他方は、 伝達関数 ただし、ｎは縦続接続数、kiは係数、Diは遅延量 を構成するｎ個の縦続接続された回路ブロックを備えて
おり、ｉ段目の回路ブロックは、供給された信号と所定
の信号とを加算し、上記供給された信号を上記遅延量Di
だけ遅延し、該遅延された信号に上記係数kiを乗算し、
該乗算された信号が上記加算対象の上記所定の信号とさ
れ、上記加算された信号を出力することを特徴とする秘
話方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661685A JPH077941B2 (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 秘話方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661685A JPH077941B2 (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 秘話方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6218141A JPS6218141A (ja) | 1987-01-27 |
| JPH077941B2 true JPH077941B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=15631619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15661685A Expired - Fee Related JPH077941B2 (ja) | 1985-07-16 | 1985-07-16 | 秘話方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077941B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62122346A (ja) * | 1985-11-21 | 1987-06-03 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 秘話方式 |
| US20060203888A1 (en) * | 2005-03-10 | 2006-09-14 | Moore George S | Interface randomization methods and systems employing the same |
-
1985
- 1985-07-16 JP JP15661685A patent/JPH077941B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6218141A (ja) | 1987-01-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |