JPH0786844A - 低歪み率増幅器 - Google Patents
低歪み率増幅器Info
- Publication number
- JPH0786844A JPH0786844A JP5227644A JP22764493A JPH0786844A JP H0786844 A JPH0786844 A JP H0786844A JP 5227644 A JP5227644 A JP 5227644A JP 22764493 A JP22764493 A JP 22764493A JP H0786844 A JPH0786844 A JP H0786844A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- field effect
- effect transistor
- output
- line
- phase shifter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低歪み率増幅器に関し、基本波に対する伝送
特性を保ちつつ、第二高調波を低減でき、且つ、電力効
率の高い低歪み率増幅器を提供することを目的とする。 【構成】 第一の電界効果トランジスタのソースを第二
の電界効果トランジスタのドレインに接続し、該第一の
電界効果トランジスタのゲートを入力ラインに接続し
て、周波数ｆの信号を印加し、前記第一の電界効果トラ
ンジスタのドレインを出力ラインに接続し、出力ライン
には第二高調波に対する１／４波長結合線路を結合し、
該結合線路から出力の一部を分岐し、該分岐した出力
を、２ｆ近傍の周波数を通過帯域とする帯域ろ波器に入
力し、該帯域ろ波器の周波数２ｆの出力信号を移相器に
印加し、該移相器の位相シフト量を、結合線路から移相
器出力までの位相シフトが３６０度になるように設定
し、該位相シフトを設定された周波数２ｆの信号を第二
の電界効果トランジスタのゲートに印加するように構成
する。
特性を保ちつつ、第二高調波を低減でき、且つ、電力効
率の高い低歪み率増幅器を提供することを目的とする。 【構成】 第一の電界効果トランジスタのソースを第二
の電界効果トランジスタのドレインに接続し、該第一の
電界効果トランジスタのゲートを入力ラインに接続し
て、周波数ｆの信号を印加し、前記第一の電界効果トラ
ンジスタのドレインを出力ラインに接続し、出力ライン
には第二高調波に対する１／４波長結合線路を結合し、
該結合線路から出力の一部を分岐し、該分岐した出力
を、２ｆ近傍の周波数を通過帯域とする帯域ろ波器に入
力し、該帯域ろ波器の周波数２ｆの出力信号を移相器に
印加し、該移相器の位相シフト量を、結合線路から移相
器出力までの位相シフトが３６０度になるように設定
し、該位相シフトを設定された周波数２ｆの信号を第二
の電界効果トランジスタのゲートに印加するように構成
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、低歪み増幅器に係り、
特に、基本波に対する伝送特性を保ちつつ、第二高調波
を低減でき、且つ、電力効率の高い低歪み率増幅器を提
供することを目的とする。
特に、基本波に対する伝送特性を保ちつつ、第二高調波
を低減でき、且つ、電力効率の高い低歪み率増幅器を提
供することを目的とする。
【０００２】アナログ信号を伝送する通信システムに使
用される増幅器には、信号に対する伝送特性の他に雑
音、高調波歪み特性が良好であることと、電力効率が高
いことが要請される。特に、高調波歪みと電力効率は関
係が深く、一般に歪みを改善するにはバイアス電圧とバ
イアス電流に余裕をもたせる必要から、電力効率を犠牲
にした設計が強いられ、電力効率が悪くなる。
用される増幅器には、信号に対する伝送特性の他に雑
音、高調波歪み特性が良好であることと、電力効率が高
いことが要請される。特に、高調波歪みと電力効率は関
係が深く、一般に歪みを改善するにはバイアス電圧とバ
イアス電流に余裕をもたせる必要から、電力効率を犠牲
にした設計が強いられ、電力効率が悪くなる。
【０００３】高調波歪みは、増幅器に使用される能動素
子の入出力特性が完全な直線特性でないことによって生
ずる。一般に出力特性を表わす多項式は、入力をｘで表
せば、ａ0 ＋ａ1 ｘ＋ａ2 ｘ2 ＋ａ3 ｘ3 ＋ａ4 ｘ4 ＋
・・・と表現できる。但し、ａ0 は直流項である。この
多項式における係数には、ａ1 ≫ａ0 、ａ1 ≫ａ2 ≫ａ
3 ≫ａ4 ≫・・・の関係が成立するのが通常である。従
って、低歪み増幅器を実現するためには特に二次の項の
影響を小さくすればよい。
子の入出力特性が完全な直線特性でないことによって生
ずる。一般に出力特性を表わす多項式は、入力をｘで表
せば、ａ0 ＋ａ1 ｘ＋ａ2 ｘ2 ＋ａ3 ｘ3 ＋ａ4 ｘ4 ＋
・・・と表現できる。但し、ａ0 は直流項である。この
多項式における係数には、ａ1 ≫ａ0 、ａ1 ≫ａ2 ≫ａ
3 ≫ａ4 ≫・・・の関係が成立するのが通常である。従
って、低歪み増幅器を実現するためには特に二次の項の
影響を小さくすればよい。
【０００４】
【従来の技術】図６は、従来の低歪み増幅器の構成であ
る。尚、図６においてはバイアス回路などを省略して表
示している。
る。尚、図６においてはバイアス回路などを省略して表
示している。
【０００５】図６において、１は電界効果トランジス
タ、３は入力ライン、４は出力ライン、９は第二高調波
に対する１／４波長（基本波に対する１／８波長）オー
プンスタブである。
タ、３は入力ライン、４は出力ライン、９は第二高調波
に対する１／４波長（基本波に対する１／８波長）オー
プンスタブである。
【０００６】図６の構成においては、電界効果トランジ
スタ１で発生した偶数次高調波は、第二高調波に対する
オープンスタブで全反射されるので、出力端子４からは
出力されない。従って、オープンスタブを設けないで同
等の歪み率にする場合に比較して、トランジスタの消費
電力は小さくてよい。
スタ１で発生した偶数次高調波は、第二高調波に対する
オープンスタブで全反射されるので、出力端子４からは
出力されない。従って、オープンスタブを設けないで同
等の歪み率にする場合に比較して、トランジスタの消費
電力は小さくてよい。
【０００７】しかし、基本波に対する１／８波長のオー
プンスタブは、基本波に対しては有限のインピーダンス
を呈する（オープンスタブを見込んだインピーダンスは
基本波に対して無限大にはならない）ので、基本波に対
する伝送特性が劣化ずるという問題がある。
プンスタブは、基本波に対しては有限のインピーダンス
を呈する（オープンスタブを見込んだインピーダンスは
基本波に対して無限大にはならない）ので、基本波に対
する伝送特性が劣化ずるという問題がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
に対処して、基本波に対する伝送特性を保ちつつ、第二
高調波を逓減でき、且つ、電力効率を改善できる低歪み
率増幅器を提供することを目的とする。
に対処して、基本波に対する伝送特性を保ちつつ、第二
高調波を逓減でき、且つ、電力効率を改善できる低歪み
率増幅器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理を
示す図である。図１において、１と２は電界効果トラン
ジスタ、３は入力ライン、４は出力ライン、５は第二高
調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線路の終端
抵抗、７は第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波
器、８は移相器である。図１においても、バイアス回路
を省略して図示している。
示す図である。図１において、１と２は電界効果トラン
ジスタ、３は入力ライン、４は出力ライン、５は第二高
調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線路の終端
抵抗、７は第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波
器、８は移相器である。図１においても、バイアス回路
を省略して図示している。
【００１０】図１の特徴は、二つの電界効果トランジス
タをトーテムポール接続し、電界効果トランジスタ１の
ゲートに信号を入力し、出力ラインに設けた結合線路に
よって出力の一部を分岐し、抽出した第二高調波の位相
シフトを移相器でトータル３６０度にして電界効果トラ
ンジスタ２のゲートに印加する構成である。
タをトーテムポール接続し、電界効果トランジスタ１の
ゲートに信号を入力し、出力ラインに設けた結合線路に
よって出力の一部を分岐し、抽出した第二高調波の位相
シフトを移相器でトータル３６０度にして電界効果トラ
ンジスタ２のゲートに印加する構成である。
【００１１】図２は、本発明の第二の原理である。図２
において、１と２は電界効果トランジスタ、３は入力ラ
イン、４は出力ライン、５は第二高調波に対する１／４
波長結合線路、６は結合線路の終端抵抗、７は第二高調
波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８は移相器であ
る。図１においても、バイアス回路を省略して図示して
いる。
において、１と２は電界効果トランジスタ、３は入力ラ
イン、４は出力ライン、５は第二高調波に対する１／４
波長結合線路、６は結合線路の終端抵抗、７は第二高調
波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８は移相器であ
る。図１においても、バイアス回路を省略して図示して
いる。
【００１２】図２の特徴は、二つの電界効果トランジス
タのドレインとソースを並列接続し、電界効果トランジ
スタ１のゲートに信号を入力し、出力ラインに設けた第
二高調波に対する１／４波長結合線路によって出力の一
部をを分岐し、抽出した第二高調波の位相シフトを移相
器でトータル３６０度にして電界効果トランジスタ２の
ゲートに印加する構成である。
タのドレインとソースを並列接続し、電界効果トランジ
スタ１のゲートに信号を入力し、出力ラインに設けた第
二高調波に対する１／４波長結合線路によって出力の一
部をを分岐し、抽出した第二高調波の位相シフトを移相
器でトータル３６０度にして電界効果トランジスタ２の
ゲートに印加する構成である。
【００１３】
【作用】図１の、結合線路、帯域ろ波器、移相器、電界
効果トランジスタ２によって構成される帰還路は、帯域
ろ波器を通過できるのは第二高調波だけであるから、第
二高調波についてのみ考える。
効果トランジスタ２によって構成される帰還路は、帯域
ろ波器を通過できるのは第二高調波だけであるから、第
二高調波についてのみ考える。
【００１４】図１における電界効果トランジスタ１のド
レインにおいて、第二高調波の電位が上昇したとする。
この時、第二高調波の電流は負荷に流れ込む方向、即
ち、電界効果トランジスタ１のドレインから流れ出す方
向である。この第二高調波が帰還路に分岐され、且つ、
結合線路から移相器出力までにおいてトータル３６０度
位相をシフトを受けるので、電界効果トランジスタ２の
ゲートにおいては、第二高調波の電位は上昇する。電界
効果トランジスタ２のゲートの電位が上昇するとドレイ
ンの電位は低下する。ドレインの電位が低下する時には
電界効果トランジスタ２のドレインに電流が流れ込み、
この電流がトランジスタ１を経由して出力ラインに流れ
るので、出力ラインで第二高調波は相殺される。即ち第
二高調波に対して負帰還ループが形成される。
レインにおいて、第二高調波の電位が上昇したとする。
この時、第二高調波の電流は負荷に流れ込む方向、即
ち、電界効果トランジスタ１のドレインから流れ出す方
向である。この第二高調波が帰還路に分岐され、且つ、
結合線路から移相器出力までにおいてトータル３６０度
位相をシフトを受けるので、電界効果トランジスタ２の
ゲートにおいては、第二高調波の電位は上昇する。電界
効果トランジスタ２のゲートの電位が上昇するとドレイ
ンの電位は低下する。ドレインの電位が低下する時には
電界効果トランジスタ２のドレインに電流が流れ込み、
この電流がトランジスタ１を経由して出力ラインに流れ
るので、出力ラインで第二高調波は相殺される。即ち第
二高調波に対して負帰還ループが形成される。
【００１５】図２においても、出力ラインに結合された
結合線路からとり出された第二高調波はトータル３６０
度の位相シフトを受けて電界効果トランジスタ２のゲー
トに印加されるので、第二高調波に対する負帰還ループ
が形成され、出力ラインの第二高調波は低減される。
結合線路からとり出された第二高調波はトータル３６０
度の位相シフトを受けて電界効果トランジスタ２のゲー
トに印加されるので、第二高調波に対する負帰還ループ
が形成され、出力ラインの第二高調波は低減される。
【００１６】
【実施例】図３は、本発明の実施例で、図１の原理に対
して図示している。図３において、１と２は電界効果ト
ランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５は第二高
調波にたいする１／４波長結合線路、６は結合線路の終
端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成した第
二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ａはマイ
クロストリップラインで形成した移相器である。この場
合には、マイクロストリップラインの長さを適正に設定
して、結合線路、帯域ろ波器、移相器のトータルで３６
０度に調整する。
して図示している。図３において、１と２は電界効果ト
ランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５は第二高
調波にたいする１／４波長結合線路、６は結合線路の終
端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成した第
二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ａはマイ
クロストリップラインで形成した移相器である。この場
合には、マイクロストリップラインの長さを適正に設定
して、結合線路、帯域ろ波器、移相器のトータルで３６
０度に調整する。
【００１７】尚、結合線路、帯域ろ波器、ストリップラ
インによる移相器を用いた、第二高調波を抽出して電界
効果トランジスタ２のゲートに印加する構成は、図２の
原理にも適用できる。
インによる移相器を用いた、第二高調波を抽出して電界
効果トランジスタ２のゲートに印加する構成は、図２の
原理にも適用できる。
【００１８】図４は、本発明の第二の実施例で、図１の
原理に対して図示している。図４において、１と２は電
界効果トランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５
は第二高調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線
路の終端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成
した第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ｂ
は遅延素子として動作する電界効果トランジスタ、８ｃ
は該電界効果トランジスタのゲート端子である。
原理に対して図示している。図４において、１と２は電
界効果トランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５
は第二高調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線
路の終端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成
した第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ｂ
は遅延素子として動作する電界効果トランジスタ、８ｃ
は該電界効果トランジスタのゲート端子である。
【００１９】電界効果トランジスタのゲートに印加する
電位の変化によって、ゲート電極下の空乏層が変化し、
等価的にチャネル長が変化するために電界効果トランジ
スタを移相器として使用できる。そして、ゲートに印加
する電位によって位相シフトを調整し、結合器から移相
器出力までのトータルの位相シフトを３６０度に調整す
る。
電位の変化によって、ゲート電極下の空乏層が変化し、
等価的にチャネル長が変化するために電界効果トランジ
スタを移相器として使用できる。そして、ゲートに印加
する電位によって位相シフトを調整し、結合器から移相
器出力までのトータルの位相シフトを３６０度に調整す
る。
【００２０】尚、結合線路、帯域ろ波器、電界効果トラ
ンジスタによる移相器を用いた、第二高調波を抽出して
電界効果トランジスタ２のゲートに印加する構成は、図
２の原理にも適用できる。
ンジスタによる移相器を用いた、第二高調波を抽出して
電界効果トランジスタ２のゲートに印加する構成は、図
２の原理にも適用できる。
【００２１】図５は、本発明の第三の実施例で、図１の
原理に対して図示している。図５において、１と２は電
界効果トランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５
は第二高調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線
路の終端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成
した第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ｄ
は分岐線路ハイブリッド・カプラー、８ｅと８ｆは接合
ダイオード、８ｇと８ｈは接合ダイオードのカソードの
電位を設定するための端子である。ここで、８ｄ乃至８
ｈにより移相器を形成している。詳細は、Ｊ．Ｆ．ホワ
イト著の「マイクロ波半導体光学」（ＣＱ出版）にゆず
るが、ダイオードのカソード電位を調整することによ
り、回路内部の反射を変えて位相シフトを調整可能にし
ている回路である。この位相シフトを、結合器から移相
器出力までの位相シフトが３６０度になるように設定す
る。
原理に対して図示している。図５において、１と２は電
界効果トランジスタ、３は入力端子、４は出力端子、５
は第二高調波に対する１／４波長結合線路、６は結合線
路の終端抵抗、７ａはマイクロストリップラインで形成
した第二高調波近傍を通過帯域とする帯域ろ波器、８ｄ
は分岐線路ハイブリッド・カプラー、８ｅと８ｆは接合
ダイオード、８ｇと８ｈは接合ダイオードのカソードの
電位を設定するための端子である。ここで、８ｄ乃至８
ｈにより移相器を形成している。詳細は、Ｊ．Ｆ．ホワ
イト著の「マイクロ波半導体光学」（ＣＱ出版）にゆず
るが、ダイオードのカソード電位を調整することによ
り、回路内部の反射を変えて位相シフトを調整可能にし
ている回路である。この位相シフトを、結合器から移相
器出力までの位相シフトが３６０度になるように設定す
る。
【００２２】尚、結合線路、帯域ろ波器、分岐線路ハイ
ブリッド・カプラーを適用した移相器を用いた、第二高
調波を抽出して電界効果トランジスタ２のゲートに印加
する構成は、図２の原理にも適用できる。
ブリッド・カプラーを適用した移相器を用いた、第二高
調波を抽出して電界効果トランジスタ２のゲートに印加
する構成は、図２の原理にも適用できる。
【００２３】図３から図５の説明において省略してきた
が、本発明の複数の実施例では出力ラインに第二高調波
を反射するオープンスタブを使用していない。これは、
負帰還によって第二高調波が減衰するために、オープン
スタブが不要になるからである。従って、基本波に対す
る出力ラインの伝送特性が改善される。又、負帰還によ
って第二高調波を減衰させる回路であるので、電界効果
トランジスタのバイアス電圧／電流を大きくして歪み率
を改善する必要がなく、回路の電力効率を改善できる。
が、本発明の複数の実施例では出力ラインに第二高調波
を反射するオープンスタブを使用していない。これは、
負帰還によって第二高調波が減衰するために、オープン
スタブが不要になるからである。従って、基本波に対す
る出力ラインの伝送特性が改善される。又、負帰還によ
って第二高調波を減衰させる回路であるので、電界効果
トランジスタのバイアス電圧／電流を大きくして歪み率
を改善する必要がなく、回路の電力効率を改善できる。
【００２４】ところで、上記においては、一貫して能動
素子として電界効果トランジスタを適用した回路で説明
してきたが、図１、図２の原理は通常のバイポーラ・ト
ランジスタに対しても適用できる。バイポーラ・トラン
ジスタを適用する場合には、コレクタ、ベース、エミッ
タを電界効果トランジスタのドレイン、ゲート、ソース
に対応させればよい。ただし、第二の実施例において位
相シフト用に用いた電界効果トランジスタはバイポーラ
・トランジスタに置換することはできない。
素子として電界効果トランジスタを適用した回路で説明
してきたが、図１、図２の原理は通常のバイポーラ・ト
ランジスタに対しても適用できる。バイポーラ・トラン
ジスタを適用する場合には、コレクタ、ベース、エミッ
タを電界効果トランジスタのドレイン、ゲート、ソース
に対応させればよい。ただし、第二の実施例において位
相シフト用に用いた電界効果トランジスタはバイポーラ
・トランジスタに置換することはできない。
【００２５】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明により基本波
に対する伝送特性を保ちつつ、第二高調波を抑圧できる
低歪み増幅器を実現できる。更に、回路の電力効率も改
善できる。
に対する伝送特性を保ちつつ、第二高調波を抑圧できる
低歪み増幅器を実現できる。更に、回路の電力効率も改
善できる。
【図１】 本発明の原理。
【図２】 本発明の第二の原理。
【図３】 本発明の実施例。
【図４】 本発明の第二の実施例。
【図５】 本発明の第三の実施例。
【図６】 従来の低歪み増幅器の構成。
１、２ 電界効果トランジスタ ３ 入力端子 ４ 出力端子 ５ 第二高調波に対する１／４波長結合線路。 ６ 結合線路の終端抵抗 ７ 帯域ろ波器 ８ 移相器
Claims (5)
- 【請求項１】 第一の電界効果トランジスタ（１）のソ
ースを第二の電界効果トランジスタ（２）のドレインに
接続し、該第二の電界効果トランジスタのソースは交流
的にアースし、 前記第一の電界効果トランジスタのゲートを入力ライン
（３）に接続して信号を印加し、該第一の電界効果トラ
ンジスタのドレインを出力ライン（４）に接続し、 出力ラインに結合した、第二高調波に対する（２ｎ＋
１）／４波長結合線路（５）から出力の一部を分岐し、 該分岐した出力を、第二高調波近傍の周波数を通過帯域
とする帯域ろ波器（７）に入力し、 該帯域ろ波器からの出力信号を移相器（８）に印加し、 該移相器の位相シフト量を、結合線路から移相器出力ま
での位相シフトが３６０度になるように設定し、 該位相シフトされた信号を前記第二の電界効果トランジ
スタのゲートに印加することを特徴とする低歪み率増幅
器。 - 【請求項２】 第一、第二の電界効果トランジスタのド
レインを接続し、該接続されたドレインを出力ラインに
接続し、該第一、第二の電界効果トランジスタのソース
は交流的にアースし、 該第一の電界効果トランジスタのゲートを入力ラインに
接続して、周波数ｆの信号を印加し、 出力ラインに結合した、第二高調波に対する（２ｎ＋
１）／４波長結合線路（５）から出力の一部を分岐し、 該分岐した出力を、第二高調波近傍の周波数を通過帯域
とする帯域ろ波器（７）に入力し、 該帯域ろ波器からのの出力信号を移相器（８）に印加
し、 該移相器の位相シフト量を、結合線路から移相器出力ま
での位相シフトが３６０度になるように設定し、 該位相シフトされた信号を前記第二の電界効果トランジ
スタのゲートに印加することを特徴とする低歪み率増幅
器。 - 【請求項３】 請求項１、２記載の低歪み率増幅器であ
って、 移相器として、 ストリップラインによって形成した移相器を適用するこ
とを特徴とする低歪み率増幅器。 - 【請求項４】 請求項１、２記載の低歪み率増幅器であ
って、 移相器として、 第三の電界効果トランジスタを設け、該第三の電界効果
トランジスタのドレインとソースの一方を帯域ろ波器の
出力端子に接続し、ドレインとソースのもう一方を第二
の電界効果トランジスタのゲートに接続し、第三の電界
効果トランジスタのゲートの電位を可変にした構成の移
相器を適用することを特徴とする低歪み率増幅器。 - 【請求項５】 請求項１、２記載の低歪み率増幅器であ
って、 移相器として、 分岐線路ハイブリッド・カプラーの第一のポートを帯域
ろ波器の出力端子に接続し、第二のポートを第二の電界
効果トランジスタのゲートに接続し、第三、第四のポー
トには各々接合ダイオードのカソードを接続し、該接合
ダイオードのアノードはアースし、前記分岐線路ハイブ
リッド・カプラーの第三、第四のポートの電位を可変に
した構成の移相器を適用することを特徴とする低歪み率
増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5227644A JPH0786844A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 低歪み率増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5227644A JPH0786844A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 低歪み率増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0786844A true JPH0786844A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16864114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5227644A Pending JPH0786844A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 低歪み率増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0786844A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10107554A (ja) * | 1996-09-20 | 1998-04-24 | Nokia Mobile Phones Ltd | 増幅システム |
| JP2010011348A (ja) * | 2008-06-30 | 2010-01-14 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 歪補償回路及び歪補償方法 |
| CN111406366A (zh) * | 2017-09-20 | 2020-07-10 | 克里公司 | 宽带谐波匹配网络 |
-
1993
- 1993-09-14 JP JP5227644A patent/JPH0786844A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10107554A (ja) * | 1996-09-20 | 1998-04-24 | Nokia Mobile Phones Ltd | 増幅システム |
| JP2010011348A (ja) * | 2008-06-30 | 2010-01-14 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 歪補償回路及び歪補償方法 |
| CN111406366A (zh) * | 2017-09-20 | 2020-07-10 | 克里公司 | 宽带谐波匹配网络 |
| CN111406366B (zh) * | 2017-09-20 | 2024-05-10 | 沃孚半导体公司 | 宽带谐波匹配网络 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1122357C (zh) | 微波混频电路 | |
| US6320462B1 (en) | Amplifier circuit | |
| JP2513146B2 (ja) | 高効率増幅回路 | |
| US20130076446A1 (en) | Rf device with compensatory resonator matching topology | |
| KR20090071834A (ko) | 고조파 동조를 이용한 도허티 증폭기 | |
| WO2024067226A1 (zh) | 一种平衡式射频功率放大器、射频前端模块及电子设备 | |
| JPH0732335B2 (ja) | 高周波増幅器 | |
| KR102666474B1 (ko) | 주파수 선택성 임피던스 정합 네트워크를 갖춘 rf 전력 증폭기 | |
| US6759908B2 (en) | High frequency power amplifier | |
| CN114978045A (zh) | 一种双频Doherty功率放大器及射频分立器件 | |
| CN110808716A (zh) | 一种Doherty射频功率放大器及其输出匹配网络结构 | |
| CN117546407A (zh) | 结合内部连接的输出集成晶体管放大器器件封装 | |
| CA1283178C (en) | Distributed amplifier circuits | |
| JPH0786844A (ja) | 低歪み率増幅器 | |
| US4380022A (en) | Monolithic fully integrated class B push-pull microwave GaAs MESFET with differential inputs and outputs with reduced Miller effect | |
| US7176769B1 (en) | Harmonic termination circuit for medium bandwidth microwave power amplifiers | |
| WO2023083383A1 (en) | Power amplifier | |
| US5053719A (en) | Wide-band push-pull amplifier | |
| US20010017556A1 (en) | Frequency multiplier without spurious oscillation | |
| JPH04298105A (ja) | 半導体増幅器 | |
| US11677358B2 (en) | Power amplifier circuit | |
| Yoshimasu et al. | High-efficiency HBT MMIC linear power amplifier for L-band personal communications systems | |
| CN112968672B (zh) | 一种对称Doherty功放结构及射频收发机 | |
| JPH11298260A (ja) | 電力増幅器 | |
| US20250080065A1 (en) | Amplifier circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020917 |