JPH0782404B2 - 基準電圧発生回路 - Google Patents
基準電圧発生回路Info
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- JPH0782404B2 JPH0782404B2 JP1179260A JP17926089A JPH0782404B2 JP H0782404 B2 JPH0782404 B2 JP H0782404B2 JP 1179260 A JP1179260 A JP 1179260A JP 17926089 A JP17926089 A JP 17926089A JP H0782404 B2 JPH0782404 B2 JP H0782404B2
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- Japan
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- transistor
- reference voltage
- terminal
- resistor
- operational amplifier
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
- G05F1/465—Internal voltage generators for integrated circuits, e.g. step down generators
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
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- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は基準電圧発生回路に関し、特に演算増幅器を用
いたバンドギャップ基準電圧発生回路に関する。
いたバンドギャップ基準電圧発生回路に関する。
周知のとおり、バイポーラトランジスタで構成された三
端子レギュレータ等の基準電圧源としてはバンドギャッ
プ基準電圧発生回路が使用されている。（R.J.widlar.
“New Developments in IC Voltage Regulators",IE3 J
ournal of Solid−State Circuits Vol.SC−6,pp.2−7,
（1971）〕。）バンドギャップ基準電圧発生回路は電源
電圧、温度等の変動に対して安定な高精度の基準電圧が
要求される電子回路には不可欠である。最近のアナログ
MOS技術の進歩にともない、アナログ−ディジタル変換
器等のMOS集積回路においてもバンドギャップ基準電圧
発生回路が使用されるようになった。通常のCMOS集積回
路製造プロセスでは特性の良いバイポーラトランジスタ
が得られないため、第５図に示すような回路が用いられ
る。（K.E.Kuijk“A Precision Reference Voltage Sou
rce,"IE3 Journal of Solid−State Circuits,Vol.SL−
8,pp.222−226,（1973））。この回路構成ではバイポー
ラトランジスタが不要であり、ダイオードと抵抗と演算
増幅器だけで構成されているため、CMOS集積回路の製造
プロセスでも容易にバンドギャップ基準電圧回路を構成
することができる。
端子レギュレータ等の基準電圧源としてはバンドギャッ
プ基準電圧発生回路が使用されている。（R.J.widlar.
“New Developments in IC Voltage Regulators",IE3 J
ournal of Solid−State Circuits Vol.SC−6,pp.2−7,
（1971）〕。）バンドギャップ基準電圧発生回路は電源
電圧、温度等の変動に対して安定な高精度の基準電圧が
要求される電子回路には不可欠である。最近のアナログ
MOS技術の進歩にともない、アナログ−ディジタル変換
器等のMOS集積回路においてもバンドギャップ基準電圧
発生回路が使用されるようになった。通常のCMOS集積回
路製造プロセスでは特性の良いバイポーラトランジスタ
が得られないため、第５図に示すような回路が用いられ
る。（K.E.Kuijk“A Precision Reference Voltage Sou
rce,"IE3 Journal of Solid−State Circuits,Vol.SL−
8,pp.222−226,（1973））。この回路構成ではバイポー
ラトランジスタが不要であり、ダイオードと抵抗と演算
増幅器だけで構成されているため、CMOS集積回路の製造
プロセスでも容易にバンドギャップ基準電圧回路を構成
することができる。
次に第５図を参照しながら、この回路の動作を説明す
る。演算増幅器の差動入力端子間の電位差は0Vとなるた
め、第1,第２のｎ段直列接続されたダイオードに流れる
電流の比は次式で表わされる。
る。演算増幅器の差動入力端子間の電位差は0Vとなるた
め、第1,第２のｎ段直列接続されたダイオードに流れる
電流の比は次式で表わされる。
第1,第２のｎ段直列接続されたダイオードの順方向電圧
の差はダイオードの順方向電圧をVFとすると次式で表わ
される。
の差はダイオードの順方向電圧をVFとすると次式で表わ
される。
ここで であり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気
素量である。
素量である。
この電位差ｎΔVFは第３の抵抗R3の両端に現れるため次
式が成り立つ。
式が成り立つ。
出力電圧VRは第１のｎ段直列接続されたダイオードの電
圧降下と第１の抵抗R1の電圧降下との和であるから次式
が成り立つ。
圧降下と第１の抵抗R1の電圧降下との和であるから次式
が成り立つ。
ここでVFの温度係数は−2mV/℃、VTの温度係数は0.085m
V/℃であるからR1,R2,R3の値を適当に選べば出力電圧VR
の温度係数を零にすることができ、その時の出力電圧は
バンドギャップ電圧VBGのｎ倍となる。
V/℃であるからR1,R2,R3の値を適当に選べば出力電圧VR
の温度係数を零にすることができ、その時の出力電圧は
バンドギャップ電圧VBGのｎ倍となる。
従来のバンドギャップ基準電圧回路の実際の回路例を第
６図に示す。
６図に示す。
カレントリファレンス回路43は演算増幅器24中の定電流
源を構成するNchトランジスタ30,36に対してゲートバイ
アス電圧を供給する。
源を構成するNchトランジスタ30,36に対してゲートバイ
アス電圧を供給する。
演算増幅器24の入力差動対トランジスタ31,32はNchトラ
ンジスタを用いる。この理由は入力差動対トランジスタ
のゲート電圧が電源電圧に依らずほぼnVFに固定される
ため、演算増幅器24の利得等の特性の電源電圧に対する
依存性を小さくおさえることができるからである。
ンジスタを用いる。この理由は入力差動対トランジスタ
のゲート電圧が電源電圧に依らずほぼnVFに固定される
ため、演算増幅器24の利得等の特性の電源電圧に対する
依存性を小さくおさえることができるからである。
この従来のバンドギャップ基準電圧発生回路は動作点が
２つある。第１の動作点は前述した出力電圧がVR＝nVBG
となる動作点であり、第２の動作点はVR＝0Vとなる動作
点である。
２つある。第１の動作点は前述した出力電圧がVR＝nVBG
となる動作点であり、第２の動作点はVR＝0Vとなる動作
点である。
この動作点が生ずる理由は次のとおりである。すなわち
出力電圧VRが0Vであると演算増幅器24の入力端子の電位
は0Vとなる。すると入力差動対のトランジスタ31,32は
オフし、出力段のトランジスタ35のゲート電圧は電源電
圧レベルまで上昇し、出力段のトランジスタ35はオフす
る。その結果、演算増幅器の出力は0Vとなり、出力電圧
VRが0Vのまま安定してしまう。この第２の動作点から第
１の動作点へうつすため、通常スタートアップ抵抗RS44
を電源端子45と出力端子９との間に接続する。このスタ
ートアップ抵抗RSの値は第1,第2,第３の抵抗に比べ充分
大きくとる必要があり、チップ面積が増大するという欠
点があった。また電源電圧が上昇するとスタートアップ
抵抗に流れる電流が増大するため、第７図に示すように
出力電圧VRが電源電圧依存性を持つという欠点もあっ
た。ダイオードの段数ｎは４としてある。
出力電圧VRが0Vであると演算増幅器24の入力端子の電位
は0Vとなる。すると入力差動対のトランジスタ31,32は
オフし、出力段のトランジスタ35のゲート電圧は電源電
圧レベルまで上昇し、出力段のトランジスタ35はオフす
る。その結果、演算増幅器の出力は0Vとなり、出力電圧
VRが0Vのまま安定してしまう。この第２の動作点から第
１の動作点へうつすため、通常スタートアップ抵抗RS44
を電源端子45と出力端子９との間に接続する。このスタ
ートアップ抵抗RSの値は第1,第2,第３の抵抗に比べ充分
大きくとる必要があり、チップ面積が増大するという欠
点があった。また電源電圧が上昇するとスタートアップ
抵抗に流れる電流が増大するため、第７図に示すように
出力電圧VRが電源電圧依存性を持つという欠点もあっ
た。ダイオードの段数ｎは４としてある。
本発明によれば、第1,第2,第３の抵抗と、第１のｎ段直
列接続されたダイオードと第２のｎ段直列接続されたダ
イオードと入力差動対トランジスタがＮチャネル（Nc
h）トランジスタで構成された差動増幅器と、入力差動
対トランジスタがＰチャネル（Pch）トランジスタで構
成された演算増幅器とを含む基準電圧発生回路を得る。
列接続されたダイオードと第２のｎ段直列接続されたダ
イオードと入力差動対トランジスタがＮチャネル（Nc
h）トランジスタで構成された差動増幅器と、入力差動
対トランジスタがＰチャネル（Pch）トランジスタで構
成された演算増幅器とを含む基準電圧発生回路を得る。
上述した従来のバンドギャップ基準電圧発生回路に対
し、本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路はスター
トアップ抵抗を使用せずに自己スタートアップ動作を行
うという相違点を有する。スタートアップ抵抗を使用し
ないため、チップ面積を低減でき、また、電源電圧が高
くなっても出力電圧が一定となる。
し、本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路はスター
トアップ抵抗を使用せずに自己スタートアップ動作を行
うという相違点を有する。スタートアップ抵抗を使用し
ないため、チップ面積を低減でき、また、電源電圧が高
くなっても出力電圧が一定となる。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例の回路図である。従来のバン
ドギャップ基準電圧発生回路からスタートアップ抵抗を
削除し、演算増幅器の部分を入力差動対トランジスタが
Nchトランジスタで構成された差動増幅器７と入力差動
対トランジスタがPchトランジスタで構成された演算増
幅器に置き換えている。第２図は第１図の回路をトラン
ジスタレベルで書き表わした回路図である。この図を参
照しながらこの回路のスタータアップ動作を説明する。
出力電圧VRが0Vのとき、Nchトランジスタ11,12のゲート
電位は0Vとなり、Nchトランジスタ11,12はオフする。す
るとPchトランジスタ16,17のゲート電位は電源電圧レベ
ルまで上昇し、Pchトランジスタはオフする。その結果
演算増幅器６の出力段のトランジスタ21のゲート電位は
0Vとなり出力段のトランジスタ21はオフし、出力電圧VR
は上昇し、第１の動作点で安定する。この回路では第1,
第2,第３の抵抗および第1,第２のｎ段直列接続されたダ
イオードからなるフィードバック回路を駆動するのは演
算増幅器６の定電流源用トランジスタ20であるため、こ
のトランジスタの寸法を充分大きくとっておく必要があ
る。
ドギャップ基準電圧発生回路からスタートアップ抵抗を
削除し、演算増幅器の部分を入力差動対トランジスタが
Nchトランジスタで構成された差動増幅器７と入力差動
対トランジスタがPchトランジスタで構成された演算増
幅器に置き換えている。第２図は第１図の回路をトラン
ジスタレベルで書き表わした回路図である。この図を参
照しながらこの回路のスタータアップ動作を説明する。
出力電圧VRが0Vのとき、Nchトランジスタ11,12のゲート
電位は0Vとなり、Nchトランジスタ11,12はオフする。す
るとPchトランジスタ16,17のゲート電位は電源電圧レベ
ルまで上昇し、Pchトランジスタはオフする。その結果
演算増幅器６の出力段のトランジスタ21のゲート電位は
0Vとなり出力段のトランジスタ21はオフし、出力電圧VR
は上昇し、第１の動作点で安定する。この回路では第1,
第2,第３の抵抗および第1,第２のｎ段直列接続されたダ
イオードからなるフィードバック回路を駆動するのは演
算増幅器６の定電流源用トランジスタ20であるため、こ
のトランジスタの寸法を充分大きくとっておく必要があ
る。
第３図は本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路の出
力電圧対電源電圧のグラフである。ダイオードの段数ｎ
を４とした。従来の回路ではスタートアップ抵抗が存在
するため、第７図に示すように15V以上から出力電圧が
変化しているが、本発明の回路では20V以上でも出力電
圧は一定である。原理的には素子の破壊耐圧まで出力電
圧は一定となる。本発明の回路では広い面積を必要とす
る高抵抗のスタートアップ抵抗を必要としない。またト
ランジスタの数も従来の回路に比べ差動増幅器７の分増
えるだけであり、全体の面積としては従来の回路よりは
小さくすることができる。
力電圧対電源電圧のグラフである。ダイオードの段数ｎ
を４とした。従来の回路ではスタートアップ抵抗が存在
するため、第７図に示すように15V以上から出力電圧が
変化しているが、本発明の回路では20V以上でも出力電
圧は一定である。原理的には素子の破壊耐圧まで出力電
圧は一定となる。本発明の回路では広い面積を必要とす
る高抵抗のスタートアップ抵抗を必要としない。またト
ランジスタの数も従来の回路に比べ差動増幅器７の分増
えるだけであり、全体の面積としては従来の回路よりは
小さくすることができる。
第４図は本発明の他の実施例の回路図である。この回路
では差動増幅器７の負荷部分をアクティブロードから抵
抗に変更している。こうすることにより差動増幅器７の
利得は小さくなり回路全体の位相補償回路を簡略化で
き、発振等のドラブルを回避できる。
では差動増幅器７の負荷部分をアクティブロードから抵
抗に変更している。こうすることにより差動増幅器７の
利得は小さくなり回路全体の位相補償回路を簡略化で
き、発振等のドラブルを回避できる。
以上説明したように本発明のバンドギャップ基準電圧発
生回路は、増幅回路部に入力差動対がNchトランジスタ
の差動増幅器と、入力差動対がPchトランジスタの演算
増幅器を使用することにより、スタートアップ抵抗を省
略することができ、チップ面積を低減できる効果があ
る。またスタートアップ抵抗を省略したことにより出力
電圧の電源電圧に依存性をなくすことができる。
生回路は、増幅回路部に入力差動対がNchトランジスタ
の差動増幅器と、入力差動対がPchトランジスタの演算
増幅器を使用することにより、スタートアップ抵抗を省
略することができ、チップ面積を低減できる効果があ
る。またスタートアップ抵抗を省略したことにより出力
電圧の電源電圧に依存性をなくすことができる。
以上は特許請求の範囲第１項に記載した接地端子に対し
て基準電圧を発生する回路について説明したが、特許請
求の範囲第２項に記載した電源端子に対して基準電圧を
発生する回路についてもPchトランジスタとNchトランジ
スタとを入れかえ電源端子と接地端子とを入れ換えるこ
とにより第１項記載の回路と同様に説明することができ
る。
て基準電圧を発生する回路について説明したが、特許請
求の範囲第２項に記載した電源端子に対して基準電圧を
発生する回路についてもPchトランジスタとNchトランジ
スタとを入れかえ電源端子と接地端子とを入れ換えるこ
とにより第１項記載の回路と同様に説明することができ
る。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図はトランジ
スタレベルで表わした本発明の一実施例の回路図、第３
図は本発明の一実施例の回路の出力電圧対電源電圧特性
図、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図はバ
ンドギャップ基準電圧発生回路の原理図、第６図は従来
のバンドギャップ基準電圧発生回路の回路図、第７図は
従来回路の出力電圧対電源電圧特性図である。 1,2,3……抵抗、4,5……ｎ段直列接続されたダイオー
ド、６……入力差動対がPchトランジスタの演算増幅
器、７……入力差動対がNchトランジスタの差動増幅
器、８……定電流源、９……基準電圧出力端子、10,11,
12,18,19,21……Nchトランジスタ、13,14,15,16,17,20
……Pchトランジスタ、22,23……抵抗、24……演算増幅
器、30,31,32,36……Nchトランジスタ、33,34,37,38…
…Pchトランジスタ、40……抵抗、41……Pchトランジス
タバイアス端子、42……Nchトランジスタバイアス端
子、43……カレントリファレンス回路、44……スタート
アップ抵抗、45……電源端子、46……接地端子。
スタレベルで表わした本発明の一実施例の回路図、第３
図は本発明の一実施例の回路の出力電圧対電源電圧特性
図、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図はバ
ンドギャップ基準電圧発生回路の原理図、第６図は従来
のバンドギャップ基準電圧発生回路の回路図、第７図は
従来回路の出力電圧対電源電圧特性図である。 1,2,3……抵抗、4,5……ｎ段直列接続されたダイオー
ド、６……入力差動対がPchトランジスタの演算増幅
器、７……入力差動対がNchトランジスタの差動増幅
器、８……定電流源、９……基準電圧出力端子、10,11,
12,18,19,21……Nchトランジスタ、13,14,15,16,17,20
……Pchトランジスタ、22,23……抵抗、24……演算増幅
器、30,31,32,36……Nchトランジスタ、33,34,37,38…
…Pchトランジスタ、40……抵抗、41……Pchトランジス
タバイアス端子、42……Nchトランジスタバイアス端
子、43……カレントリファレンス回路、44……スタート
アップ抵抗、45……電源端子、46……接地端子。
Claims (3)
- 【請求項１】第1,第2,第３の抵抗と、第１のｎ段直列接
続されたダイオードと第２のｎ段直列接続されたダイオ
ードと、一導電型のトランジスタを能動素子として構成
された差動増幅器と、他の導電型のトランジスタを能動
素子として構成された演算増幅器とを有し、前記第１の
抵抗の一方の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続さ
れ、他方の端子は前記第１のｎ段直列接続されたダイオ
ードを介して接地端子に接続され、前記第２の抵抗の一
方の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続され、他方
の端子は前記第３の抵抗に接続され、前記第３の抵抗の
他方の端子は前記第２のｎ段直列接続されたダイオード
を介して接地端子に接続され、前記差動増幅器の第１の
入力端子は前記第１の抵抗と前記第１のｎ段直列接続さ
れたダイオードとの接続点に接続され、第２の入力端子
は前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点に接続さ
れ、前記差動増幅器の第１の出力端子は前記演算増幅器
の反転入力端子に接続され、第２の出力端子は前記演算
増幅器の非反転入力端子に接続され、前記演算増幅器の
出力端子と接地端子との間に基準電圧を発生する基準電
圧発生回路において、前記差動増幅器の入力差動対トラ
ンジスタがＮチャネルトランジスタで構成され、前記演
算増幅器の入力差動対トランジスタがＰチャネルトラン
ジスタで構成されることを特徴とする基準電圧発生回路 - 【請求項２】前記一導電型のトランジスタはＮチャネル
MOS電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のト
ランジスタはＰチャネルMOS電界効果トランジスタであ
ることを特徴とする請求項（１）記載の基準電圧発生回
路 - 【請求項３】前記一導電型のトランジスタはＰチャネル
MOS電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のト
ランジスタはＮチャネルMOS電界効果トランジスタであ
る請求項１記載の基準電圧発生回路
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1179260A JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
| US07/550,659 US5061862A (en) | 1989-07-11 | 1990-07-10 | Reference voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1179260A JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0342709A JPH0342709A (ja) | 1991-02-22 |
| JPH0782404B2 true JPH0782404B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=16062742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1179260A Expired - Lifetime JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5061862A (ja) |
| JP (1) | JPH0782404B2 (ja) |
Families Citing this family (53)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2628785B2 (ja) * | 1990-10-19 | 1997-07-09 | シャープ株式会社 | 出力回路 |
| KR940001817B1 (ko) * | 1991-06-14 | 1994-03-09 | 삼성전자 주식회사 | 노이즈 감소회로에 사용되는 액티브 필터용 고역 가중치 회로 |
| US5124632A (en) * | 1991-07-01 | 1992-06-23 | Motorola, Inc. | Low-voltage precision current generator |
| US5200654A (en) * | 1991-11-20 | 1993-04-06 | National Semiconductor Corporation | Trim correction circuit with temperature coefficient compensation |
| US5448200A (en) * | 1991-12-18 | 1995-09-05 | At&T Corp. | Differential comparator with differential threshold for local area networks or the like |
| US5220273A (en) * | 1992-01-02 | 1993-06-15 | Etron Technology, Inc. | Reference voltage circuit with positive temperature compensation |
| US5369319A (en) * | 1992-12-21 | 1994-11-29 | Delco Electronics Corporation | Comparator having temperature and process compensated hysteresis characteristic |
| US5367249A (en) * | 1993-04-21 | 1994-11-22 | Delco Electronics Corporation | Circuit including bandgap reference |
| US5451860A (en) * | 1993-05-21 | 1995-09-19 | Unitrode Corporation | Low current bandgap reference voltage circuit |
| JP2606556B2 (ja) * | 1993-06-30 | 1997-05-07 | 日本電気株式会社 | クランプ回路 |
| JP2540753B2 (ja) * | 1993-09-01 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 過熱検出回路 |
| US5563540A (en) * | 1993-09-17 | 1996-10-08 | International Business Machines Corporation | Electronic switch having programmable means to reduce noise coupling |
| KR970010284B1 (en) * | 1993-12-18 | 1997-06-23 | Samsung Electronics Co Ltd | Internal voltage generator of semiconductor integrated circuit |
| JP3276512B2 (ja) * | 1993-12-21 | 2002-04-22 | 三菱電機株式会社 | 差動増幅回路 |
| US5545978A (en) * | 1994-06-27 | 1996-08-13 | International Business Machines Corporation | Bandgap reference generator having regulation and kick-start circuits |
| EP0701190A3 (en) * | 1994-09-06 | 1998-06-17 | Motorola, Inc. | CMOS circuit for providing a bandgap reference voltage |
| US5646518A (en) * | 1994-11-18 | 1997-07-08 | Lucent Technologies Inc. | PTAT current source |
| US5475336A (en) * | 1994-12-19 | 1995-12-12 | Institute Of Microelectronics, National University Of Singapore | Programmable current source correction circuit |
| US5530388A (en) * | 1995-03-24 | 1996-06-25 | Delco Electronics Corporation | Parabolic current generator for use with a low noise communication bus driver |
| US5570060A (en) * | 1995-03-28 | 1996-10-29 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Circuit for limiting the current in a power transistor |
| US5666046A (en) * | 1995-08-24 | 1997-09-09 | Motorola, Inc. | Reference voltage circuit having a substantially zero temperature coefficient |
| DE69614248T2 (de) * | 1996-05-31 | 2001-11-15 | Co.Ri.M.Me., Catania | BICMOS Transkonduktanzdifferenzstufe für Hochfrequenzfilter |
| JPH10145194A (ja) * | 1996-11-13 | 1998-05-29 | Sharp Corp | 電圧比較器 |
| JP3554123B2 (ja) * | 1996-12-11 | 2004-08-18 | ローム株式会社 | 定電圧回路 |
| US6292050B1 (en) * | 1997-01-29 | 2001-09-18 | Cardiac Pacemakers, Inc. | Current and temperature compensated voltage reference having improved power supply rejection |
| US5808501A (en) * | 1997-03-13 | 1998-09-15 | Burr-Brown Corporation | Voltage level shifter and method |
| KR100565941B1 (ko) * | 1997-06-16 | 2006-03-30 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | 반도체집적회로장치 |
| US5942934A (en) * | 1997-07-09 | 1999-08-24 | Vtc Inc. | On-chip regulator providing good high frequency rejection and noise filtering from the supply |
| US6147908A (en) * | 1997-11-03 | 2000-11-14 | Cypress Semiconductor Corp. | Stable adjustable programming voltage scheme |
| US6037833A (en) * | 1997-11-10 | 2000-03-14 | Philips Electronics North America Corporation | Generator for generating voltage proportional to absolute temperature |
| US5867013A (en) * | 1997-11-20 | 1999-02-02 | Cypress Semiconductor Corporation | Startup circuit for band-gap reference circuit |
| US6150872A (en) * | 1998-08-28 | 2000-11-21 | Lucent Technologies Inc. | CMOS bandgap voltage reference |
| US6297671B1 (en) | 1998-09-01 | 2001-10-02 | Texas Instruments Incorporated | Level detection by voltage addition/subtraction |
| US6144195A (en) * | 1999-08-20 | 2000-11-07 | Intel Corporation | Compact voltage regulator with high supply noise rejection |
| JP3338814B2 (ja) * | 1999-11-22 | 2002-10-28 | エヌイーシーマイクロシステム株式会社 | バンドギャップレファレンス回路 |
| FR2814253B1 (fr) | 2000-09-15 | 2002-11-15 | St Microelectronics Sa | Generateur de tension regulee pour circuit integre |
| US6333623B1 (en) | 2000-10-30 | 2001-12-25 | Texas Instruments Incorporated | Complementary follower output stage circuitry and method for low dropout voltage regulator |
| US6933769B2 (en) * | 2003-08-26 | 2005-08-23 | Micron Technology, Inc. | Bandgap reference circuit |
| DE10342243B4 (de) * | 2003-09-11 | 2006-08-31 | Siemens Ag | Kolbenpumpe und Verwendung einer Kolbenpumpe |
| US7737734B1 (en) * | 2003-12-19 | 2010-06-15 | Cypress Semiconductor Corporation | Adaptive output driver |
| KR100587087B1 (ko) * | 2004-11-15 | 2006-06-08 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 장치용 내부전압 발생기 |
| US20060170487A1 (en) * | 2005-01-31 | 2006-08-03 | International Business Machines Corporation | A voltage reference circuit for ultra-thin oxide technology and low voltage applications |
| ITVA20050018A1 (it) * | 2005-03-15 | 2006-09-16 | St Microelectronics Srl | Commutatore controllato |
| US7129774B1 (en) * | 2005-05-11 | 2006-10-31 | Sun Microsystems, Inc. | Method and apparatus for generating a reference signal |
| JP4785538B2 (ja) * | 2006-01-20 | 2011-10-05 | セイコーインスツル株式会社 | バンドギャップ回路 |
| TW200819949A (en) * | 2006-10-19 | 2008-05-01 | Faraday Tech Corp | Supply-independent biasing circuit |
| KR100870433B1 (ko) * | 2007-06-08 | 2008-11-26 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 소자 |
| JP2008251055A (ja) * | 2008-07-14 | 2008-10-16 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及びその製造方法、並びにそれを用いた電源装置 |
| JP5392225B2 (ja) * | 2010-10-07 | 2014-01-22 | 株式会社デンソー | 半導体装置、及び、その製造方法 |
| EP2498162B1 (en) | 2011-03-07 | 2014-04-30 | Dialog Semiconductor GmbH | Startup circuit for low voltage cascode beta multiplier current generator |
| US9641129B2 (en) | 2015-09-16 | 2017-05-02 | Nxp Usa, Inc. | Low power circuit for amplifying a voltage without using resistors |
| US12242295B2 (en) * | 2021-09-07 | 2025-03-04 | Caes Systems Llc | Biasing circuit providing bias voltages based transistor threshold voltages |
| US12045074B1 (en) * | 2022-12-29 | 2024-07-23 | Texas Instruments Incorporated | Bandgap voltage reference circuit topology including a feedback circuit with a scaling amplifier |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5518929B2 (ja) | 2012-04-25 | 2014-06-11 | 株式会社三共 | 遊技機 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2093303B (en) * | 1981-01-20 | 1985-05-22 | Citizen Watch Co Ltd | Voltage sensing circuit |
| EP0360887B1 (de) * | 1988-09-26 | 1993-08-25 | Siemens Aktiengesellschaft | CMOS-Spannungsreferenz |
-
1989
- 1989-07-11 JP JP1179260A patent/JPH0782404B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-10 US US07/550,659 patent/US5061862A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5518929B2 (ja) | 2012-04-25 | 2014-06-11 | 株式会社三共 | 遊技機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5061862A (en) | 1991-10-29 |
| JPH0342709A (ja) | 1991-02-22 |
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