JPH0785677B2

JPH0785677B2 - 電圧形インバ−タの制御方法

Info

Publication number: JPH0785677B2
Application number: JP61082961A
Authority: JP
Inventors: 俊昭奥山; 孝行松井; 譲久保田; 登藤本
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-04-10
Filing date: 1986-04-10
Publication date: 1995-09-13
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JPS62239897A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は主に電圧制御形PWMインバータにおけるトルク
リプルの発生及び制御特性の劣化を防止するための制御
方法に関する。

〔従来の技術〕

一般に誘導電動機を周波数変換器あるいはインバータを
用いて速度制御する装置においては、高速応答高精度な
制御を可能にするベクトル制御が知られている。このベ
クトル制御は、かご形誘導電動機により直流電動機と同
等の性能を得る制御方式として発展してきたものであ
り、いわば直流機の整流機能を電圧的制御により行い、
磁束ベクトルと電流ベクトルとの直交関係を作って回転
速度を制御しようとするものである。

インバータ装置には、トランジスタあるいはGTOなどを
用いた電圧形インバータを使い、その出力電流を交流電
流調節器により正弦波電流指令パターンに比例するよう
に制御する方式（いわゆる電流制御形）が高速応答制御
が行えるなどの理由から用いられている。しかし最近、
交流電流調節器を削除して回路構成の簡素化と、電流調
節器及びPWM信号発生部にマイクロプロセッサを適用し
た場合における演算処理の負担の軽減化を図るために、
電圧制御形と呼ぶ方式が発表されている（Multimicropr
ocessor−Based Control System for Quick Response I
nduction Motor Drive,IEEETRANS. on INDUSTRY APPLIC
ATIONS, VoL, IA−21, No4, MAY/JUNE 1985, PP602〜60
9）。このものでは電流指令及び周波数指令に基づいて
インバータの出力電圧指令を演算し、PWM制御により出
力電圧を制御する。ところが、後述するようにインバー
タ回路の電圧降下（出力電流に対して非線形）のために
出力電圧を精度よく制御できず、そのためベクトル制御
適用時においては出力電圧指令の座標基準軸（電圧指令
基準位相）と電動機の磁束軸（誘導起電力の位相）が一
致しないことが起り、ベクトル制御の特長である高速応
答高精度な制御が満足に行えない。また、前記インバー
タの電圧降下は高調波成分（電圧降下が出力電流に対し
て非線形のため）を含むためトルクリプルを生じる。こ
れらの現象は特に低速回転において顕著である。

前述の電圧降下の発生原因については次に述べる。

パルス幅変調インバータにおいては、インバータを構成
するＰ側及びＮ側スイッチング素子を交互に導通制御し
て出力電圧をPWM制御する。しかしスイッチング素子に
はターンオフ時間によるスイッチングの遅れがあるた
め、Ｐ側及びＮ側が同時にオンしないように、一方がオ
フした後、所定時間（デッドタイム）の後に、もう一方
を遅れてオンするようにしている。

このデットタイムの影響により、特にインバータ出力周
波数が低い場合において出力電圧変動並びに歪みが大き
くなり前述した問題があった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来、この対策法として、特公昭59−8152号公報、特開
昭59−123478号公報に記載のように、インバータの出力
電流方向を検出し、この検出出力に基づいてデッドタイ
ムの影響によるインバータ出力電圧の波形歪を、補償す
る補償手段を設ける方法が知られている。しかし、これ
らの方法では、スイッチング素子のターンオフ特性のば
らつきや電流の大きさによるターンオフ時間の変動の影
響すなわち電圧降下の出力電流に対する依存性について
は補償されず充分な補償が行えない。

また、この欠点を対策する方法として、「三菱電機技
報」Vol. 58. No12.1984のpp27〜28に記載のように、イ
ンバータの瞬時出力電圧を検出し、指令信号にフィード
バック制御することによって出力電圧の波形歪を補償す
る方法が知られている。しかし、この方法では、インバ
ータの出力電圧を検出するための検出器が必要であり、
さらにインバータの出力電圧は出力周波数にほぼ比例す
るために低周波数になる程、検出が難しく充分な補償が
行えない。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、制御特性の劣化とトルクリプルの発生
を防止することのできる電圧形インバータの制御方法を
提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、インバータ出力電流検出信号に基づいてイン
バータ回路の電圧降下を推定し、さらに該電圧降下推定
値から出力電流に応じた所定量を減算し、それに基づい
て電圧指令を修正することによりインバータのスイッチ
ング素子（Ｐ側及びＮ側）の不平衡動作により生じる出
力電流の有害な直流分の発生を防止するようにしたこと
にある。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について説明する。

第１図には、本発明の一実施例が示されている。図にお
いて、PWMインバータ１は直流電圧を可変周波の交流電
圧に変換する。インバータ１は自己消弧素子と各自己消
弧素子に逆並列接続された帰還ダイオードとから構成さ
れる。自己消弧素子としてはトランジスタやゲートター
ンオフサイリスタなどのスイッチング素子が用いられ
る。インバータ１の各相U,V,Wの交流出力端に誘導電動
機２が接続されている。誘導電動機２のＵ相とＶ相及び
Ｗ相の１次電流iu,iv,iw（インバータ１の出力電流）は
電流検出器3U,3V,3Wによって検出される。速度指令回路
６の速度指令信号ωｒ＊は加算器７に加えられ、加算器
39からの速度推定信号と比較され、加算器７はそれらの偏差を出力する。速度
偏差増幅器９はその偏差に応じて、後述する電動機電流
の成分iqの指令信号iq＊を出力する。該信号iq＊は加算
器11、係数器29に加えられる。加算器11は前記信号iq＊
と座標変換器32から取り出される信号iq（詳細後述）と
の偏差を出力する、電流偏差増幅器35は前記偏差に応じ
て周波数制御信号Δωを出力する。該信号Δωは加算器
36に加えられ、そこで一次遅れ回路37からの出力信号ω
ｒ^＊＊（速度指令信号ωｒ＊に対して一次遅れの信号）
と加算され、周波数指令信号ω_１＊を出力する。

また、発振器12は、該指令信号ω_１＊に比例した周波数
で振幅が一定な正弦波信号（インバータ出力電圧の位相
基準）を出力する。該出力信号は座標変換器17,18,32に
加えられる。

電流検出器3U,3V,3Wの検出信号iu,iv,iwは３相−２相変
換器31に加えられ、交流信号iu,iv,iwがｉα,iβの２相
信号に変換される。

該信号ｉα,iβは座標変換器32に加えられ、発振器12の
正弦波信号に基づいて、信号ｉα,iβを誘導起電力に対
して、90°遅れた成分と同位相成分とに変換し、各信号
i_d，i_qを出力する。

信号i_dは加算器33に、信号i_qは加算器11及び関数発生器
38に加えられる。関数発生器38は前記信号i_qに基づいて
すべり周波数信号ωｓを出力する。加算器39は、信号ω
_１＊より前記信号ωｓを減算し、誘導電動機２の回転速
度の推定値を出力し、加算器７に加えられる。

励磁電流指令回路13は電動機の励磁電流指令i_d＊を出力
する。信号i_d＊は誘導起電力演算器14と加算器33及び係
数器40に加えられる。加算器33は前記i_d＊とi_dとの偏差
を出力し、それは、電流偏差増幅器34に加えられる。該
増幅器34は前記偏差に応じて電圧指令信号v_d＊を出力し
その出力は加算器41に加えられる。係数器40は信号i_d＊
をｋ倍して出力する。係数器40の出力信号ki_d＊は加算
器41に加えられ、そこで、電流偏差増幅器34の出力信号
v_d＊と加算し、新しい電圧指令信号v_d ^**を出力し、それ
を加算器28に加える。

係数器29は信号i_q＊をｋ倍して出力する。係数器29の出
力信号ki_q＊は加算器30に加えられ、そこで誘導起電力
演算器14の出力信号v_q＊とを加算し、新しい電圧指令信
号v_q ^**を出力し、それを加算機15に加える。ここで、加
算機15,28に加える信号Δv_d＊及びΔv_q＊については後
述する。座標変換器18において発振器12の正弦波信号に
基づいて、加算器28の出力信号v_d ^***と加算器15の出力
信号Δv_q ^***を、回転磁界座標から固定子座標に変換
し、２相交流信号ｖα＊,vβ＊を出力する。信号ｖα
＊,vβ＊は２相−３相変換器19に加えられ、周波数が周
波数指令信号ω_１＊に比例した120°位相差の電圧指令
信号v_u＊，v_v＊，v_w＊が取り出される。信号v_u＊，v
_v＊、v_w＊はそれぞれスイッチ回路20に加えられる。

スイッチ回路20の出力信号はそれぞれ比較器24U,24V,24
Wに加えられ、発振器25からのパルス幅変調制御のため
の搬送波信号と比較される。そして、PWMインバータ１
を構成するスイッチング素子をオン，オフするためのパ
ルス幅変調パルス（PWMパルス）を発生する。ゲート回
路26は比較器24U,24V,24Wの出力パルスに応じてスイッ
チング素子にゲート信号を与える。以上がベクトル制御
に関係した構成である。

次に本発明に関係するインバータの電圧降下を補償する
構成要素について述べる。

関数発生器4U,4V,4Wは、電流検出器3U,3V,3Wの出力信号
の大きさと極性に応じてインバータの電圧降下と電動機
巻線及び配線の抵抗降下に関係した信号Δv_u＊，Δv
_v＊，Δω＊，を出力する。該信号は３相−２相変換器1
6に加えられ、Δｖα＊，Δｖβ＊の２相信号に変換さ
れる。信号Δｖα＊，Δｖβ＊は座標変換器17に加えら
れ、発振器12の正弦波信号に基づいて、信号Δｖα＊，
Δｖβ＊を誘導起電力に対して90°遅れた成分と同位相
成分とに変換し、信号Δv_d＊，Δv_q＊を出力する。加算
器15は加算器30の出力信号v_q ^**と前記信号v_q＊とを加算
し、新しい電圧指令信号v_q ^***を出力する。加算器28は
信号v_d ^**と前記信号Δv_d＊を加算し、新しい電圧指令信
号v_d ^***を出力する。

先述したように、第１図は速度センサを使わないベクト
ル制御装置への本発明の適用例である。先ずベクトル制
御の動作について簡単に述べる。電流検出器3U〜3Wにて
検出した出力電流i_u〜i_wは３相−２相変換器31において
２相信号ｉα,iβに変換され、さらに座標変換器32にお
いて発振器12からの位相基準信号と乗算され、各電流成
分信号i_d及びi_qが検出される。関係式は以下である。

ここに、cosw₁ｔ及びsinw₁ｔは位相基準信号であり、−
sinw₁ｔは電動機Ｕ相の誘導起電力に位相が一致する。i
dは各相の誘導起電力に対して90度位相遅れの各相電流
成分の和であり、電動機の励磁電流に相当する。一方、
i_qは誘導起電力に同相な電流成分であり、電動機のトル
ク電流（電動機２次電流に比例）に相当する。

指令回路13からの励磁電流指令i_d＊と信号i_dの偏差が増
幅器34において増幅され、電圧指令v_d＊が取り出され、
これに応じて電動機のｄ軸電圧v_d（誘導起電力に直交な
電圧成分）が制御され、結果としてi_dがi_d＊に一致す
る。

一方、電動機のトルク、すべり周波数及び電流成分i_qは
互いに比例関係があるため、すべり演算器38において信
号i_qに基づいてすべり周波数ωｓを推定する。加算器39
において周波数指令信号ω＊からすべり推定信号ωｓを
引算し速度推定信号が検出される。速度指令信号ω_ｒ＊と信号の偏差が増巾器９において増巾され、トルク電流指令i_q
＊が取り出される。さらに増巾器35においてi_q＊とi_qの
偏差が増巾され、その出力信号Δωに応じて周波数指令
ω_１＊が決定される。このとき、i_qがi_q＊に比べ小であ
ればω_１＊が上昇し、すべり周波数が増加方向に変化し
てi_qは増加する。以上の逆は全く逆の動作が行われ、i_q
はi_q＊に一致するように制御される。

また、信号ω_１＊とi_d＊が乗算され電圧指令v_q＊が取り
出され、これに応じて電動機のｑ軸電圧v_q（誘導起電力
に同相な電圧成分）が制御され、結果として誘導起電力
と周波数の比が一定と（磁束一定）となるように制御さ
れる。

以上のようにして、励磁電流指令i_d＊に応じて電動機磁
束が所定値に、またトルク電流指令i_q＊に応じてすべり
周波数及びトルクが制御される。このように、本制御装
置においては各電流指令i_d＊，i_q＊及び電流成分検出信
号i_d及びi_qに基づいて電圧指令v_d＊及びv_q＊を演算し、
これを座標変換器18及び２相−３相変換器19により固定
子座標量（３相交流）に変換し、インバータ出力電圧の
瞬時値指令v_u＊〜v_w＊を演算し、これに比例するように
インバータ出力電圧を制御する。

ここで、１つの問題が存在する。すなわち、電圧指令v_U
＊〜v_w＊と実際の出力電圧の関係は後述する理由から非
線形特性を有するため、電圧指令通り出力電圧を制御で
きずベクトル制御が満足に行えない。なぜなら、上述よ
り電圧指令v_d＊，v_q＊と実際の電動機電圧v_d，v_qが一致
せず本来は一致すべき誘導起電力と発振器12の位相基準
信号の位相が一致しなくなる結果、信号i_d，i_qの検出及
び前述した制御動作が不確実となり、ベクトル制御の特
長である高速応答で安定な運転が行えない。

前述した非線形特性の原因について次に述べる。

インバータ１を構成するスイッチング素子にはターンオ
フに時間遅れがあり、それによる正側、負側アームの短
絡を防止するために、PWMパルスに基づいたゲート信号
には、第２図（ｂ），（ｃ）に図示する破線で示した時
間t_dのオンデレイ（デッドタイム）を設ける。通常オン
デレイ時間t_dはスイッチング素子のターンオフ時間の２
〜３倍に設定される。今、このオンデレイ時間t_dを無視
してＵ−Ｖ相間の線間電圧（＝E_U-N−E_V-N）を求める
と、第２図（ｄ）の実線で示す波形となる。次に、オン
デレイ時間t_dを考慮してＵ−Ｖ相間の線間電圧を求め
る。インバータ１の出力電流がインバータ１から電動機
２へ流込む方向を正極性とする。いまＵ相電流を正,V相
電流を負と仮定すると、Ｕ相では、オンデレイ期間は、
電流が負側アームのスイッチング素子に逆並列に設けら
れたダイオードを介して流れる。このため、オンデレイ
期間のＵ間の電位は−となる。一方、電流が負に流れて
いるＶ相では、オンデレイ期間は、電流が正側アームの
ダイオードを介して流れる。このため、オンデレイ期間
のＶ相の電位は＋となる。以上より、オンデレイ時間を
考慮したＵ相,V相は第２図（ｅ），（ｆ）のようにな
る。これより、Ｕ−Ｖ相間の線間電圧（＝V_u-n−V_v-n）
は第２図（ｄ）の破線で示す波形（ハッチングを施した
部分）となり、オンデレイ時間を無視した場合の実線の
波形に比べ面積が小さい。

また、スイッチング素子のターンオフ時間はスイッチン
グ素子を流れる電流（インバータ１の出力電流）の大き
さによって変化することが知られている。従って、オン
デレイ期間中における正側，負側アームのスイッチング
素子が同時にオフする期間は、インバータ１の出力電流
の大きさによって変化する。すなわち、第２図（ｄ）の
オンデレイ時間を考慮した破線の波形のハッチング部分
の大きさは、インバータ１の出力電流の大きさに応じて
変化する。

以上のようにオンデレイによる電圧降下は、スイッチン
グ素子のオンオフ周期毎に生じるものであり、PWMスイ
ッチング周波数がインバータ出力周波数に比べ十分に高
ければ、電圧降下（基本波成分）の位相はインバータ出
力電流と同位相であり、この点において抵抗降下に同様
である。

一方、電圧降下の大きさは出力電流に対し非線形であ
る。その特性は次のようにして測定できる。

いま、各相電圧指令信号v_u＊〜v_w＊をv_u＊＝v_dc＊ v_v
＊＝−v_dc＊，v_w＊＝０と設定し、インバータより電動
機に直流電流を流した場合における電動機の等価回路を
第３図に示す。ここに、Ｅは前述したインバータの電圧
降下、Ｒは電動機巻線及びインバータと電動機間の配線
ケーブルの抵抗である。このとき、電圧指令v_dc＊とイ
ンバータ出力電流i_dc（直流）の関係は次式にて示され
る。

v_dc＊＝Ri_dc＋Ｅ（i_dc）すなわち、v_dc＊よりRi_dcとＥを測定できる。ここで、
Ｒが既知であれば、Ri_dcとＥの分離が可能である。電圧
降下の測定結果の一例を第４図に示す。図示より電圧降
下の大きさは出力電流に対して非線形であり、そのため
出力電流が交流である場合には電圧降下は高調波成分を
含むようになる。

そこで、予め電圧降下Ｅ及び抵抗降下Riを測定してお
き、その特性を関数発生器（メモリ）4U〜4Wに設定し、
それよりＥ及びRiを出力電流に応じて取り出し、各電圧
降下を補償するようにする部分が、関数発生器4U〜4W、
３相−２相変換器16、座標変換器17及び加算器15,28で
ある。すなわち、上述した構成において電圧降下信号Δ
vu＊〜Δvw＊を２相信号Δｖα＊，Δｖβ＊に変換し、
さらに回転磁界座標量Δv_d＊，Δvq＊に変換して加算器
15,28に加え、v_d＊及びv_q＊（v_q ^**）を修正しv_d ^**及びv
_q ^***を取り出す。以上のようにして各電圧降下を予想し
電圧降下を補償するため、電動機の誘導起電力を電圧指
令v_d＊及びv_q＊（v_q ^**）に一致するように制御できる。

ところで、関数発生器の入出力特性としてインバータの
電圧降下Ｅ及び抵抗降下Riでの和を設定すれば、両電圧
降下を補償できるが、インバータのスイッチング素子の
正側の負側の不平衡動作により生じるインバータ出力電
圧直流分による出力電流の直流分の発生を抑制すること
ができない。そのため出力電流に関係した量をＥ及びRi
の和から引算し、それに基づいて補償することが良い場
合がある。すなわち、関数発生器4U〜4Wの内容を一例と
して次式に従い設定する。

関数発生器の出力＝（Ｒ−ｋ）ｉ＋Ｅここに、kiは上述した出力電流に関係した量である。な
お、この値はｉに比例である必要はなく、ｉに関係した
量であれば同様の効果がある。

また、インバータ１の出力電流に比例する抵抗降下成分
は、係数器40と係数器29においてゲインＫ（＝Ｒ＋ｋ）
が乗ぜられ、加算器41,30に加えられる。このようにす
ると、インバータ１のオンデレイ時間による電圧低下及
び誘導電動機２の巻線抵抗と配線抵抗による電圧低下分
を含めて補償できるので、誘導電動機２の誘導起電力は
誘導起電力演算器14の出力信号v_q＊と良く一致する。そ
の結果、前述した制御性能の劣化を防止することができ
る。

次に、関数発生器の内容を自動設定する方法について述
べる。

インバータの電圧降下Ｅはインバータに固有であるが、
抵抗降下Riは接続される電動機及び配線の抵抗により変
化する。したがって、それに応じて関数発生器4U〜4Wの
内容を設定する必要があるがはん雑である。そこで、こ
れら電圧降下を自動測定し関数発生器の内容を自動設定
する方法について述べる。

第１図に示す、21,22U〜22W、スイッチ回路20及びメー
タ５が関係の構成である。

先ず、電動機の実運転に先立ちＥ及びRiを次のようにし
て測定する。すなわち、直流電圧指令器より直流電圧指
令v_dc＊を出力し、22U〜22Wにより各相の電圧指令v_u＊
〜v_w＊を各々、v_u＊＝v_dc＊，v_v＊＝−v_dc＊，v_w＊＝０
に設定する。このときスイッチ回路20はａ側に切換えら
れる。このとき、インバータから電流i_dcが流れるが、
その際のi_dcに対するv_dc＊を測定すれば第４図に示した
ようになる。この特性を関数発生器4U〜4Wに設定する。

実運転に際しては、スイッチ回路をｂ側に切替え、２相
−３相変換器19の出力信号v_u＊〜v_w＊に応じて出力電圧
を制御する。このとき、関数発生器4U〜4Wの信号Δv_u＊
〜Δv_w＊に応じて電圧降下が補償されることは前述した
通りである。なお前述したように、インバータ出力電流
の直流分の発生を防止するために、出力電流に関係した
量を前記測定結果より引算し、その特性を関数発生器に
設定することもできる。

なお、上述の実施例においては動作説明を解り易くする
ためアナログ回路にて発明したが、マイクロプロセッサ
を用いたディジタル制御ユニットに対しても本発明を適
用できることは明らかである。

第５図は本発明の他の実施例である。第１図と同一物に
は同じ番号を付しているので説明を省略する。第１図と
異なる点は、関数発生器4U,4V,4Wの出力を交流の電圧指
令信号v_u＊、v_v＊，v_w＊に各々加算する点である。

２相−３相変換器19は周波数が周波数指令信号ω₁＊に
比例した120°位相差の電圧指令信号v_u＊，v_v＊，v_w＊
を出力する。電圧指令信号v_u＊，v_v＊、ｖωはそれぞれ
加算器40U,40V,40Wに加えられる。加算器40U,40V,40Wは
電圧指令信号v_u＊，v_v＊,vω＊と関数発生器4U,4V,4Wの
出力信号Δv_u＊，Δv_v＊，Δｖω＊と図示の極性で加算
し、電圧指令信号v_u ^**，v_v ^**,vω^**を出力する。電圧指
令信号v_u ^**，v_v ^**，vω^**はそれぞれスイッチ回路20に
加えられる。

本実施例によれば、第１図の実施例と同様の効果が得ら
れると共に、第１図の実施例で必要であった変換器16,1
7を省略することができ、構成が簡単となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、配線及び電動機
の一次抵抗の電圧降下並びに、オンデレイによるインバ
ータの内部電圧降下が補償されるので、低速低周波で安
定した制御が行える。また、インバータの出力電流の直
流分の発生が抑制されるので、トルクリプルが生じない
という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すPWMインバータ装置の
回路構成図、第２図はPWMインバータ装置の動作を説明
する動作波形図、第３図は本発明の動作原理を説明する
回路構成図、第４図は本発明の動作原理を説明する特性
曲線図、第５図は本発明の他の実施例を示すPWMインバ
ータ装置の回路構成図である。１……インバータ、２……誘導電動機、３……電流検出
器、４……関数発生器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者藤本登茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (56)参考文献特開昭60−118082（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電動機に可変電圧可変周波数の交流を
供給する電圧形インバータであって、該電圧形インバー
タの出力電圧を出力電圧指令に応じて制御する電圧形イ
ンバータの制御方法において、前記インバータの出力電流を検出し、該出力電流検出値
に基づいて求めた前記インバータのオンデレイによる電
圧降下と、前記出力電流検出値に応じて求めた前記イン
バータを構成する主回路のブリッジ接続されたスイッチ
ング素子の正側アームと負側アームの不平衡動作により
生じるインバータ出力電圧直流分との和に応じて前記出
力電圧指令を修正することを特徴とする電圧形インバー
タの制御方法。