JPH0781876B2 - 温度補償回路 - Google Patents

温度補償回路

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JPH0781876B2
JPH0781876B2 JP1231357A JP23135789A JPH0781876B2 JP H0781876 B2 JPH0781876 B2 JP H0781876B2 JP 1231357 A JP1231357 A JP 1231357A JP 23135789 A JP23135789 A JP 23135789A JP H0781876 B2 JPH0781876 B2 JP H0781876B2
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デルコ・エレクトロニクス・コーポレーション
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
    • G01L9/02—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning
    • G01L9/06—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices
    • G01L9/065—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of piezo-resistive devices with temperature compensating means

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Description

【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明は、電圧を物理的パラメータの関数として発生す
るのに有効であって所定の温度範囲にわたってこの関数
の温度に因る所定の変化を受け易い型式のデバイスの自
動温度補償のための回路に関する。斯かるデバイスは、
例えば、温度に因って出力電圧と検知パラメータとの相
関関係が変化するセンサであり得るし、別の例として、
温度に因って入力電圧と出力電圧との相関関係が変化す
る電子信号電圧処理回路でもあり得る。
（ロ） 従来技術 本発明に係る回路が良好に適応されるデバイスの特定の
例は、集積圧電抵抗圧力セルである。斯かるセンサは、
検知された圧力を表す差動出力電圧を生成する感圧シリ
コンダイアフラムの上に圧電抵抗素子のブリッジ構成を
含んでいる。斯かる圧力セルが感温性であることは周知
であり、先行技術はこれらに関する温度補償技術を示し
ている。
（ハ） この発明が解決しようとする課題 斯かる圧力セルのための典型的な温度補償は、例えば、
米国特許第4,480,478号に示されている差動出力電圧の
温度依存性を減ずるために圧電抵抗ブリッジ自体の両端
に懸かる給与電圧を補償することを含む。斯かる補償は
一般的にブリッジの上及び／又は下にサーミスタネット
ワークを付加することを含む。しかしながら、斯かる作
業は、ブリッジ自体の両端に懸かる全給与電圧を減じ、
その結果、発生された差動出力電圧が低下するという好
ましくない効果を有する。信号対雑音比を増加せしめ且
つ後続の出力信号処理回路に於ける増幅の必要性を減ず
るためにセンサの出力電圧を最大化することがセンサに
おいて好ましいことを、電子信号処理分野の業者は認識
しよう。圧電抵抗ブリッジ等の受動センサの場合、最大
出力電圧は、ブリッジの両端に全給与電圧を印加するこ
とによって達成される。
加うるに、先行技術の温度補償は、基板の上に組合せな
ければならない且つ、多くの場合、高温度関数調整を含
む多数の調整及びトリミングを要する種々の技術の回路
を含むことが多い。例えば、公知の先行技術温度補償回
路の一つには、演算増幅器、特殊厚膜抵抗、レーザ調節
可能厚膜抵抗及び支持セラミック基板を要いるハイブリ
ッド回路が挙げられる。斯かる組立技術はセンサ実装の
コスト及び寸法を増してしまう。加うるに、各温度関数
試験は、組み立てられたユニットを正確に制御された高
温に保持し且つ試験するために特別に設計された使い捨
ての取付具を必要とする。斯かる装置は、製造コストを
更に増す。
本発明の目的は、上記の不利益を解消することにある。
（ニ） 課題を解決するための手段 斯かる目的を達成するために、本発明に係る温度補償回
路は、特許請求の範囲第１項の特徴部分に規定された特
徴を有する。
本発明は、電圧を物理的パラメータの関数として発生す
るのに有効であって所定の温度範囲にわたってこの関数
の温度に因る所定の変化を受け易いデバイスのための温
度補償回路である。本発明に係る回路の正常な動作のた
めには、デバイスが、発生された電圧が所定の温度範囲
にわたってゼロとなる入力パラメータの零値を特徴とす
ることが要求される。
本温度補償回路は、発生された電圧に応答して比例電流
を生成する電圧−電流変換器、補償電流の比率が所望の
温度補償を実施する如くデバイスの温度に応答して所定
の様式に従って温度と共に変化する一対の補償電流を発
生する電流発生器、及び比例電流に補償電流の比を乗算
することにより補償された出力電流を発生するのに有効
な相互コンダクタンス乗算器を含む。電圧出力を所望の
場合、本発明は、補償された出力電流に応答して補償さ
れた出力電圧を生成する電流−電圧変換器を更に含む。
本温度補償回路は、デバイスの出力のみに対して作動す
るため、デバイスは、最大出力レベルに対して全給与電
圧を受け得る。この温度補償回路は、唯一つのバイポー
ラシリコンチップに達成可能であり、これにより別のセ
ラミック基板を必要とせず且つ最小寸法の実装のデバイ
スと組み合わすことが可能となる。前記のバイポーラ集
積圧力トランスジューサの特定の場合、実装全体は、唯
二つチップ、即ち、一つは圧力セルのためのチップで他
方が温度補償回路のためのチップを含み得る。斯かる小
寸法によって、コスト及び取り付け上の制約が低減した
だけでなく、セルと補償回路の温度検知素子との間の温
度差が低減して、より正確な温度補償が得られた。本回
路をバイポーラ技術に容易に適応でることも精度に寄与
するが、これはバイポーラ技術自体によって非常に正確
な温度完成が与えられる故である。
（ホ） 実 施 例 第１図について説明する。ブリッジ回路10は、圧電抵抗
13及び15各々の一端が接地されている状態で給与電圧V
ccが圧電抵抗11及び12各々の一端に適用される如く接続
されている圧電抵抗11,12,13及び15を含む。差動ブリッ
ジ出力が圧電抵抗11及び13の接合16並びに圧電抵抗12及
び15の接合17から取られ差動電圧−電流変換器18の差動
電圧の差動入力に適用され、この変換器において差動入
力電圧に比例する出力電流が発生される。この出力電流
は、相互コダクタンス乗算器20に適用され、ここで温度
依存電流発生器21において発生された一対の補償電流の
比が掛けられ、補償された出力電流が供給される。この
補償された出力電流は、補償された出力電圧に変換さ
れ、フィードバック又は出力抵抗26、オフセット調整抵
抗27及びバイアス基準電圧Vcc/2を有する演算増幅器25
を含む出力増幅器回路23において増幅される。出力増幅
器回路23の出力は、本発明に係る装置の出力電圧Voutで
ある。
圧電抵抗ブリッジ圧力セルの温度依存性が第３図の曲線
に示されている。これらの曲線は、示された幾つかの温
度における圧力の関数としての圧力セル出力電圧の曲線
である。この図から、全ての曲線が入力物理的パラメー
タの１つの値ではある１つの点で交差することがわか
る。すなわち、これは、出力電圧が温度に依存しない入
力物理的パラメータの値である。第３図においては、こ
れは、零値として示されている。すなわち、電圧レベル
は、使用可能な温度範囲全体にわたってゼロになる。全
ての斯かる圧力セルは、異なった温度の曲線が交差する
点を有するが、このことはゼロ電圧レベルにおいて自動
的に起きるものではない。本発明に係る装置の正常な作
動のためには、圧力セルはゼロ電圧軸上の交差点と共に
零化する必要がある。これは、高温ウェハ試験において
達成され得る。圧力セルがシリコンウェハの形にある間
に、キャビティがエッチングされてダイアフラムが形成
され、これらのセルは、60ミル（0.152cm）厚ガラス板
に静電的に結合され、これらの圧電抵抗の一つがトリミ
ング調整された状態で室温と高温に於ける出力試験を受
け、零化された圧力セル出力が生成される。斯かる試験
及び調整は、これらのセルがガラスに静電的に接合され
た後に行なわければならない。何となれば、斯かる結合
過程に因ってセルの特徴がこの変数に関して変化する故
である。零化された圧力セルを製造することによって、
本発明に係る温度補償回路の高温度関数試験の必要性が
無くなる。
第2a図及び第2b図は、本発明に係る装置をより詳細な回
路図で示している。斯かる回路は、バイポーラ技術で実
施されている故、識別される全てのトランジスタはバイ
ポーラトランジスタである。先ず、第2b図について説明
する。抵抗30（14K）とNPNトランジスタ31が給与電圧V
ccとアースとの間で直列に接続されている。この給与電
圧Vccは、負荷によって要求される電流を、例えば、公
称5.1ボルトである給与電圧Vccを供給出来る標準DC電源
の高レベル端子である。NPNトランジスタ31は、そのコ
レクタがそのベースに短絡されているダイオードであ
り、そのベースは更に別のNPNトランジスタ32のベース
に接続されており、NPNトランジスタ32は、エミッタが
接地されており且つ第2a図に示されているPNPトランジ
スタ35のコレクタにクロスアンダ抵抗33（500オーム）
を通してコレクタが接続されており、PNPトランジスタ3
5は、エミッタが給与電圧Vccに接続されており且つベー
スが別のダイオードとの接続のためのそのコレクタに短
絡されている。クロスアンダ抵抗は、一つの導通経路が
別の導通経路に交差する場合の回路配置目的のために含
まれる抵抗である。斯かる抵抗は回路の作動には所望さ
れていないが、示されている抵抗の場合、回路作動に有
意に悪影響を与えるものではない。回路における斯かる
及び他の幾つかのクロスアンダ抵抗が示されているが、
何となれば、これらの抵抗は構成され試験された実施例
の配置において用いられる故である。回路配置がこれら
の抵抗を要しない場合、これらの抵抗は削除出来る。
動作原理を説明する。NPNトランジスタ（ダイオード）3
1は、給与電圧Vcc及び抵抗30の抵抗値によって決定され
る定電流を導通する。この電流レベルは、例えば、300
マイクロアンペアである。NPNトランジスタ32は、100マ
イクロアンペアの定電流を導通するようにNPNトランジ
スタ31との電流ミラー関係によってエミッタ面積の３分
の１に接続されている。この電流は又、直列PNP抵抗
（ダイオード）35を流れる。
PNPトランジスタ35は、第2a図に示されている複数のPNP
トランジスタ36,37,38及び40における電流を決定するた
めに電流ミラー関係に接続されている。これらのPNPト
ランジスタは全てベースをPNPトランジスタ35のベース
に接続せしめている。PNPトランジスタ36は、給与電圧V
ccに直接接続されているエミッタ及び400マイクロアン
ペアの定電流を供給するPNPトランジスタ35の面積の４
倍のエミッタ面積を有している。PNPトランジスタ37
は、抵抗41（2K）を通して給与電圧Vccに接続されてい
るエミッタを有しており且つ20マイクロアンペアのため
のPNPトランジスタ35の面積と等しいエミッタ面積を有
している。PNPトランジスタ38は、12マイクロアンペア
の定電流のために抵抗42（6K）を通して給与電圧Vccに
接続されているPNPトランジスタ35の面積に等しい面積
のエミッタを有している。最終的に、PNPトランジスタ4
0は、PNPトランジスタ35の面積と等しい面積のエミッタ
を有する電流源であり、PNPトランジスタ40のエミッタ
は100マイクロアンペアの定電流を供給するために給与
電圧Vccに直接接続されている。斯くして、このパラグ
ラフ及び先行パラグラフに記載されているトランジスタ
は全て、給与電圧、抵抗30及びそれらのエミッタ面積に
よって決定される定電流を導通する。
差動電圧−電流変換器18が、第2a図の左側に示されてい
る。PNPトランジスタ40のコレクタは、抵抗43（4K）を
通してPNP入力トランジスタ45のエミッタに、抵抗46（4
K）を通してPNP入力トランジスタ47に且つNPNトランジ
スタ32の面積に等しい面積の接地エミッタを有するNPN
トランジスタ48のコレクタに直接接続されている。PNP
入力トランジスタ45のベースは、クロスアンダ抵抗50
（200オーム）を通して電流変換器18の第一差動入力51
に接続されており、この第一差動入力51は、例えば、ブ
リッジ回路10の接合16に接続されている。PNP入力トラ
ンジスタ47のベースは、クロスアンダ抵抗52（200オー
ム）を通して電流変換器18の第二差動入力53に接続され
ており、この第二差動入力53は、例えば、ブリッジ回路
10の接合17に接合されている。ブリッジ回路10の出力は
斯くして、電流変換器18への差動入力電圧VdifとしてPN
P入力トランジスタ45及び47のベースに適用される。電
流変換器18は、適切な差動のために、Vdifは、ゼロでな
い場合、高電圧部分が第一差動入力51に且つ低電圧部分
が第二差動入力52に適用されることを要求する。PNP入
力トランジスタ45及び47は各々PNPトランジスタ40の面
積の２倍のエミッタ面積を有している。
PNP入力トランジスタ45のコレクタは、クロスアンダ抵
抗55（774オーム）を通してNPNミラートランジスタ56の
コレクタに接続されており、NPNミラートランジスタ56
は、抵抗57（25K）を通してNPNトランジスタ58のコレク
タに接続されているエミッタを有しており、NPNトラン
ジスタ58はNPNトランジスタ32の面積に等しい面積のエ
ミッタを有している。PNP入力トランジスタ47のコレク
タは、クロスアンダ抵抗60（774オーム）を通してNPNミ
ラートランジスタ61のコレクタに接続されており、NPN
ミラートランジスタ61は抵抗62（25K）を通してNPNトラ
ンジスタ58のコレクタに接続されているエミッタを有て
いる。斯くして、PNP入力トランジスタ45はその電流導
通端子（エミッタ及びコレクタ）を抵抗43とNPNミラー
トランジスタ56の電流導通端子（エミッタ及びコレク
タ）との間に直列接続せしめている。同様にして、PNP
入力トランジスタ47は、抵抗46とNPNミラートランジス
タ61の同様の電流導通端子との間に直列接続されている
同様の電流導通端子を有している。NPNミラートランジ
スタ56のベースは、そのコレクタにダイオード接続式に
接続されており且つ又NPNミラートランジスタ61のベー
スに接続されており、これによりPNP入力トランジスタ4
5及び47を通して等電流を確立する電流ミラーを形成し
ている。NPNトランジスタ48のベースは、NPNトランジス
タ58のコレクタに接続されており、NPNトランジスタ58
のベースはNPNトランジスタ63のベースに接続されてお
り、NPNトランジスタ63は接地エミッタ及びPNPトランジ
スタ38のコレクタに接続されているコレクタを有してい
る。PNPトランジスタ38は、そのベースが又ダイオード
接続式にそのコレクタに接続されているNPNトランジス
タ63が、NPNトランジスタ38の電流の半分、即ち６マイ
クロアンペアを受けるべく、ダブルコレクタを有する。
NPNトランジスタ58及び63は、等しいエミッタ面積を有
しているため、前者のトランジスタは、６マイクロアン
ペアの定電流に抑える電流源である。この電流は、NPN
ミラートランジスタ56及び61の電流ミラー構成によって
等分割され、斯くして、これらのトランジスタ56及び61
は各々３マイクロアンペアを導通し且つPNP入力トラン
ジスタ45及び47に同じ電流を導通せしめる。
PNP入力トランジスタ45及び47は、その中に等エミッタ
電流を確立せしめ且つ等エミッタ面積を有しているた
め、これらのトランジスタ45及び47は等しいベース／エ
ミッタ電圧を有する。PNP入力トランジスタ45及び47の
ベースの間に適用される差動入力電圧Vdifは、これらの
PNP入力トランジスタ45及び47のエミッタへの等しいベ
ース／エミッタ電圧降下によって上方に移行するが、こ
れは、同じ電圧差が抵抗43及び46の両端の電圧降下の間
に存在するようにするためである。斯くして、I1が抵抗
43を通る電流であり且つI2が抵抗46（等抵抗値Ｒを有す
る）を通る電流である場合、Vdif＝I2R−I1R＝（I2−
I1）Ｒとなる。PNPトランジスタ40からの100マイクロア
ンペア電流は、抵抗43及び46の接合において分割され、
３マイクロアンペアの定電流が抵抗43を流れ、残りは抵
抗46とNPNトランジスタ48とに分割される。抵抗46と流
れる電流は、上記の関係I2＝I1＋Vdif/Rによって決定さ
れる。
しかしながら、PNP入力トランジスタ47のエミッタは、N
PNトランジスタ66（相互乗算器の一部）のコレクタに更
に接続されており、トランジスタ66はNPNトランジスタ6
7に接続されているエミッタを有しており、トランジス
タ67はNPNトランジスタ63の面積に等しい面積を有する
且つ抵抗68（1K）を通して接地されているエミッタを有
している。NPNトランジスタ67のベースは、NPNトランジ
スタ70のコレクタに接続されており、NPNトランジスタ7
0は、接地エミッタ及びNPNトランジスタ63のベースに結
合されているベースを有している。NPNトランジスタ67
のベースは更に、NPNトランジスタ71のエミッタに接続
されており、NPNトランジスタ71は、給与電圧Vccに結合
されているコレクタ及びNPNミラートランジスタ61のコ
レクタに接続されているベースを有している。差動電圧
−電流変換器18の出力電流は、NPNトランジスタ66のコ
レクタに流れ込む電流である。抵抗46を通る電流は斯く
して、NPNミラートランジスタ56及び61に因ってトラン
ジスタ47から引かれるI1と等しい電流と出力電流（I2−
I1）＝Vdif/Rとに更に分割される。これによって、差動
電圧−電流変換器の基本関係が確立される。即ち、出力
電流は差動入力電圧に比例する。
ここで分かるように、差動入力電圧Vdifがゼロの場合、
NPNトランジスタ66のコレンタに流れ込む出力電流もゼ
ロである。PNPトランジスタ45及び47の各々を通して３
マイクロアンペアのみが引かれるため、PNPトランジス
タ40によって供給される全100マイクロアンペアの残り
の94マイクロアンペアはNPNトランジスタ48を通過しな
ければならない。これは、NPNトランジスタ48が過大電
流を取るような様式で電流ミラーによって駆動されると
いう事実によって保証される。３マイクロアンペアより
大きな電流がNPNミラートランジスタ56及び61を流れ始
めると、付加的なベース駆動電流がNPNトランジスタ48
に供給される。NPNトランジスタ58は付加的な電流を取
ることが出来ないため、NPNミラートランジスタ56及び6
1の両者からの全付加的電流は、このベース駆動電流を
形成し、このベース駆動電流は、NPNトランジスタ48を
流れる電流が増加した時にNPNトランジスタ48のベース
によって多大に増幅される。その結果、NPNミラートラ
ンジスタ56及び61を流れる電流の非常に小さな増加に対
してNPNトランジスタ48を流れる電流の増加が多大にな
り、後者のトランジスタを流れる電流は依然として互い
に等しい。
同様なことが逆に働く。差動入力電圧Vdifが増加し出力
電流I2−I1を増加せしめ且つNPNミラートランジスタ56
及び61を流れる電流の減少を試みると、PNP入力トラン
ジスタ45にPNP入力トランジスタ47のベースを差動入力
電圧Vdifだけ超過せしめ且つ所要出力電流を発生せしめ
るのに必要な抵抗46における電圧降下を確立するため
に、この94マイクロアンペアの増加部分は、抵抗46を通
してNPNトランジスタ48から分流される。NPNトランジス
タ48斯くして、NPNトランジスタ66への出力に要求され
ないPNPトランジスタ40からの電流を取るために、“オ
ンデマンド”電流シンクとして作動する。
（電流シンク）NPNトランジスタ58によって確立されるP
NP入力トランジスタ45及び47の各々を通る低電流（３マ
イクロアンペア）によって本回路に対する入力負荷が先
行技術に比して減少する。何となれば、これらのトラン
ジスタが必要とするブリッジ回路10等の入力駆動回路か
らのベース駆動が小さくなる故である。加うるに、入力
トランジスタ電流の減少の利点が別にある。前記の公式
は実質的には正しいが、実際は第二の効果を説明する少
なくとも一つの付加的な項を含んでいる。この付加的な
項を有する公式は、 （I2−I1）＝Vdif/R46−IS（１−R43/R46） と成る。斯かる形式の公式において、R43及びR46は、絶
対的に等しいとは仮定されないそれぞれ抵抗43及び46の
抵抗値であり、ISはPNP入力抵抗45又はトランジスタ47
を通る電流である。R43＝R46の場合、この付加的な項は
ゼロに減少するが、等しくない場合、この付加的な項
は、入力トランジスタを通る電流に比例する第二効果の
誤差を与える。斯くして、この電流の減少によって斯か
る誤差が減少する。
（電流シンク）NPNトランジスタ58は、各PNP入力トラン
ジスタ45,47を通る定電流を供給することによって、温
度変化効果に対する回路の安定性を助成する。NPNトラ
ンジスタ58が存在しない場合、PNP入力トランジスタ45
及び47を通る電流NPNトランジスタ48のベース電流の半
分となり、NPNトランジスタ48は接地エミッタを有す
る。電流シンクとして、これは図示の回路よりも感温的
である。
付加的な回路素子は、第二の効果に因る誤差を解消又は
減少することによって、回路の精度の保証を助成する。
NPNトランジスタ71及び67は、抵抗68と共に、NPNミラー
トランジスタ61のコレクタ電圧の固定を助成する。NPN
トランジスタ63の面積に等しいエミッタ面積を有し斯く
して６マイクロアンペアの同様な電流を導通するNPNト
ランジスタ70は、NPNトランジスタ71を通る本質的に同
じ電流を確立することによって、NPNミラートランジス
タ56及び61を完璧な電流ミラーにより近くにならしめ
る。NPNトランジスタ71は、NPNミラートランジスタ56及
び61の２倍のエミッタ面積を有し、これらのNPNミラー
トランジスタ56及び61は、NPNトランジスタ63の２倍の
エミッタ面積を有する。斯くして、NPNトランジスタ71
は、NPNミラートランジスタ56のコレクタからNPNミラー
トランジスタ56及び61のベースに分流する電流に等しい
電流をNPNミラートランジスタ61のコレクタから分流す
る。これにより、PNP入力トランジスタ45及び47を通る
電流はより完璧に等しくなり、これらのトランジスタを
通るエミッタ及びコレクタ電流より小さなベータ因子で
あるベース駆動と関連する故に小さいにも拘らず本回路
における絶対精度にとって重要な誤差を解消する。
他の回路素子によって、内部フィードバックループ発振
に対して回路が安定化される。抵抗43及び46の接合65か
らNPNトランジスタ58のコレクタに接続されているコン
デンサ72（15pF）は、NPNミラートランジスタ56及び61
の電流ミラー並びにこの回路の差動入力の回りに形成さ
れるフィードバックループを安定化するための補償に用
いられる。抵抗68と共にNPNミラートランジスタ61のコ
レクタからアースに接続されている別のコンデンサ73
（5pF）は、NPNトランジスタ71,67,及び66並びにPNP入
力トランジスタ47の回りの別のフィードバックループを
安定化する。
これらの補償電流を発生するのに用いられる温度依存電
流発生器21は、第2b図に示されている。本図の左側にお
いて、禁止帯幅電圧発生器75は、NPNトランジスタ32の
面積に等しい面積を有するNPNトランジスタ76のエミッ
タにおいて1.24ボルトの温度依存電圧を確立する。NPN
トランジスタ76は、NPNトランジスタ76と等しい面積の
エミッタを有するPNPトランジスタ77のコレクタに且つ
接地されたエミッタを有するNPNトランジスタ78のコレ
クタに接続されているベースを有している。NPNトラン
ジスタ80のベースは、NPNトランジスタ80のコレクタに
接続されており、NPNトランジスタ80は、NPNトランジス
タ76の面積の３倍の面積の且つ抵抗81（450オーム）を
通して接地されているエミッタ並びに別のNPNトランジ
スタ82のベースに接続されているベースを有し、NPNト
ランジスタ82は、NPNトランジスタ80の面積の３分の１
の面積を有する接地エミッタ及び抵抗83（9K）を通して
NPNトランジスタ76のエミッタ及びそれ自身のベースに
接続されているコレクタをダイオード接続のために有し
ている。NPNトランジスタ78のベースは又、抵抗85（9
K）を通してNPNトランジスタ76のエミッタに接続されて
いる。コンデンサ86（5pF）は、NPNトランジスタ78のベ
ース及びコレクタの間に接続されている。PNPトランジ
スタ77のベースは、PNPトランジスタ87のエミッタに接
続されており、PNPトランジスタ87は、PNPトランジスタ
77の面積に等しいエミッタ面積、接地コレクタ及びクロ
スアンダ抵抗88（300オーム）を通してNPNトランジスタ
76に接続されているベースを有しており、NPNトランジ
スタ76は更に、PNPトランジスタ90のコレクタに接続さ
れており、PNPトランジスタ90は、PNPトランジスタ77の
ベースに接続されているベース及び給与電圧Vccに接続
されているエミッタを有している。
NPNトランジスタ78,80及び82は、禁止帯幅電圧発生器を
形成している。この発生器75は、温度に比例して変化す
る抵抗85の両端の電圧と温度に反比例して変化するNPN
トランジスタ78のベース／エミッタ電圧との和である電
圧をNPNトランジスタ76のエミッタに発生することによ
って先行技術に知られており且つ述べられている様式で
作動する。これらの成分及び出力電圧が適切に選択され
ると、これらの温度効果は、温度依存出力電圧のための
有用温度範囲にわたって和において互いに相殺する。上
記の成分のための選択された出力電圧は、1.24ボルトで
ある。
実質的に等しい電流が室温においてNPNトランジスタ78,
80及び82を導通するようにこの回路を設計することは、
絶対的に必要ではないが、有用である。抵抗83及び85
は、既に述べられたように、抵抗値を等しくされてお
り、PNPトランジスタ90及び77は、2:1のエミッタ面積比
が与えられる。斯くして、NPNトランジスタ80及び82を
通る電流の和は、実質的にNPNトランジスタ78を通る電
流の２倍に等しい。加うるに、抵抗83の下部接続におけ
る電圧は、NPNトランジスタ82のベース／エミッタ電圧
に等しく、抵抗85の下部接続における電圧は、NPNトラ
ンジスタ78のベース／エミッタ電圧に等しい。NPNトラ
ンジスタ78及び82は、等エミッタ面積を有する。抵抗83
及び85を通る等電流によって、NPNトランジスタ80及び8
2に実質的に等しい電流を発生し、これらは両方共、NPN
トランジスタ78を流れる電流に等しくなる。NPNトラン
ジスタ78及び82のベース／エミッタ電圧は斯くして等し
くなり、これにより、抵抗83及び85の両端に等電圧を生
じ、これはこれらの抵抗を流れる等電流と一致する。斯
くして、NPNトランジスタ78,80及び82を通る電流は、実
質的に等しくなる。絶対的に必要ではないが、同等の電
流がNPNトランジスタ78,80及び82の各々を流れるという
事実によって、幾つかの第二効果を減じられ且つこの発
生器の作動が改善される。
動作原理について説明する。NPNトランジスタ80のベー
ス／エミッタ電圧は、NPNトランジスタ82のベース／エ
ミッタ電圧よりも温度上昇に因る低下が少ない。何とな
れば、エミッタ電流密度がより小さい故である。それ
故、温度が上昇すると、抵抗81の両端の電圧が上昇す
る。そして、これは抵抗81を、従ってNPNトランジスタ8
0及び抵抗85を流れるより多大な電流を必要とする。こ
れによりNPNトランジスタ78の延べからNPNトランジスタ
76のエミッタへの電圧が上昇する。そしてこの上昇は、
NPNトランジスタ78のベース／エミッタ電圧の負温度係
数に因るNPNトランジスタ78のベースにおける電圧を相
殺する程度の量である。同様の作用が温度の低下につい
ても生じるが、方向は逆である。斯くして、NPNトラン
ジスタ76のエミッタにおける出力は1.24ボルトにおいて
温度が変化しても一定値を保つ。
PNPトランジスタ87は、未だ述べられていない他の幾つ
かの同様に接続されたトランジスタと同様に、バイアス
PNPトランジスタ77及び90のベース電流の（ベータ因子
による）NPNトランジスタ76への負荷を減ずる。コンデ
ンサ86は、NPNトランジスタ76,82,80及び78の回りのフ
ィードバックループに安定化補償を与える。
PNPトランジスタ90のベースは、PNPトランジスタ91及び
92のベースに接続されており、これらのトランジスタ91
及び92の各々は給与電圧Vccに接続されているエミッタ
を有する。PNPトランジスタ91は、65マイクロアンペア
の電流を流すためにPNPトランジスタ90の面積の半分の
エミッタ面積を有する。PNPトランジスタ92は195マイク
ロアンペアの電流を流すためにPNPトランジスタ90の面
積の1.5倍のエミッタ面積を有する。PNPトランジスタ91
のコレクタは接地エミッタを有するNPNトランジスタ93
のコレクタ並びにNPNトランジスタ93のベースに且つ抵
抗96を通して接地されているNPNトランジスタ93のベー
スに接続されている。NPNトランジスタ95のコレクタ
は、NPNトランジスタ97のコレクタに接続されており、N
PNトランジスタ97はNPNトランジスタ76のエミッタに接
続されているベース及び抵抗98を通して接地されている
エミッタを有している。NPNトランジスタ95のコレクタ
は又、第2a図において抵抗クロスアンダ抵抗100（733オ
ーム）を通してNPNトランジスタ66のベースに接続され
ている。NPNトランジスタ93,95及び97は全て、PNPトラ
ンジスタ91の面積に等しいエミッタ面積を有している。
NPNトランジスタ93,95及び97は、温度依存電流発生器21
内に二つの電流シンクの一つを形成している。この電流
シンクによって発生される電流は、NPNトランジスタ95
及び97を通る電流の和である。NPNトランジスタ97を通
る電流は、抵抗98の両端の電圧降下に依存する。NPNト
ランジスタ97のベースが1.24ボルトに固定され且つベー
ス／エミッタ接合が温度の上昇と逆に変化するため、NP
Nトランジスタ97のベース上の電圧からこのトランジス
タ97のベース／エミッタ降下を引いた値に等しい抵抗98
の両端の電圧は、温度の上昇と共に変化する。NPNトラ
ンジスタ95を通る電流は、NPNトランジスタ93のベース
／エミッタ降下に等しい抵抗96の両端の電圧に依存す
る。それ故、この電圧は温度の上昇と逆に変化する。NP
Nトランジスタ95及び97の電流の和は、温度依存性にな
り得る。即ち、抵抗96及び98に選択された抵抗値に従っ
て、温度の上昇につれて直線的に増加するか又は温度の
上昇につれて直線的に減少し得る。斯かる状態は、これ
らの電流が又、それらが流れるそれぞれの抵抗96又は98
に影響されるという事実並びにこれらの抵抗が温度上昇
と共に変化するという事実によって複雑になる。結果を
観察する二つの方法がある。即ち、温度変化抵抗効果又
はこれを無視する方法を含む。後者の方法が可能であ
る。何となれば、この電流の最終使用が同様に引き出さ
れた電流との比によって行われ、この比において、抵抗
効果が互いに相殺するからである。しかしながら、NPN
トランジスタ95及び97におけるコレクタ電流の和である
絶対補償電流について述べると、この抵抗効果は看過さ
れ得ない。
製造において電流／温度関数の精密な制御を行うため
に、NPNトランジスタ95及び97のエミッタに、それぞれ
テストパッド101及び102が配設されている。製造におい
て、抵抗98は所定値に固定され、抵抗96は所要の結果を
達成するために、標準のトリミング技術を用いて製造時
にトリミングされるトリミング可能抵抗格子を形成して
いる。例えば、抵抗98は1.5Kであり、同時に抵抗96は、
抵抗格子における溶融可能分路を破ることにより上方に
トリミング可能な、6.9Kの未トリミング値を有する。こ
れらの値は、本質的に温度依存性のNPNトランジスタ97
及び95のコレクタ電流の和として補償電流を生成する。
何となれば、上記の電圧効果に因る温度上昇につれて電
流が増加する傾向が、温度上昇に因る抵抗の増加と相殺
するからである。
温度依存電流発生器21内の他方の電流シンクは、PNPト
ランジスタ91の面積と等しいエミッタ面積を有するNPN
トランジスタ103,105及び106並びに抵抗107及び108を含
んでいる。NPNトランジスタ103は、PNPトランジスタ92
のコレクタに接続されているコレクタ、接地エミッタ及
びNPNトランジスタ105のエミッタに接続されているベー
スを有しており、NPNトランジスタ105は又、抵抗107の
通して接地され且つテストパッド110に接続されてい
る。NPNトランジスタ105は更に、NPNトランジスタ103の
コレクタに接続されているベース及びNPNトランジスタ1
06のコレクタに接続されているコレクタを有している。
NPNトランジスタ106は、NPNトランジスタ76のエミッタ
に接続されているいベース及び抵抗108を通して接地さ
れており且つテストパッド111に接続されているエミッ
タを有している。この電流シンクの作動原理は、前記の
電流シンクの作動原理に類似している。しかしながら、
この場合、抵抗108には、3Kの抵抗が与えられ、抵抗107
には、上記の電圧効果に因って、温度依存性の傾向を有
するNPNトランジスタ105及び106におけるコレクタ電流
の和として補償電流を生成するために実質的に3Kまで上
方にトリミングするための2.7Kの未トリミング抵抗が与
えられる。しかしながら、温度上昇に因る抵抗107及び1
08の増加抵抗に因って補償電流は温度上昇と共に減少す
る。
相互コンダクタンス乗算器20に説明において分かるよう
に、この二つの補償電流の比は、重要な因子である。そ
してこの比は、NPNトランジスタ95及び97からの温度依
存電流を、温度の上昇と共に増加する補償のためのNPN
トランジスタ105及び106からの温度減少電流で割った値
である。ここで分かるように、これらの抵抗の温度変化
が無視される場合、温度上昇と共に増加したNPNトラン
ジスタ95及び97からの電流を温度依存性を示したNPNト
ランジスタ105及び106からの電流で割った値を生成する
ためには、これらの電圧効果のみを考慮に入れればよ
い。そしてこの比は、同一であり、且つ温度上昇と共に
増加する。
NPNトランジスタ103のベースは更に、NPNトランジスタ1
12のエミッタに接続されており、NPNトランジスタ112は
NPNトランジスタ31のベースに接続されているベース及
びPNPトランジスタ87のベースに接続されているコレク
タを有している。NPNトランジスタ112は、本回路のため
の始動デバイスとして用いられる。斯かるデバイスは、
禁止帯幅電圧発生器又は電流シンクを電流が実質的に流
れない第二安定作動点を有している。NPNトランジスタ1
12は、NPNトランジスタ31のエミッタ面積の３分の１を
有し、それ故、そのエミッタが接地されている場合、10
0マイクロアンペアの電流を導通する。その電流の大半
が抵抗107を通してアースに流れるため、その最大電流
は、始動において、実際にはこの電流より小さくなる。
しかしながら、これにより、充分な電流が引かれ、PNP
トランジスタ87の導通が起こされ且つバイアスPNPトラ
ンジスタ77,90,91及び92に電流を発生する。これは、本
回路をその静止安定状態から引き出して上記のようにそ
の他の安定状態に置くのに充分である。電流がNPNトラ
ンジスタ105を流れると、抵抗107の両端の電圧降下はNP
Nトランジスタ112のベース／エミッタ接合が逆バイアス
され、この点においてNPNトランジスタ112が導通を停止
するまで増加する。しかしながら、この時点までに、本
回路は、その活動安定状態に置かれ、NPNトランジスタ1
12はもはや、必要にならない。
ここで分かるように、抵抗96の7Kを超えるトリミング済
み抵抗並びに抵抗107の約3Kの抵抗によって、NPNトラン
ジスタ95及び105を通る電流は逆の比で異なる。これ
は、PNPトランジスタ91及び92が異なったエミッタ面積
を有する理由である。したがって、これらの異なったエ
ミッタ面積によって、これら二つの電流シンクのトラン
ジスタが必要とする異なったベース駆動を補償する。
相互コンダクタンス乗算器20が、第2a図の中間に詳細に
図示されている。既に述べられているように、NPNトラ
ンジスタ66のコレクタは、差動電圧−電流変換器18の出
力電流を受け且つNPNトランジスタ67のコレクタに接続
されているエミッタを有している。NPNトランジスタ66
のエミッタは更に、NPNトランジスタ113のエミッタに接
続されており、NPNトランジスタ113は、NPNトランジス
タ66の面積の４倍のエミッタ面積及びオフセット調整抵
抗27（18K）を通して給与電圧Vccに接続されているコレ
クタを有している。一対のNPNトランジスタ115及び、11
6は、給与電圧Vccに接続されているコレクタ及び抵抗11
7（10K）を通して給与電圧Vccに且つ抵抗118（10K）を
通してPNPトランジスタ120のエミッタに接続されている
ベースを有しており、PNPトランジスタ120は、実質的
に、３ボルトまでの低給与電圧における回路作動を助成
するのに含まれるダイオード対アースである接地コレク
タ及びベースを有している。NPNトランジスタ115及び11
6のエミッタ面積は両方共、NPNトランジスタ66の面積に
等しい。NPNトランジスタ115のエミッタはNPNトランジ
スタ66のベースに且つクロスアンダ抵抗100を通して温
度依存電流発生器21のNPNトランジスタ95のコレクタに
接続されている。同様に、NPNトランジスタ116のエミッ
タは、NPNトランジスタのベースに且つクロスアンダ抵
抗121（533オーム）を通して温度依存電流発生器21のNP
Nトランジスタ105及び106のコレクタに接続されてい
る。
上記の回路は電流乗算回路である。NPNトランジスタ66
及び115のベース／エミッタ電圧の和は、NPNトランジス
タ113及び116の電流の和に等しい。このコレクタ電流は
本質的に活動直線範囲におけるベース／エミッタ電圧の
対数関数であるため、NPNトランジスタ66及び115のコレ
クタ電流の積は、NPNトランジスタ113及び116のそれに
等しい。しかしながら、NPNトランジスタ66のコレクタ
電流は、差動電圧−電流変換器18からの乗算器への入力
電流であり、NPNトランジスタ113のコレクタ電流は、相
互コンダクタンス乗算器20の補償された出力電流であ
る。それ故、相互コンダクタンス乗算器20の補償された
出力電流はその入力電流に二つの因子を掛けた値に等し
い。第一の因子は、NPNトランジスタ116及び115におけ
るコレクタ電流の比であり、この比はこれらのトランジ
スタにおけるエミッタ電流の比に本質的に等しく、これ
は温度依存電流発生器21からの補償電流の比であり且つ
圧力セル信号を温度に対して補償するために所定の様式
に変化する。NPNトランジスタ113のコレクタ電流は斯く
して、電流出力信号が許容できる場合、温度補償された
信号となる。第二の因子は、NPNトランジスタ113及び66
のエミッタ面積比から４となる。４の付加的な利得因子
によって、信号対雑音比が抵抗46の抵抗の実用上の下限
に鑑みて改善され、これにより電圧−電流変換器におけ
るNPNトランジスタ67を通る電流を抑え、斯くしてPNP入
力トランジスタ47、及びNPNトランジスタ71,67及び66の
フィードバック回路における振動に対する安定性を維持
する。
上記の温度依存電流発生器からの特定の補償電流は、相
互コンダクタンス乗算器20に適用されると、温度に対し
て不変のNPNトランジスタ103,105及び106の電流シンク
における電流に対する温度上昇と共に直線的に減少する
NPNトランジスタ93,95及び97の電流シンクにおける電流
の比として特定直線温度依存性を生じる。斯かる特定の
関係は、特定の様式で作成された圧電抵抗ブリッジ圧力
センサの既知温度変化を補償するように選択された。他
のデバイスは、電流シンクに設計され得る異なった関数
を必要とする。図示の本回路の電流シンクの各々は、そ
の自体によって直線的温度補償を行う。所要の補償関数
が直線的である限り、これらの電流シンクの一つは温度
依存性となり、他の電流シンクは所要直線的補償を実施
する。非直線的補償の場合、本回路は、温度に因る電流
の比の所望補償に対する最良適合に従って温度上昇と共
に直線的に変化せしめるこれらの補償電流の両方に依然
として用いられる。本発明に係る装置によって、多くの
斯かるデバイスへの広い応用が可能となる。
出力電圧が所望の場合、第2a図の右側に図示されている
出力増幅器が、NPNトランジスタ113のコレクタにおける
温度補償された出力電流を出力端子122に現れる増幅さ
れ且つ補償された出力電圧に変換するために配設され
る。トランジスタ113のコレクタは、第１図について既
に述べたフィードバック抵抗26を通して出力端子122に
接続されており、更にPNPトランジスタ125のベースに接
続されており、PNPトランジスタ125はPNPトランジスタ3
8の他方のコレクタ端子に接続されているエミッタを有
している。PNPトランジスタ125は更に、PNPトランジス
タ126のベースに接続されているコレクタを有してお
り、PNPトランジスタ126は、接地コレクタ及びPNPトラ
ンジスタ37の二つのコレクタ端子の一方に接続されてい
るエミッタを有しており、他方のコレクタ端子はPNPト
ランジスタ127のエミッタに接続されており、PNPトラン
ジスタ127は接地コレクタ及びPNPトランジスタ128のコ
レクタに接続されているベースを有している。PNPトラ
ンジスタ128は、PNPトランジスタ125のエミッタに接続
され且つPNPトランジスタ125のエミッタの面積に等しい
エミッタ並びに抵抗130（10K）を通して、Vccとアース
との間に電圧分割器を形成している一対の直列抵抗132
（10K）及び133（10K）の接合131に接続されているベー
スを有している。一対のNPNトランジスタ135及び136
は、互いに接続されている且つNPNトランジスタ135のコ
レクタに接続されているベースを有している。NPNトラ
ンジスタ135のコレクタは更に、PNPトランジスタ125の
コレクタ並びにPNPトランジスタ126のベースに接続され
ている。そしてNPNトランジスタ135のエミッタは抵抗13
7（20K）を通して接地されている。NPNトランジスタ136
は、PNPトランジスタ128のコレクタに且つPNPトランジ
スタ127のベースに接続されているコレクタ並びに抵抗1
38（20K）を通して接地されているエミッタを有してい
る。
増幅器の高利得出力段は、フィードバック抵抗26と共に
PNPトランジスタ127及びNPNトランジスタ140,141及び14
2を含んでいる。NPNトランジスタ140は、PNPトランジス
タ127のエミッタに接続されているベース、抵抗143（15
K）を通して給与電圧Vccに接続されているコレクタ、及
びNPNトランジスタ141のコレクタに且つNPNトランジス
タ141及び142のベースに接続されているエミッタを有し
ている。NPNトランジスタ141は、抵抗145（5.2K）を通
して接地されているエミッタを有しており、NPNトラン
ジスタ142は、接地エミッタ及び出力端子に且つPNPトラ
ンジスタ36のコレクタに接続されているコレクタを有し
ている。抵抗146（2K）、コンデンサ147（20pF）及び抵
抗148（2K）は、PNPトランジスタ127のベースと出力端
子122との間に出力段に跨って直列に接続されている。P
NPトランジスタ125,126,127,128,135,136,140及び141は
全て、NPNトランジスタ66の面積と等しいエミッタ面積
を有しており、NPNトランジスタ142のエミッタはこの面
積の３倍の面積を有している。
増幅器回路は動作原理に関しては従来と同じである。PN
Pトランジスタ128のベース上の抵抗132,133の電圧分割
器によって接合131にVcc/2の中点バイアス基準電圧が確
立される。この増幅器は、高利得演算増幅器であり、PN
Pトランジスタ128のベース上のバイアス基準電圧Vcc/2
は斯くしてPNPトランジスタ125のベース上にも確立され
る。これによりオフセット調整抵抗27を通る定電流が固
定される。この電流及びフィードバック抵抗26を通る電
流は、NPNトランジスタ113のコレクタ電流と等しくなる
ように加算されなければならない。NPNトランジスタ112
のコレクタ電流がゼロの場合、オフセット調整抵抗27か
らの全電流は、フィードバック抵抗26を通して出力端子
122の方に分流する。そして出力電圧はVcc/2を下回る。
NPNトランジスタ113のコレクタ電流が増加すると、オフ
セット調整抵抗27からの電流の減少割分部分はフィード
バック抵抗26に分流し、その結果出力電圧はVcc/2の方
に増加し、これはこれらの電流がNPNトランジスタ113に
よって取り込まれ且つ増幅器出力がVcc/2と成るまで継
続する。NPNトランジスタ113のコレクタ電流が付加的に
増加すると、フィードバック抵抗26から増加電流が引き
出され、これによりVcc/2より大きな増加出力電圧が与
えられる。斯くして、抵抗27はオフセット調整抵抗と呼
ばれる。何となれば、その抵抗の変化によって、ゼロ電
圧出力に要するNPNトランジスタ113のコレクタ電流が変
化するからである。
電流変換器及び増幅器が上記のように用いられる場合、
全体利得は、温度補償因子、（入力）抵抗46に対するフ
ィードバック（出力）抵抗26の抵抗比及びNPNトランジ
スタ113及び66のエミッタ面積比からの４の因子の積に
比例する。温度依存電流発生器21からの補償電流の比で
ある温度補償因子は、所望温度補償を生じるように設計
されている。従って、この因子は入力抵抗と出力抵抗と
の比の温度変化によって零化されないことが重要であ
る。これらの抵抗が温度上昇と同等に変化するように且
つ常に同一温度に置かれるように実装され且つ取り付け
られるように注意すべきである。
温度補償電流の固定のための製造における抵抗96及び10
7の調整は既に述べられている。出力増幅器が用いられ
る場合、オフセット調整抵抗27及びフィードバック抵抗
26を設定するために機能試験が必要となる。斯かる試験
は、室温において実施される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明に係る好ましい実施例を含む装置のブ
ロック略図。第2a図及び第2b図は共に、第１図の装置の
完全な回路図。第３図は、第１図の装置に用いられる圧
力セルの圧力対出力電圧の一群の曲線を示す。 10……圧力センサ 18……差動電圧−電流変換器 20……相互コンダクタンス乗算器 21……温度依存電流発生器 40……第二電流発生器、43……第一抵抗 45……第一入力トランジスタ 46……第二抵抗 47……第二入力トランジスタ 48……要求電流シンクトランジスタ 56,61……ミラートランジスタ 58……第三電流発生器 93,95,97……トランジスタ 96,98……抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−140604（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−288720（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−12014（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−1108（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭53−10257（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平３−26435（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電圧を物理的パラメータの関数として発生
    するが該関数は所定の温度範囲にわたる温度に伴い所定
    の変動をするデバイスであって、前記発生した電圧を前
    記所定の温度範囲にわたってゼロとする入力パラメータ
    の零値を特徴とするデバイス（10）のための温度補償回
    路において、 前記発生した電圧に応答して比例電流を生じる電圧・電
    流変換器（18）と、 前記デバイスの温度に応答して該温度と共に所定の態様
    で変動する１対の補償電流を発生し、よって、該１対の
    補償電流の比が前記デバイスの温度の所定の関数として
    変動し、したがって、所望の温度補償を与える素子を含
    む第１の電流発生器（21）と、 前記比例電流に前記１対の補償電流の比を乗算して、補
    償された出力電流を発生する電流乗算器（20）と、 を含むことを特徴とする温度補償回路。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の温度補償回路において、
    前記補償された出力電流に応答して補償された出力電圧
    を生じる電流・電圧変換器（23）を更に含むことを特徴
    とする温度補償回路。
  3. 【請求項３】請求項１又は請求項２に記載の温度補償回
    路において、前記電圧・電流変換器（18）が、差動電圧
    入力を受けるバイポーラ集積回路であって、 第１の定電流を確立する第２の電流発生器（40）と、 前記第１の定電流より小さな第２の定電流を確立する第
    ３の電流発生器（58）と、 それぞれが前記第２の電流発生器の出力に一端を接続さ
    れ、等しい抵抗値を有する第１（43）及び第２（46）の
    抵抗と、 前記第２及び第３の電流発生器の間で、前記第１の抵抗
    と直列接続された第１の入力トランジスタ（45）及びミ
    ラー・トランジスタ（56）と、 前記第２及び第３の電流発生器の間で、前記第２の抵抗
    と直列接続された第２の入力トランジスタ（47）及びミ
    ラー・トランジスタ（61）と、を備えており、 前記第１及び第２の入力トランジスタは、共に、エミッ
    タが前記第１及び第２の抵抗にそれぞれ接続され、エミ
    ッタ面積は等しく、ベースは差動電圧入力を与え、 前記第１及び第２のミラー・トランジスタは、共に、エ
    ミッタが前記第３の電流発生器に接続され、ベースは電
    流ミラー構成に相互接続され前記第１のミラー・トラン
    ジスタを流れる電流が前記第２のミラー・トランジスタ
    に反映されており、更に、 前記第２の抵抗と前記第２の入力トランジスタのエミッ
    タとの接合からの電流出力であって、前記差動電圧入力
    に比例し前記第２の入力トランジスタではなく前記第２
    の抵抗を通って前記第２の電流源から供給されることで
    前記第１及び第２の入力トランジスタのエミッタ電流し
    たがってベース・エミッタ電圧が前記第１及び第２のミ
    ラー・トランジスタの電流ミラーによって実質的に等し
    く維持される出力電流を提供する電流出力と、 前記第２の電流発生器と直列接続され、ベースは前記第
    ３の電流発生器に接続されており、前記第３の電流発生
    器及び電流出力が取り込まない過剰電流を前記第２の電
    流発生器から取り込み、前記第１及び第２の入力トラン
    ジスタの電流はしたがって極小の入力負荷のために低く
    保持される要求電流シンク・トランジスタと、 を含むことを特徴とする温度補償回路。
  4. 【請求項４】請求項１乃至請求項３の中の任意の１つに
    記載の温度補償回路において、前記第１の電流発生器
    （21）が、前記デバイスの温度と共に線形的に変動する
    前記一対の補償電流を発生する素子を含むことを特徴と
    する温度補償回路。
  5. 【請求項５】請求項４記載の温度補償回路において、前
    記第１の電流発生器（21）が、温度に依存しない電圧の
    両端（82,83）にベース・エミッタ接合が第１の抵抗（9
    8）と直列接続されて温度に伴い第１の方向に変動する
    コレクタ電流を発生する第１のトランジスタを備えてお
    り、前記第１の電流発生器が更に第２のトランジスタ
    （95）を有し、該第２のトランジスタは、該第２のトラ
    ンジスタのベースに接続されているコレクタを有する第
    ３のトランジスタ（93）のベース・エミッタ接合の両端
    に接続された第２の抵抗と直列接続されているエミッタ
    を有しており、前記第２のトランジスタは、前記第１の
    トランジスタの前記コレクタ電流の方向と反対の方向に
    温度に伴い変動するコレクタ電流を供給し、前記第１及
    び第２のトランジスタは、コレクタが相互に接続されて
    おり、前記コレクタ電流の和として前記補償電流の１つ
    を供給し、前記補償電流の前記１つは、前記第１及び第
    ２の抵抗の相対抵抗値によって決定される方向及び量に
    おいて温度と共に線形的に変化することを特徴とする温
    度補償回路。
  6. 【請求項６】請求項１乃至請求項５の中の任意の１つに
    記載の温度補償回路において、ブリッジ出力電圧を感知
    された圧力の関数として発生するバイポーラ集積圧電抵
    抗ブリッジ圧力センサ（10）のためのものであることを
    特徴とする温度補償回路。
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