JPH0785105B2 - 磁性材料試験器 - Google Patents
磁性材料試験器Info
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- JPH0785105B2 JPH0785105B2 JP62056795A JP5679587A JPH0785105B2 JP H0785105 B2 JPH0785105 B2 JP H0785105B2 JP 62056795 A JP62056795 A JP 62056795A JP 5679587 A JP5679587 A JP 5679587A JP H0785105 B2 JPH0785105 B2 JP H0785105B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は磁性材料の特性を測定する試験器に関し、特に
スイツチング電源に用いられる磁気増幅器用可飽和磁心
としての磁性材料の特性測定用試験器に関するものであ
る。
スイツチング電源に用いられる磁気増幅器用可飽和磁心
としての磁性材料の特性測定用試験器に関するものであ
る。
従来技術による磁性材料試験器の説明の前にこれを理解
し易くするために、磁性材料の一例として可飽和磁心を
取り上げ、これを第７図に示されるスイツチング電源の
磁気増幅器用可飽和リアクトル18に用いた時のその動作
について説明する。このような可飽和リアクトルを用い
た磁気増幅器制御型のスイツチング電源としては、電子
通信学会技術研究報告PE84−37等に示されるものが現在
最も一般的なものである。
し易くするために、磁性材料の一例として可飽和磁心を
取り上げ、これを第７図に示されるスイツチング電源の
磁気増幅器用可飽和リアクトル18に用いた時のその動作
について説明する。このような可飽和リアクトルを用い
た磁気増幅器制御型のスイツチング電源としては、電子
通信学会技術研究報告PE84−37等に示されるものが現在
最も一般的なものである。
まず、このスイツチング電源で制御素子として用いられ
る可飽和リアクトル18について述べる。可飽和リアクト
ルは、その磁心を形成する磁性材料が第９図に示される
ような角形特性のＢ−Ｈ曲線を有するものが理想的であ
る。第９図において縦軸のＢは磁束密度を、横軸のＨは
磁界の強さを表わしており、以下文章および図について
も同様の符号の意味としその説明は省略する。また、破
線のＢ−Ｈ曲線（Ｐ→t2→Ｓ→t3→Ｑ→Ｒ→Ｐ）はこの
理想的な可飽和リアクトルに正弦波交流電圧を印加した
場合のものであり、実線のＢ−Ｈ曲線（Ｐ′−t2→Ｓ→
t3→Ｑ′−Ｐ′）はこの可飽和リアクトルをスイツチン
グ電源に用いた場合のものである。スイツチング電源に
用いた実線のＢ−Ｈ曲線において、可飽和リアクトル18
は、その磁心の状態が点Ｐ′から点t2の間では高インピ
ーダンス、点t2から点Ｓの間ではインピーダンスが零と
なるため、点Ｐ′から点t2で阻止状態、点t2から点Ｓで
導通状態となるスイツチング素子として作用している。
る可飽和リアクトル18について述べる。可飽和リアクト
ルは、その磁心を形成する磁性材料が第９図に示される
ような角形特性のＢ−Ｈ曲線を有するものが理想的であ
る。第９図において縦軸のＢは磁束密度を、横軸のＨは
磁界の強さを表わしており、以下文章および図について
も同様の符号の意味としその説明は省略する。また、破
線のＢ−Ｈ曲線（Ｐ→t2→Ｓ→t3→Ｑ→Ｒ→Ｐ）はこの
理想的な可飽和リアクトルに正弦波交流電圧を印加した
場合のものであり、実線のＢ−Ｈ曲線（Ｐ′−t2→Ｓ→
t3→Ｑ′−Ｐ′）はこの可飽和リアクトルをスイツチン
グ電源に用いた場合のものである。スイツチング電源に
用いた実線のＢ−Ｈ曲線において、可飽和リアクトル18
は、その磁心の状態が点Ｐ′から点t2の間では高インピ
ーダンス、点t2から点Ｓの間ではインピーダンスが零と
なるため、点Ｐ′から点t2で阻止状態、点t2から点Ｓで
導通状態となるスイツチング素子として作用している。
次に、第７図に示されるスイツチング電源回路におい
て、その全体的な動作について第８図，第９図，第10図
を用いて以下に述べる。
て、その全体的な動作について第８図，第９図，第10図
を用いて以下に述べる。
第７図において、可飽和リアクトル18は前述の理想的な
特性を持つた磁性材料を磁心としているものとする。ト
ランス17の２次巻線端子間には、トランジスタ16をパル
ス発生回路15で駆動することにより、第８図（ａ）で示
される電圧Viが生じる。同図において、縦軸はトランス
17の２次巻線端子間の電圧Vi、横軸は時間ｔを表わして
おり、TONはトランジスタ16の導通期間、Ｔはパルス発
生回路15により発生するパルスの周期を表わしている。
次に磁心の状態を考えると、可飽和リアクトル18の時刻
t1における磁心の状態が第９図に示される点t1にあると
すると、時刻t2における磁心の状態を表わす点t2までは
可飽和リアクトル18は高インピーダンスの状態にあるか
ら後段に電圧は出力されない。しかし、点t2に達すると
磁心が飽和し、可飽和リアクトル18のインピーダンスは
ほぼ零となり負荷に電流が供給され始め、点Ｓで負荷電
流供給状態となる。次に、磁心の状態が点t3で表わされ
る時刻t3に第７図のトランジスタ16が阻止状態になる
と、制御回路20からダイオード19を通して可飽和リアク
トル18に、スイツチング電源の出力電圧に応じた逆向き
の電圧が印加され、磁心は第９図の点Ｑ′で表わせられ
る状態までリセツトされる。これらのことより、可飽和
リアクトル18の端子間の電圧は第８図（ｂ）に示される
ようなものとなる。同図において、縦軸は可飽和リアク
トル18の端子間の電圧VL、横軸は時間ｔを表わしてい
る。toffは可飽和リアクトル18の高インピーダンス期間
（オフ期間）、tonは低インピーダンス期間（オン期
間）を表わしている。また、スイツチング電源の出力電
圧をVoとすると、Ｖはｏ次式により表わせられる。
特性を持つた磁性材料を磁心としているものとする。ト
ランス17の２次巻線端子間には、トランジスタ16をパル
ス発生回路15で駆動することにより、第８図（ａ）で示
される電圧Viが生じる。同図において、縦軸はトランス
17の２次巻線端子間の電圧Vi、横軸は時間ｔを表わして
おり、TONはトランジスタ16の導通期間、Ｔはパルス発
生回路15により発生するパルスの周期を表わしている。
次に磁心の状態を考えると、可飽和リアクトル18の時刻
t1における磁心の状態が第９図に示される点t1にあると
すると、時刻t2における磁心の状態を表わす点t2までは
可飽和リアクトル18は高インピーダンスの状態にあるか
ら後段に電圧は出力されない。しかし、点t2に達すると
磁心が飽和し、可飽和リアクトル18のインピーダンスは
ほぼ零となり負荷に電流が供給され始め、点Ｓで負荷電
流供給状態となる。次に、磁心の状態が点t3で表わされ
る時刻t3に第７図のトランジスタ16が阻止状態になる
と、制御回路20からダイオード19を通して可飽和リアク
トル18に、スイツチング電源の出力電圧に応じた逆向き
の電圧が印加され、磁心は第９図の点Ｑ′で表わせられ
る状態までリセツトされる。これらのことより、可飽和
リアクトル18の端子間の電圧は第８図（ｂ）に示される
ようなものとなる。同図において、縦軸は可飽和リアク
トル18の端子間の電圧VL、横軸は時間ｔを表わしてい
る。toffは可飽和リアクトル18の高インピーダンス期間
（オフ期間）、tonは低インピーダンス期間（オン期
間）を表わしている。また、スイツチング電源の出力電
圧をVoとすると、Ｖはｏ次式により表わせられる。
ただし、ton:可飽和リアクトル18のオン期間 toff:可飽和リアクトル18のオフ期間 TON:トランジスタ16の導通期間 T:パルス発生回路15による発生パルスの周期 Vi:トランス17の２次巻線端子間電圧 したがつて、（１）式より分るように、可飽和リアクト
ル18のオフ期間toffを制御することによりスイツチング
電源の出力電圧Voを制御することができる。つまり、可
飽和リアクトル18のオフ期間ooffはトランジスタ16の阻
止期間における制御回路20による磁心のリセツト量によ
つて決まり、出力電圧Voを下げたい場合はリセツト量を
大きくし、出力電圧Voを上げたい場合はリセツト量を小
さくすることにより制御することができる。
ル18のオフ期間toffを制御することによりスイツチング
電源の出力電圧Voを制御することができる。つまり、可
飽和リアクトル18のオフ期間ooffはトランジスタ16の阻
止期間における制御回路20による磁心のリセツト量によ
つて決まり、出力電圧Voを下げたい場合はリセツト量を
大きくし、出力電圧Voを上げたい場合はリセツト量を小
さくすることにより制御することができる。
しかしながら、第７図における可飽和リアクトル18の実
際の磁心の特性は第９図に示されるような理想的なＢ−
Ｈ曲線にはならず、第10図に示されるような形を持つた
Ｂ−Ｈ曲線となる。同図に示されるように、実線で表わ
せられたスイツチング電源として動作中の磁心のＢ−Ｈ
曲線も、破線で表わせられた正弦波交流電圧を印加して
測定した磁心のＢ−Ｈ曲線も第９図とは大きく異なる。
また磁心の状態が点t2から点Ｓの間では可飽和リアクト
ル18のインピーダンスは零とはならない。この点t2から
点Ｓ間の傾きは特にスイツチング電源の制御特性に大き
な影響を与えるものである。
際の磁心の特性は第９図に示されるような理想的なＢ−
Ｈ曲線にはならず、第10図に示されるような形を持つた
Ｂ−Ｈ曲線となる。同図に示されるように、実線で表わ
せられたスイツチング電源として動作中の磁心のＢ−Ｈ
曲線も、破線で表わせられた正弦波交流電圧を印加して
測定した磁心のＢ−Ｈ曲線も第９図とは大きく異なる。
また磁心の状態が点t2から点Ｓの間では可飽和リアクト
ル18のインピーダンスは零とはならない。この点t2から
点Ｓ間の傾きは特にスイツチング電源の制御特性に大き
な影響を与えるものである。
通常、トランジスタ16の阻止期間に可飽和リアクトル18
の磁心はリセツトされる。しかし、第10図に示されるよ
うに実際の磁心は負荷電流が零となる時に、すなわち第
10図において点Ｓから点t3の状態に向う時に、トランジ
スタ16は導通期間TONにあるが、磁束密度Ｂはわずかに
リセツトされ、図中に示される磁束密度Ｂの増分ΔBdに
相応した電圧が、可飽和リアクトル18の両端に発生す
る。この時のリセツトは制御回路20からの制御電圧によ
るものではなく、磁心特有の性質から生じるものであ
る。このΔBdで表わせられる磁束密度Ｂの増分は飽和磁
束密度と残留磁束密度との差である。また、その増分
は、可飽和リアクトル18が高インピーダンスの状態にお
いて生じるため、その増分期間は、負荷に電流が供給さ
れない可飽和リアクトル18のオフ期間toffに相当するも
のとなる。このことは（１）式から明らかなように、出
力電圧Voの制御はこのオフ期間toffを変化させることに
より行なつているため、制御回路20からのリセツトによ
らないΔBdの存在はリセツト制御量に悪影響を及ぼし、
電源の制御範囲を狭めていることになる。
の磁心はリセツトされる。しかし、第10図に示されるよ
うに実際の磁心は負荷電流が零となる時に、すなわち第
10図において点Ｓから点t3の状態に向う時に、トランジ
スタ16は導通期間TONにあるが、磁束密度Ｂはわずかに
リセツトされ、図中に示される磁束密度Ｂの増分ΔBdに
相応した電圧が、可飽和リアクトル18の両端に発生す
る。この時のリセツトは制御回路20からの制御電圧によ
るものではなく、磁心特有の性質から生じるものであ
る。このΔBdで表わせられる磁束密度Ｂの増分は飽和磁
束密度と残留磁束密度との差である。また、その増分
は、可飽和リアクトル18が高インピーダンスの状態にお
いて生じるため、その増分期間は、負荷に電流が供給さ
れない可飽和リアクトル18のオフ期間toffに相当するも
のとなる。このことは（１）式から明らかなように、出
力電圧Voの制御はこのオフ期間toffを変化させることに
より行なつているため、制御回路20からのリセツトによ
らないΔBdの存在はリセツト制御量に悪影響を及ぼし、
電源の制御範囲を狭めていることになる。
以上の説明から分るように、可飽和リアクトルに用いら
れる磁心材料は、飽和磁束密度と残留磁束密度との差で
ある磁束密度の増分ΔBdの小さいものを使用することが
極めて重要であり、そのためには、この磁束密度の増分
ΔBdを正確に測定することが必要である。また、Ｂ−Ｈ
曲線のヒステリシス・リープの面積は、磁心の損失に比
例する。そのため、可飽和リアクトルの損失を正確に把
握するためには、それが動作状態に近似した条件で磁心
のＢ−Ｈ曲線を測定することが必要である。
れる磁心材料は、飽和磁束密度と残留磁束密度との差で
ある磁束密度の増分ΔBdの小さいものを使用することが
極めて重要であり、そのためには、この磁束密度の増分
ΔBdを正確に測定することが必要である。また、Ｂ−Ｈ
曲線のヒステリシス・リープの面積は、磁心の損失に比
例する。そのため、可飽和リアクトルの損失を正確に把
握するためには、それが動作状態に近似した条件で磁心
のＢ−Ｈ曲線を測定することが必要である。
従来、この種の磁性材料を評価する際に用いられるもの
としては、第３図に示されるようなＢ−Ｈ特性試験器、
あるいは電子通信学会技術研究報告PE85−26に示される
ような第５図のCMCの測定回路がある。
としては、第３図に示されるようなＢ−Ｈ特性試験器、
あるいは電子通信学会技術研究報告PE85−26に示される
ような第５図のCMCの測定回路がある。
第３図の磁性材料試験器では、被試験磁性材料３を磁心
としたコイル２を形成せしめ、発振器１によりこのコイ
ル２に交流電圧を印加し、コイル２の端子間電圧を電圧
測定回路４で、コイル２に流れる電流を電流測定回路５
でそれぞれ測定する。得られた電流値ｉから磁界の強さ
Ｈは以下に示す式（２）より、また得られた電圧値ｖか
ら磁束密度Ｂは以下に示す式（３）より計算で求めら
れ、これらの計算は信号処理部６にて行なわれる ただし、N:コイル２の巻回数 i:コイル２に流れる電流値 le:コイル２の平均磁路長 ただし、N:コイル２の巻回数 v:コイル２の端子間電圧値 Ae:コイル２の実効断面積 この第３図に示される試験器により測定されたＢ−Ｈ曲
線は、第４図のようになる。第４図から分るように、こ
の測定による被試験磁性材料３のＢ−Ｈ曲線の特性は、
第10図の実線で示される実際のスイツチング電源の可飽
和リアクトル18の磁心のＢ−Ｈ曲線の特性とは大きく異
なり、そのため前述したΔBdおよび磁心の損失を正しく
評価することはできない。
としたコイル２を形成せしめ、発振器１によりこのコイ
ル２に交流電圧を印加し、コイル２の端子間電圧を電圧
測定回路４で、コイル２に流れる電流を電流測定回路５
でそれぞれ測定する。得られた電流値ｉから磁界の強さ
Ｈは以下に示す式（２）より、また得られた電圧値ｖか
ら磁束密度Ｂは以下に示す式（３）より計算で求めら
れ、これらの計算は信号処理部６にて行なわれる ただし、N:コイル２の巻回数 i:コイル２に流れる電流値 le:コイル２の平均磁路長 ただし、N:コイル２の巻回数 v:コイル２の端子間電圧値 Ae:コイル２の実効断面積 この第３図に示される試験器により測定されたＢ−Ｈ曲
線は、第４図のようになる。第４図から分るように、こ
の測定による被試験磁性材料３のＢ−Ｈ曲線の特性は、
第10図の実線で示される実際のスイツチング電源の可飽
和リアクトル18の磁心のＢ−Ｈ曲線の特性とは大きく異
なり、そのため前述したΔBdおよび磁心の損失を正しく
評価することはできない。
一方、第５図の磁性材料試験器では、発振器１から被試
験磁性材料３を磁心とするコイル２にダイオード11と抵
抗12を用いて半波電圧を印加するとともに、制御用巻線
13に直流電流を流すことにより発生する直流磁界をこの
コイル２に加えている。コイル14は制御用巻線13に交流
電流を流さないために挿入されているものである。磁心
３は以下に示す式（４）で計算される、制御用巻線13に
よる直流磁界Ｈのため、第６図の点ｃまでリセツトされ
る。
験磁性材料３を磁心とするコイル２にダイオード11と抵
抗12を用いて半波電圧を印加するとともに、制御用巻線
13に直流電流を流すことにより発生する直流磁界をこの
コイル２に加えている。コイル14は制御用巻線13に交流
電流を流さないために挿入されているものである。磁心
３は以下に示す式（４）で計算される、制御用巻線13に
よる直流磁界Ｈのため、第６図の点ｃまでリセツトされ
る。
ただし、Nc:制御用巻線13の巻回数 Ic:制御電流 le:コイルの平均磁路長 この状態で半波電圧をコイル２に印加すると、磁心３は
第６図に示されるような片側で飽和するＢ−Ｈ曲線を呈
し、第10図の実線で示される実際のスイツチング電源の
動作時のものに近い特性を示す。
第６図に示されるような片側で飽和するＢ−Ｈ曲線を呈
し、第10図の実線で示される実際のスイツチング電源の
動作時のものに近い特性を示す。
しかしながら実際のスイツチング電源では、第５図の回
路のように直流電流による直流磁界を磁心３に加えて制
御しているのではなく、被試験磁性材料を磁心とするコ
イル２の端子間に印加するリセツト電圧を変化すること
により制御しているため、実際の動作とは異なり正確な
評価にはなつていない。また、制御用巻線13側のコイル
14は交流電流を無視できる程度まで小さくするには、十
分大きなインピーダンスを持たせる必要があり、そのた
め形状が大きくなるという欠点を有している。
路のように直流電流による直流磁界を磁心３に加えて制
御しているのではなく、被試験磁性材料を磁心とするコ
イル２の端子間に印加するリセツト電圧を変化すること
により制御しているため、実際の動作とは異なり正確な
評価にはなつていない。また、制御用巻線13側のコイル
14は交流電流を無視できる程度まで小さくするには、十
分大きなインピーダンスを持たせる必要があり、そのた
め形状が大きくなるという欠点を有している。
本発明による磁性材料試験器は以上のような問題点を解
決するために、被試験磁性材料を磁心とするコイルへ電
圧および電流を供給する発振器に、被試験磁性材料の磁
化のリセツト量に応じた電圧をそのコイルに印加する電
圧印加回路をその発振器とそのコイルの間に設けたもの
である。
決するために、被試験磁性材料を磁心とするコイルへ電
圧および電流を供給する発振器に、被試験磁性材料の磁
化のリセツト量に応じた電圧をそのコイルに印加する電
圧印加回路をその発振器とそのコイルの間に設けたもの
である。
被試験磁性材料は発振器の正の半周期では前記コイルに
より磁化され飽和し、負の半周期では前記コイルへ磁化
のリセツト量に応じた電圧を印加することによりリセツ
トされる。
より磁化され飽和し、負の半周期では前記コイルへ磁化
のリセツト量に応じた電圧を印加することによりリセツ
トされる。
次に本発明についての実施例を図面を参照して説明す
る。第１図は本発明による磁性材料試験器の一実施例を
示す回路図である。
る。第１図は本発明による磁性材料試験器の一実施例を
示す回路図である。
同図に示される磁性材料試験器は、被試験磁性材料３を
磁心とするコイル２の端子間電圧を測定する電圧測定回
路４と、そのコイル２に流れる電流を測定する電流測定
回路５と、それらの回路から得られる電圧値と電流値を
磁束密度Ｂと磁界の強さＨに換算する信号処理部６と、
前記コイル２に電圧および電流を供給する発振器１と、
この発振器１に直列接続された電圧印加回路とから構成
されている。またこの電圧印加回路は、発振器１の正の
半周期に導通する第１のダイオード７と抵抗８の直列回
路と、発振器１の負の半周期に生じる電圧が減少する極
性に接続される出力電圧が可変な直流電圧源10と発振器
１の負の半周期に導通する第２のダイオード９の直列回
路との並列接続により構成されている。
磁心とするコイル２の端子間電圧を測定する電圧測定回
路４と、そのコイル２に流れる電流を測定する電流測定
回路５と、それらの回路から得られる電圧値と電流値を
磁束密度Ｂと磁界の強さＨに換算する信号処理部６と、
前記コイル２に電圧および電流を供給する発振器１と、
この発振器１に直列接続された電圧印加回路とから構成
されている。またこの電圧印加回路は、発振器１の正の
半周期に導通する第１のダイオード７と抵抗８の直列回
路と、発振器１の負の半周期に生じる電圧が減少する極
性に接続される出力電圧が可変な直流電圧源10と発振器
１の負の半周期に導通する第２のダイオード９の直列回
路との並列接続により構成されている。
以下にその動作について説明する。発振器１の電圧が正
の半周期では第１のダイオード７が導通し、第２のダイ
オード９が阻止状態となるため、前記コイル２には第１
のダイオード７、抵抗８を通して電圧が印加され、被試
験磁性材料である磁心３は徐々に磁化され最後には飽和
する。負の半周期になると、第１のダイオード７が阻止
状態、第２のダイオード９が導通状態となり、前記コイ
ル２には可変直流電圧源10、第２のダイオード９を通し
て電圧が印加される。この印加電圧は可変直流電圧源10
の出力電圧を変えることにより可変なものとなる。磁心
３の磁束密度Ｂと磁界の強さＨは、前記コイル２の電
圧，電流をそれぞれ電圧測定回路４、電流測定回路５で
測定し信号処理部６にて換算されることにより得られ
る。
の半周期では第１のダイオード７が導通し、第２のダイ
オード９が阻止状態となるため、前記コイル２には第１
のダイオード７、抵抗８を通して電圧が印加され、被試
験磁性材料である磁心３は徐々に磁化され最後には飽和
する。負の半周期になると、第１のダイオード７が阻止
状態、第２のダイオード９が導通状態となり、前記コイ
ル２には可変直流電圧源10、第２のダイオード９を通し
て電圧が印加される。この印加電圧は可変直流電圧源10
の出力電圧を変えることにより可変なものとなる。磁心
３の磁束密度Ｂと磁界の強さＨは、前記コイル２の電
圧，電流をそれぞれ電圧測定回路４、電流測定回路５で
測定し信号処理部６にて換算されることにより得られ
る。
これにより得られる磁心３のＢ−Ｈ曲線を第２図に示
す。第２図の実線のＢ−Ｈ曲線に示されるように、発振
器１の正の半周期に磁心３は点t1から点Ｓまで磁化され
飽和し、負の半周期に磁心３は飽和状態にある点Ｓから
点t1までリセツトされる。可変直流電圧源10の出力電圧
を上げると、負の半周期に前記コイル２に印加される電
圧は、発振器１による出力電圧と可変直流電圧源10の出
力電圧との差の分が印加されるのであるから当然小さく
なる。そのため、磁心３のリセツトは点t1′までとな
り、その時のＢ−Ｈ曲線は第２図の破線のようになる。
す。第２図の実線のＢ−Ｈ曲線に示されるように、発振
器１の正の半周期に磁心３は点t1から点Ｓまで磁化され
飽和し、負の半周期に磁心３は飽和状態にある点Ｓから
点t1までリセツトされる。可変直流電圧源10の出力電圧
を上げると、負の半周期に前記コイル２に印加される電
圧は、発振器１による出力電圧と可変直流電圧源10の出
力電圧との差の分が印加されるのであるから当然小さく
なる。そのため、磁心３のリセツトは点t1′までとな
り、その時のＢ−Ｈ曲線は第２図の破線のようになる。
このように被試験磁性材料である磁心３のリセツトは、
これを磁心とするコイル２に印加する電圧により行なわ
れ、またそのリセツト量はこの電圧の大きさに応じるた
め、これにより得られるＢ−Ｈ曲線は実使用状況に非常
に近いものとなる。
これを磁心とするコイル２に印加する電圧により行なわ
れ、またそのリセツト量はこの電圧の大きさに応じるた
め、これにより得られるＢ−Ｈ曲線は実使用状況に非常
に近いものとなる。
以上説明したように本発明による磁性材料試験器は、従
来の試験器に、被試験磁性材料を磁心とするコイルへ磁
化のリセツト量に応じた電圧を印加する電圧印加回路を
設けることにより、被試験磁性材料のリセツトは実使用
方法と同様に電圧により行なうことができ、そのためこ
の試験器により簡便に得られるＢ−Ｈ曲線は実使用時に
非常に近いものとなる。また、第５図の従来例に示され
る交流分をなくすためのコイル14を大きくするという必
要がないので、従来に比べて形状的にも大きくならない
という効果もある。
来の試験器に、被試験磁性材料を磁心とするコイルへ磁
化のリセツト量に応じた電圧を印加する電圧印加回路を
設けることにより、被試験磁性材料のリセツトは実使用
方法と同様に電圧により行なうことができ、そのためこ
の試験器により簡便に得られるＢ−Ｈ曲線は実使用時に
非常に近いものとなる。また、第５図の従来例に示され
る交流分をなくすためのコイル14を大きくするという必
要がないので、従来に比べて形状的にも大きくならない
という効果もある。
第１図は本発明による磁性材料試験器の一実施例を示す
回路図、第２図は第１図で示される磁性材料試験器の一
実施例の回路を使用して測定した被試験磁性材料のＢ−
Ｈ曲線、第３図および第５図は従来の磁性材料試験器を
表わす回路図、第４図および第６図はそれぞれ第３図お
よび第５図の磁性材料試験器による被試験磁性材料のＢ
−Ｈ曲線、第７図は本発明による磁性材料試験器へ適用
される被試験磁性材料について説明をするための磁気増
幅器制御型スイツチング電源の回路図、第８図（ａ）は
第７図のトランス17の２次巻線端子間電圧の電圧波形、
（ｂ）は同じく可飽和リアクトル18の端子間電圧の電圧
波形、第９図はスイツチング電源に使用するのに理想的
な特性を持つ磁性材料のＢ−Ｈ曲線、第10図はスイツチ
ング電源に実際に使われる磁性材料のＢ−Ｈ曲線であ
る。 １……発振器、２……被試験磁性材料３を磁心とするコ
イル、３……被試験磁性材料、４……電圧測定回路、５
……電流測定回路、６……信号処理部、7,9……ダイオ
ード、８……抵抗、10……可変直流電圧源。
回路図、第２図は第１図で示される磁性材料試験器の一
実施例の回路を使用して測定した被試験磁性材料のＢ−
Ｈ曲線、第３図および第５図は従来の磁性材料試験器を
表わす回路図、第４図および第６図はそれぞれ第３図お
よび第５図の磁性材料試験器による被試験磁性材料のＢ
−Ｈ曲線、第７図は本発明による磁性材料試験器へ適用
される被試験磁性材料について説明をするための磁気増
幅器制御型スイツチング電源の回路図、第８図（ａ）は
第７図のトランス17の２次巻線端子間電圧の電圧波形、
（ｂ）は同じく可飽和リアクトル18の端子間電圧の電圧
波形、第９図はスイツチング電源に使用するのに理想的
な特性を持つ磁性材料のＢ−Ｈ曲線、第10図はスイツチ
ング電源に実際に使われる磁性材料のＢ−Ｈ曲線であ
る。 １……発振器、２……被試験磁性材料３を磁心とするコ
イル、３……被試験磁性材料、４……電圧測定回路、５
……電流測定回路、６……信号処理部、7,9……ダイオ
ード、８……抵抗、10……可変直流電圧源。
Claims (1)
- 【請求項１】第１の卷線と第２の卷線が卷かれた被試験
磁性材料と、 第１のダイオードと抵抗の直列体からなる第１の直列体
と、前記第１のダイオードと極性が逆の第２のダイオー
ドとその第２のダイオードの極性と極性が逆の電圧可変
電源の直列体からなる第２の直列体とを並列にした並列
体を介して前記第１の巻線に電圧を供給する発信器と、 前記第１の巻線に流れる電流を検出する電流測定回路
と、 前記第２の巻線に発生する電圧を検出する電圧検出回路
とから構成されたことを特徴とする磁性材料試験器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056795A JPH0785105B2 (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 磁性材料試験器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056795A JPH0785105B2 (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 磁性材料試験器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63223583A JPS63223583A (ja) | 1988-09-19 |
| JPH0785105B2 true JPH0785105B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=13037338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62056795A Expired - Lifetime JPH0785105B2 (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 磁性材料試験器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785105B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4677641B2 (ja) * | 2006-11-10 | 2011-04-27 | 公立大学法人首都大学東京 | リアクトル損失測定装置及びその測定方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61288182A (ja) * | 1985-06-14 | 1986-12-18 | Hitachi Metals Ltd | 交流磁気特性測定方法及びその測定装置 |
-
1987
- 1987-03-13 JP JP62056795A patent/JPH0785105B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 村上孝一「磁気応用工学」Ｐ．１１−１５Ｐ．２６−３２Ｐ．１６０−１６２朝倉書店１９８４年１２月１日 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63223583A (ja) | 1988-09-19 |
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