JPH0786972A

JPH0786972A - 適応等化器

Info

Publication number: JPH0786972A
Application number: JP5248789A
Authority: JP
Inventors: Shingo Okamoto; 真吾岡本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-09-09
Filing date: 1993-09-09
Publication date: 1995-03-31

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は適応アンテナアレイ機能を発揮しな
がらマルチパスフェージングによる波形歪みと干渉妨害
波の除去を行う適応等化器に関し、希望波と干渉波の到
来方向が一致していても希望波の受信ＳＮ比を最大化し
ながら干渉波を抑圧もしくは低減することができる適応
等化器を実現することを目的とする。【構成】無線周波数の半波長間隔に配置されているア
ンテナ素子１０₁ 〜１０_N により受信された信号は適応
アレイフィルタ２０に入力される。適応アレイフィルタ
２０はタップ係数との複素乗算を行うタップ付き遅延線
フィルタである。判定器３０は適応アレイフィルタ２０
の出力信号から変調シンボルを判定する。減算器４０は
判定器３０の入出力信号間の誤差を示す誤差信号を出力
する。適応アレイフィルタ２０はこの誤差信号の自乗平
均値を最小とするようにタップ係数を修正しながら動作
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は適応等化器に係り、特に
適応アンテナ・アレイ機能を発揮しながらマルチパスフ
ェージングによる波形歪みと干渉妨害波の除去を行う適
応等化器に関する。

【０００２】地上マイクロ波通信、陸上移動通信、構内
無線、及び衛星移動体通信などにおいてディジタル伝送
を行う際、マルチパスフェージングによる波形歪み及び
種々の干渉妨害波が問題となる。従って、このようなデ
ィジタル伝送システムにおいては、マルチパスフェージ
ングによる波形歪みと干渉妨害波の除去を如何に有効に
行うかが重要とされる。

【０００３】

【従来の技術】マルチパスによる波形歪み（符号間干
渉：ＩｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ）を克服するものとして、適応フィルタ（Ａｄａｐｔ
ｉｖｅＦｉｌｔｅｒ）または最尤系列推定（ＭＬＳＥ）
などによる各種適応等化方式が従来より用いられてい
る。

【０００４】一方、干渉妨害波に対しては、適応アンテ
ナ・アレイ（ＡｄａｐｔｉｖｅＡｒｒａｙＡｎｔｅ
ｎｎａｓ）を用いて、アンテナ・パターン・フォーミン
グにより干渉波を除去している。また最近、適応アンテ
ナ・アレイを干渉妨害波除去だけでなくマルチパス歪み
の除去にも用いる検討が行われている（例えばＲ．Ｔ．
Ｃｏｍｐｔｏｎ，”ＡｄａｐｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａ
ｓ−ＣｏｎｃｅｐｔａｎｄＰｅｒｆｏｒｍａｎｃ
ｅ”，プレンティス・ホール社、１９８８年）。

【０００５】図１１は上記の適応アンテナ・アレイを干
渉妨害波除去だけでなくマルチパス歪みの除去にも用い
る従来の適応等化器の一例の構成図を示す。この適応等
化器はバーナード・ウィドロ（ＢｅｒｎａｒｄＷｉｄ
ｒｏｗ）の提案したＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓｔ−
Ｍｅａｎ−ＳｑｕａｒｅＡｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用い
ているため、ＬＭＳ適応アレイとも呼ばれている。

【０００６】同図において、Ｎ個のアンテナ素子５１は
無線周波数の半波長（λ／２）間隔に配置され、各アン
テナ素子の受信信号ｘ₁ 、ｘ₂ 、．．．、ｘ_N を対応し
て設けられた複素乗算器５２に入力し、ここでタップ係
数ｃ₁ 、ｃ₂ 、．．．、ｃ_Nとそれぞれ乗算させる。こ
こで、受信信号ｘ₁ 、ｘ₂ 、．．．、ｘ_N は実際には、
受信機に入力されるが、図１１では受信機は省略してい
る。これは信号系をすべて等価ベースバンド系で取り扱
うためで、無線周波数を中間周波数及びベースバンド周
波数に変換する受信機などは本明細書及び図面では記載
しないことにする。

【０００７】複素乗算器５２に入力される受信信号ｘ
₁ 、ｘ₂ 、．．．、ｘ_N と、タップ係数ｃ₁ 、ｃ
₂ 、．．．、ｃ_N とはそれぞれ次式の行列で定義され
る。

【０００８】Ｘ^T ＝［ｘ₁ 、ｘ₂ 、．．．、ｘ_N ］（１）Ｃ^T ＝［ｃ₁ 、ｃ₂ 、．．．、ｃ_N ］（２）ここで、Ｔは転置（ｔｒａｓｐｏｓｅ）を意味する。複
素乗算器５２で複素乗算された信号はそれぞれ合成器５
３に共通に入力されて線形合成される。この結果、合成
器５３の出力信号ｙは次式で表される。

【０００９】ｙ＝Ｃ^T ・Ｘ（３）合成器５３の出力信号ｙは減算器５５に入力され、ここ
で基準信号発生器５４よりの基準信号と減算される。こ
の基準信号は送信側で発生したディジタル信号と同じ既
知のディジタル信号であり、実際には送信ディジタル信
号中のトレーニング・バーストがこれに相当する。この
減算器５５からは基準信号発生器５４よりの基準信号と
合成器５３よりの合成信号ｙとの誤差信号εが取り出さ
れ、タップ係数修正回路５６に供給される。

【００１０】ここで、基準信号は送信側で発生したディ
ジタル信号と同じ既知のディジタル信号であり、それと
受信合成信号ｙのトレーニングバーストとの誤差を示す
誤差信号εは伝搬中のマルチパス歪みや干渉波によって
生じた誤差に相当する。この誤差信号εの自乗平均値は
ＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ）
評価関数と呼ばれ、次式で表される。

【００１１】 ξ＝Ｅ［ε^* ・ε］（４）ここで、上式のＥ［］は時間平均を示し、また＊は複
素共役を示す。

【００１２】このＭＳＥ評価関数ξを最小化するタップ
係数ベクトル解Ｃ_opt は必ず１個存在し、それは正規方
程式（ウィーナー・ホップ方程式）を満足する。ここ
で、正規方程式は（４）式をタップ係数で偏微分したも
のを零として求められるが、直交原理から容易に求めら
れる。すなわち、誤差信号εと受信信号ベクトルＸの複
素共役との相関によって与えられ、下記のように示され
る。

【００１３】 Ψ・Ｃ＝Ｓ（５）ここで、Ψは受信信号ベクトルＸの相関行列、ＳはＸと
基準信号Ｒとの相関ベクトルでそれぞれ次式で表され
る。

【００１４】 Ψ＝Ｅ［Ｘ^*T・Ｘ］（６）Ｓ＝Ｅ［Ｘ^* ・Ｒ］（７）そして、上記の受信信号ベクトルＸの相関行列Ψの逆行
列Ψ^-1を求め、（５）式によりＭＳＥを最小とする理想
タップ係数解Ｃ_opt が次式より求められる。

【００１５】Ｃ_opt ＝Ψ^-1・Ｓ（８）ただし、実際の高速ディジタル伝送では上記の相関行列
の直接解法よりも適応アルゴリズムによるタップ係数の
制御が行われている。これにはＬＭＳ、定包絡線（ＣＭ
Ａ）、アツプルバウム、カルマンなど種々のアルゴリズ
ムが検討されているが、ここでは最も簡素で良く用いら
れているＬＭＳを取り扱う。

【００１６】タップ係数ｃ₁ 、ｃ₂ 、．．．、ｃ_N を座
標軸とするＮ次元ＭＳＥ評価関数ξは自乗平均操作によ
って作られているため、下に凸な楕円回転体として表さ
れ、必ず１個の最小点ξ_min が存在する。そこで、時刻
ｎのタップ係数ｃ_i ⁿを１タイムスロット過去のタップ係
数ｃ_i ^n-1を用いて、次式の漸化式ｃ_i ⁿ＝ｃ_i ^n-1−μｘ_i ^*・ε （９）により逐次修正を繰り返していくと、タップ係数は前記
最小点に漸近する。ただし、上式中μは修正係数であ
る。

【００１７】すなわち、正規方程式を解かなくとも
（９）式のＬＭＳアルゴリズム演算を繰り返すだけでＭ
ＳＥを最小とする理想タップ係数解Ｃ_opt の近似値が求
められる。図１１のタップ係数修正回路５６は上記のタ
ップ係数の更新を常時行い、その更新したタップ係数ｃ
₁ 、ｃ₂ 、．．．、ｃ_N を複素乗算器５２に供給する。

【００１８】このようにしてＬＭＳ制御された適応アレ
イ（ＬＭＳアレイ）の一般的性質は次のようにまとめら
れる。

【００１９】マルチパス歪みも干渉妨害波も無い
時、ＬＭＳアレイは希望波到来方向にアンテナ・パター
ンが最大となるようにビーム形成を行う。また、ＬＭＳ
アレイは各アンテナ素子ブランチの最大比（ＭＲＣ）合
成器として働く。

【００２０】干渉妨害波が存在し干渉波レベルが希
望波に比べ高い場合、ＬＭＳアレイは干渉波到来方向に
アンテナ・パターンのナルを作り、干渉波を受信しない
ように働く。この時、希望波到来方向のアンテナ・パタ
ーンは必ずしも最大とは限らない。他方、干渉波レベル
が希望波よりも低い場合、このナルは作られず、干渉波
の受信を許しながら、アンテナ・パターンを希望波到来
方向に向ける。

【００２１】干渉妨害ではなくマルチパスがある場
合、遅延分散の大きなマルチパス波は主波との相関性が
低下するので、ＬＭＳアレイは符号間干渉に対しても、
前記干渉妨害波に対するのと同様の動作を行う。すなわ
ち、ＬＭＳアレイはマルチパスによるエコー波に対して
アンテナ・パターンのナルを向けようとする。

【００２２】強度の干渉波の振幅位相が時間変動し
ている場合、ＬＭＳアレイはこれに応じて適応的にナル
を変動させる。この際、希望波に対する受信パターンも
時間変動し、希望波に不要な変調がかかってしまう。

【００２３】以上は長所と短所を含む一般的性質である
が、上記に述べたようにアンテナ・パターンを機械的で
はなく、電気的に制御できるため、その利用価値は高
い。例えば、移動体より衛星通信を行う場合、常にアン
テナ追尾が必要であり、適応アレイは不可欠なものとな
る。また、構内無線や自動車無線においてはあらゆる方
向からの干渉妨害が問題となるため、パターン・ナリン
グによる干渉除去を行う適応アレイが利用されている。

【００２４】更に上記に述べたように、マルチパスによ
るエコー波も干渉妨害として扱えるので、適応アレイは
一種の適応等化器として利用できることが論じられてい
る（例えば、クラーク、”ＭＭＳＥダイバーシティ
コンバイニングフォアワイドバンドディジタル
セルラーラジオ”，ＩＥＥＥグローバル・テレコ
ミュニケーション・コンファレンス１９９０，Ｎｏ．
４０４．５．１）。この文献では、適応アレイによりエ
コー波到来方向にアンテナ・パターンのナルを作り、主
波のみ受信することで等価的な適応等化を行った場合の
効果について評価を行っている。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の適応等化器（適応アレイ）は希望波到来方向を追尾し
たり干渉除去を行う場合有効であるが、希望波と干渉波
の到来方向が一致した場合に致命的な欠点がある。すな
わち、ナルを希望波に向けると希望波を受信できないこ
ととなり、ナルを向けなければ干渉が問題となる。希望
波と干渉波が到来方向で一致した場合、従来の適応アレ
イ正規方程式の解は、アンテナ・パターンを希望波に向
けて干渉波も同時に受信する解となり、そのタップ係数
振幅は極めて小さな値となり、もはや正常レベルで希望
波は受信できず、また干渉も除去できないのである。

【００２６】図１２は従来の適応等化器の計算シミュレ
ーション結果を示す。同図（Ａ）は伝搬モデルをＴ離れ
の進み波による２波モデルとしたときのインパルス応答
を示し、また同図（Ｂ）は出力応答を示す。このとき主
波と進み波の入射角は共に６０°、信号電力対雑音電力
比（ＳＮ）は２０ｄＢ、干渉波周波数Ωは０（中心周波
数）、ノッチの深さを１０ｄＢ、またアンテナを２素子
とする。図１２（Ａ）では２波モデルによりインパルス
応答が歪んでいるが、図１２（Ｂ）でもＴ間隔でゼロと
ならずナイキストの無歪条件を満足していない。

【００２７】このように、従来の適応等化器は干渉妨害
波をアンテナパターンのナル制御により除去するため、
希望波と干渉波との到来方向が一致した場合、全く除去
効果が得られないという問題がある。

【００２８】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
常に希望波に対する最大受信パターンを保持しながらマ
ルチパスフェージングによる波形歪みと干渉妨害波の除
去を行い、ディジタル無線一般において最適受信系を構
成できる適応等化器を提供することを目的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、複数のアンテナアレイによりそれぞれ受信
した受信信号を、外部より更新制御されるタップ係数と
それぞれ複素乗算した後合成して出力する適応アレイフ
ィルタと、適応アレイフィルタの出力信号が入力され変
調シンボルの判定を行う判定器と、判定器の出力信号の
適応アレイフィルタの出力信号に対する誤差を示す誤差
信号を得る誤差信号生成手段とを有し、適応アレイフィ
ルタは誤差信号の自乗平均値を最小とするようにタップ
係数を修正して複素乗算を行う構成としたものである。

【００３０】

【作用】本発明では、無線周波数の半波長間隔に配置さ
れた前記複数のアンテナアレイにそれぞれ１対１に対応
して設けられ、アンテナアレイにより受信された信号を
前記タップ係数を用いた複素乗算を行って合成する複数
のタップ付き遅延線フィルタと、複数のタップ付き遅延
線フィルタの各出力信号をそれぞれ合成する合成器と、
前記誤差信号が入力され誤差信号の自乗平均値を最小と
するように複数のタップ付き遅延線フィルタのタップ係
数をそれぞれ修正更新するタップ係数修正回路とにより
前記適応アレイフィルタを構成し、このタップ付き遅延
線フィルタが誤差信号の自乗平均値を最小とするように
修正されたタップ係数を用いて複素乗算を行うようにし
たため、アンテナパターンと適応等化の最適化が同時に
できる。

【００３１】

【実施例】次に本発明の一実施例について説明する。図
１は本発明になる適応等化器の一実施例のブロック図を
示す。同図において、本実施例は無線周波数の半波長
（λ／２）間隔に配置されたＮ素子アンテナ１０₁〜１
０_Nと、適応アレイフィルタ１１と、適応アレイフィル
タ１１の出力信号を入力信号として受ける判定器３０
と、判定器３０の入力信号と出力信号とをそれぞれ減算
して誤差信号を適応アレイフィルタ２０へ出力してタッ
プ係数を更新させる減算器４０とよりなる。

【００３２】図２は本発明になる適応等化器の一実施例
の回路構成図を示す。同図中、図１と同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。図２において、
Ｎ素子アンテナの各アンテナ素子１０₁〜１０_Nはそれぞ
れ個別にタップ付き遅延線（ＴＤＬ）フィルタ２１₁〜
２１_Nを介して合成器２２に共通接続されている。合成
器２２の出力信号は判定器３０及び減算器４０にそれぞ
れ入力される。また、減算器４０の出力誤差信号εはタ
ップ係数修正回路２３に入力される。上記のタップ付き
遅延線フィルタ２１₁〜２１_N、合成器２２及びタップ係
数修正回路２３が前記適応アレイフィルタ２０を構成し
ている。

【００３３】タップ付き遅延線フィルタ２１₁〜２１_Nは
それぞれ同一構成で、ｋ番目（ｋ＝１〜Ｎ）のタップ付
き遅延線フィルタ２１_kはアンテナ素子１０_kに対して縦
続接続された全部でＬ−１個のそれぞれ遅延時間がτの
遅延素子２１１と、タップ係数ｃ_k1〜ｃ_kLと遅延素子２
１１の入力信号又は出力信号とが入力される全部でＬ個
の複素乗算器２１２と、これらＬ個の複素乗算器２１２
の出力信号をそれぞれ合成する合成器２１３とよりなる
巡回形のフィルタ構成とされている。

【００３４】ここで、タップ付き遅延線フィルタ２１_k
のＬ−１個の遅延素子２１１の入力端から出力端まで
の全部でＬ個のタップにおける受信信号をｘ_k1、ｘ_k2、
・・・、ｘ_kLとし、複素乗算器２１２に入力されるタッ
プ係数をｃ_k1、ｃ_k2、・・・、ｃ_kLとし、また、送信側
において変調シンボルを系列｛・・・，ａ_-1，ａ₀，ａ
₊₁，・・・｝の順で送信するものとすると、Ｎ素子アン
テナ受信信号ベクトルＸと適応アレイフィルタ２０のタ
ップ係数ベクトルＣとはそれぞれ次の行列で定義するこ
とができる。

【００３５】Ｘ^T＝［ｘ_k1、ｘ_k2、・・・、ｘ_kL］（１０）Ｃ^T＝［ｃ_k1、ｃ_k2、・・・、ｃ_kL］（１１）複素乗算器２１２は上記の受信信号ベクトルとタップ係
数ベクトルとの複素乗算を行い、その乗算結果を合成器
２１３を通して合成器２２へ出力するから、合成器２２
の出力信号ｙは次式で表すことができる。

【００３６】

【数１】この出力信号ｙは判定器３０に入力されて判定データと
される一方、減算器４０に入力されここで判定器３０の
出力判定データとの減算により誤差信号εとされる。こ
こで、シンボル率が低い場合には上記の判定データは送
信変調シンボルａ₀に近似できるため、誤差信号はこの
場合次式で表される。

【００３７】 ε＝ｙ−ａ₀ （１３）この誤差信号εはタップ係数修正回路２３に入力され、
その自乗平均値を最小とするタップ係数ベクトル解Ｃを
正規方程式（ウィーナー・ホップ方程式）より求めさせ
る。正規方程式は直交原理より簡単に求められる。すな
わち、Ｅ［ε・ｘ^* _pu］＝０（ｐ＝１，２，．．，Ｎｕ＝１，２，．．，Ｌ）（１４）より線形一次のタップ係数を未知数とする正規方程式が
得られる。なお、上式において、Ｅ［］は期待値操作
すなわち時間平均をとることを意味する。

【００３８】ここでは、まずマルチパス歪みに対する実
施例の効果を評価するため、遅延分散特性を有する伝搬
モデルを扱う。伝送系のインパルス応答のシンボル間隔
離散値をｈ_iとし、ｉ＝０を現在の基準タイミングに設
定する。ｉが負の値となる離散値ｈ_iはインパルス応答
の前縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）を、ｉが正の値となる離
散値はインパルス応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）
を示すものとする。この場合、受信信号は送信シンボル
系列｛ａ_i｝と離散値ｈ_iとの畳み込みとなる。このと
き、主波成分はｈ₀ａ₀となり、ｉ番目のインパルス応答
離散値によるマルチパス波成分はｈ_iａ_0-iとなる。

【００３９】図３はこのようなマルチパス回線におい
て、Ｎ素子アレイアンテナ１０₁〜１０_Nに受信される信
号を示した説明図である。図３中、図２と同一構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。図３におい
て、１０１、１０２及び１０３はそれぞれアンテナ素子
１０₁ 、１０₂ 、１０_N へ入射する主波で、１０４、１
０５及び１０６はそれぞれアンテナ素子１０₁ 、１０
₂ 、１０_N へ入射するマルチパス波である。また、１０
７は主波１０１を基準としたときの第１のアンテナ素子
１０１により受信される波面を示す。

【００４０】ここで、主波１０１をｈ₀ ａ₀ 、マルチパ
ス波１０４をｈ_i ａ_0-i とすると、アンテナ素子１０₁
〜１０_N はそれぞれ無線周波数の半波長（λ／２）間隔
で配置されているため、アンテナ素子１０₁ に隣接する
アンテナ素子１０₂ で受信される主波１０２は主波１０
１よりもｅｘｐ（−ｊφ₀ ）の位相だけ遅れる。これ
は、主波１０１がアンテナ素子１０₁ に受信された時、
主波１０２は波面１０７との交点に位置し、アンテナ素
子１０₂ にまだ到達していないからである。

【００４１】この遅れ位相角φ₀ は主波のアンテナ素子
への入射角θ₀ に依存し、次式で与えられる。

【００４２】 φ₀ ＝π・ｓｉｎθ₀ （１５）同様に、Ｎ番目のアンテナ素子１０_N に入射される主波
１０３は、１番目のアンテナ素子１０₁ の受信主波１０
１よりもｅｘｐ｛−ｊ（Ｎ−１）φ₀ ｝だけ位相が遅れ
る。同様に、マルチパス波のアンテナ素子への入射角を
θ_i とすると、次式で表される位相角φ_i φ_i ＝π・ｓｉｎθ_i （１６）を単位とした位相推移が受信マルチパス波１０５、１０
６に生じる。

【００４３】以上のことより、第ｐ番目のアンテナ素子
１０_p に接続されたＴＤＬフィルタ２１_p 内のｕ番目の
タップ上の受信信号ｘ_puは次式により表現することがで
きる。

【００４４】

【数２】ただし、上式中、ｎ_p はｐ番目のアンテナ素子１０_p の
受信波の受信機雑音を示す。また、ｎ番目のインパルス
応答離散値によるマルチパス波の入射角をθ_n とする
と、これによる位相推移量φ_n は次式により表せる。

【００４５】 φ_n ＝π・ｓｉｎθ_n （１８）以上の（１０）式〜（１４）式、（１７）式及び（１
８）式を用いて正規方程式を導くと次式が得られる。

【００４６】

【数３】上式において、Ｌ×Ｌの小行列Ψ_pqのｉ行ｊ列（ｉ，ｊ
＝１，２，．．．，Ｎ）の構成要素を｛ψ（ｐ，
ｑ）_ij｝とした場合、これは次式で表される。

【００４７】

【数４】ただし、上式中、σ² は雑音電力、δ_pqは次式のクロネ
ッカー・デルタである。

【００４８】

【数５】上記のＬ×Ｌの小行列Ψ_pqはエルミート行列であり、下
記のようにｐ，ｑに関する転置複素共役は等しくなる。

【００４９】 Ψ_pq＝Ψ_qp ^T* （２２）また、（１９）式右辺のＳ_k ^*（ただし、ｋ＝１〜Ｎ）は
判定データとアレイ・アンテナ受信信号との相関ベクト
ルＳ_k の複素共役ベクトルを示す。ここで、Ｓ_k は次式
で表される。

【００５０】

【数６】以上がＮ素子アレイアンテナ１０₁ 〜１０_N とＬタップ
付きのＴＤＬフィルタ２１₁ 〜２１_N を用いた本実施例
の正規方程式の一般形である。これを実際に解くと本実
施例が適応等化器として動作することが確認できるが、
ここでは物理的解釈を容易にするため、下記のように考
える。

【００５１】図２において、Ｎ個のＴＤＬフィルタ２１
₁ 〜２１_N に重ね合わせの理を適用すると、Ｎ個のＴＤ
Ｌフィルタ２１₁ 〜２１_N は１個の等価ＴＤＬフィルタ
に集約することができる。すなわち、Ｎ個のＴＤＬフィ
ルタ２１₁ 〜２１_N において、入力側第１タップ上の受
信信号を第１番目ブランチから第Ｎ番目ブランチまでをｘ_1L＋ｘ_2L＋．．．＋ｘ_NL のように重ね合わせ、またタップ係数についても同様
に、ｃ_1L＋ｃ_2L＋．．．＋ｃ_NL のように重ね合わせる。これらの重ね合わせを第Ｌ番目
のタップまで繰り返すことにより、Ｎ個のＴＤＬフィル
タ２１₁ 〜２１_N は等価的に１個のＴＤＬフィルタとみ
なすことができる。

【００５２】すなわち、図２において、Ｎ個のＴＤＬフ
ィルタ２１₁ 〜２１_N は１個の線形等化器と等価であ
り、マルチパス歪みに対しては適応等化を行うことが理
解できる。ここで注意すべき点は、通常の線形等化器と
違って本実施例の線形等化器では希望波到来方向にアン
テナ最大パターンを向けて、常にＳＮ比を最大にするこ
とである。このアンテナパターンはＮ個のＴＤＬフィル
タ２１₁ 〜２１_N の基準タップにおいて形成され、次式
で表すことができる。

【００５３】

【数７】また、Ｎ個のＴＤＬフィルタ２１₁ 〜２１_N 内の（Ｌ−
１）個の遅延素子２１１の各遅延時間τをＴ／２と分数
間隔に設定した場合、ＴＤＬフィルタ２１₁ 〜２１_N は
単に次のシンボルから受ける干渉（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ
歪み）を除去するだけでなく、整合フィルタとして遅延
分散した希望波電力を収束し、更にＳＮ比を最大化する
効果を生み出す。これをインプリシット・ダイバーシテ
ィ・ゲインと呼ぶ。また、遅延時間τを分数間隔に設定
することにより、受信側サンプリング・タイミング位相
のずれによる折り返しスペクトラムの問題を解決する。
すなわち、ＴＤＬフィルタ２１₁ 〜２１_N はタイミング
制御機能をも有する。

【００５４】図４は上記の正規方程式を解いた計算シミ
ュレーション結果を示す。伝搬モデルとしては、主波に
対して時間Ｔ進んでいる干渉波が一波存在するＴ離れの
進み波による２波モデルとし、主波と進み波の入射角を
共に６０°、ＳＮ比を２０ｄＢ、干渉波周波数Ωを０
（中心周波数）、ノッチの深さを１０ｄＢとしている。
また、図２に示した実施例においてアンテナを２素子、
ＴＤＬフィルタ・タップ数を７としてある。

【００５５】図４（Ａ）は上記２波モデルのＴＤＬフィ
ルタ出力でのインパルス応答を示し、同図（Ｂ）はアン
テナパターンを示す。図１２（Ａ）に示した従来の２波
モデルにより歪んだインパルス応答は、本実施例によれ
ば図４（Ａ）に示す通り等化され、ナイキストの無歪条
件を満足している。このときアンテナパターンは図４
（Ｂ）に示すように、実線の矢印で示す主波の到来方向
にアンテナ最大パターンを向けていることがわかる。

【００５６】従来の適応等化器では干渉波（エコー波）
到来方向にナルを作っていたのに対し、本実施例では適
応アレイパターンで除去を行うのではなく、適応アレイ
フィルタ２０の線形合成による逆相キャンセル除去を行
う。すなわち、図２において、Ｌ個の複素乗算器２１２
の出力信号を合成器２１３により合成することにより、
エコー波を逆相キャンセルさせている。

【００５７】次に、本実施例の干渉波妨害除去機能につ
いて説明する。図５は図２に示した本発明の一実施例の
アンテナ素子数Ｎを「２」、ＴＤＬフィルタタップ数Ｌ
を「３」としたときの回路構成図を示す。同図中、図２
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図５において、２５₁₁及び２５₁₂はそれぞれ図２に
示したＴＤＬフィルタ２１₁の遅延素子２１１に相当す
る遅延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子、２５₂₁及び２
５₂₂はそれぞれ前記ＴＤＬフィルタ２１₂の遅延素子２
１１に相当する遅延時間がシンボル周期Ｔの遅延素子で
ある。

【００５８】また、２６₁₁，２６₁₂，２６₁₃はそれぞれ
ＴＤＬフィルタ２１₁内の複素乗算器２１２に相当する
複素乗算器、２６₂₁，２６₂₂，２６₂₃はそれぞれＴＤＬ
フィルタ２１₂内の複素乗算器２１２に相当する複素乗
算器、２７はＴＤＬフィルタ２１₁及び２１₂内の合成器
２１３と合成器２２に相当する合成器である。更に、２
８₁は第１タップ目の２個の複素乗算器、２８₂は第２タ
ップ目の２個の複素乗算器、２８₃は第３タップ目の２
個の複素乗算器を示す。

【００５９】また、アンテナ素子１０₁に入射される希
望波３０１と、アンテナ素子１０₂に入射される希望波
３０２にはそれぞれマルチパス歪みはなく、希望波５０
１，５０２に対してはそれぞれ３０３、３０４で示すよ
うに角周波数ΩのＣＷ干渉波が１波到来しているものと
する。

【００６０】希望波３０１及び３０２の変調シンボルを
ａ_i、ＣＷ干渉波３０３及び３０４のそれを√Ｊ・ｅｘ
ｐ（ｊΩｔ）とし、それぞれのアンテナ素子１０₁、１
０₂への入射角をθ_a、θ_jとすると、このとき図５に示
すように、アンテナ素子１０₁、１０₂に入射される希望
波３０１と３０２の間には位相差ｅｘｐ（−ｊφ_a）が
生じ、同様にＣＷ干渉波３０３と３０４の間にも位相差
ｅｘｐ（−ｊφ_j）が生じる。ここで、φ_a＝πｓｉｎθ
_a、φ_j＝πｓｉｎθ_jである。

【００６１】図５に示したモデルにおける正規方程式は
次式で表される。

【００６２】

【数８】ここで、Ψ₂₂＝Ψ₁₁、Ψ₂₁＝Ψ^T* ₁₂であり、これらは次
式で表される。

【００６３】

【数９】上式において、η₀は希望波対干渉波電力比（Ｄ／Ｕ）
の逆数、ρは信号対雑音電力比（ＳＮ比）の逆数であ
り、これらはそれぞれ次式で表される。

【００６４】 η₀＝Ｊ／（ａ^* _i・ａ_i）（２８） ρ＝σ²／（ａ^* _i・ａ_i）（２９）また、（２５）式の正規方程式において、判定データと
アンテナ受信信号との相関ベクトルＳ₁及びＳ₂とタップ
係数ベクトルＣ₁とＣ₂とはそれぞれ次式で表される。

【００６５】Ｓ₁ ^T＝［１００］（３０）Ｓ₂ ^T＝［ｅｘｐ（−ｊφ_a ）００］（３１）Ｃ_１ ^Ｔ＝［ｃ_１１ｃ_１２ｃ_１３］（３２）Ｃ_２ ^Ｔ＝［ｃ_２１ｃ_２２ｃ_２３］（３３）図６は上記正規方程式を解いた計算シミュレーション結
果を示す。ここでは、希望波とＣＷ干渉波の入射角を共
に４５°、ＳＮ比を２０ｄＢ、ＣＷ干渉波周波数Ωを０
（中心周波数）としている。同図（Ａ）は図５に示した
実施例の各タップによるアンテナパターンであり、（２
５）式の正規方程式を解き、（２４）式により描かれた
図で、希望波の到来方向を実線の矢印で、またＣＷ干渉
波の到来方向を破線の矢印で示している。

【００６６】図６（Ａ）からわかるように、アンテナ最
大パターンは希望波到来方向に向いている。前記したよ
うに、従来の適応等化器では干渉波到来方向に適応アレ
イパターンのナルを作っていたが、本実施例では適応ア
レイパターンで除去を行うのではなく、ＴＤＬフィルタ
の線形合成による逆相キャンセル除去を行う。すなわ
ち、本実施例では図５において、合成ＴＤＬフィルタの
各タップの複素乗算器２６₁₁、２６₁₂、２６₁₃、２
６₂₁、２６₂₂及び２６₂₃の出力信号を合成器２７で合成
することにより、ＣＷ干渉を逆相キャンセルさせてい
る。

【００６７】この図６（Ａ）に示すアンテナパターンは
空間領域における適応アレイフィルタのゲインである
が、周波数領域のゲイン、すなわち適応フィルタの周波
数特性の評価を次に説明する。単位振幅の各周波数ωの
信号ｅｘｐ（ｊωｔ）がアレイアンテナに図６（Ａ）に
破線の矢印で示した干渉波の到来方向（θ＝４５°）に
入射されると仮定する。この時、３個のＴＤＬフィルタ
乗算器２８₁ 〜２８₃ の合成周波数特性は次式で求めら
れる。

【００６８】Ｈ（ω）＝｜｛ｃ₁₁＋ｃ₂₁・ｅｘｐ（−ｊφ_j ）｝＋｛ｃ₁₂＋ｃ₂₂・ｅｘｐ（−ｊφ_j ）｝・ｅｘｐ（ｊωＴ）＋｛ｃ₁₃＋ｃ₂₃・ｅｘｐ（−ｊφ_j ）｝・ｅｘｐ（ｊ２ωＴ）｜（３４）上式の周波数特性を図６（Ｂ）に示す。同図（Ｂ）にお
いて、横軸は−０．５ｆ_s 〜＋０．５ｆ_s （ただし、ｆ
_s は変調速度）の周波数を示し、縦軸は１目盛りが１０
ｄＢの振幅を示す。この周波数特性は、ｆ＝０の中心周
波数において、ノッチ特性を示している。すなわち、こ
のノッチ特性により、ｆ＝０のＣＷ干渉波が大幅に低減
される。

【００６９】以上はＣＷ干渉波が単一の場合であるが、
本実施例は複数のＣＷ干渉波に対しても同様に除去効果
を有する。このことについて図７及び図８と共に説明す
る。図７は本発明の一実施例の複数の干渉波妨害除去機
能の説明のための回路構成図で、図５と同一構成であ
る。ただし、図７のアレイアンテナ素子１０₁ には、希
望波３０１の他に第１の干渉波４０１と第２の干渉波４
０３とが入射され、またもう一つのアレイアンテナ素子
１０₂ には、希望波３０２の他に第１の干渉波４０２と
第２の干渉波４０４とが入射される。

【００７０】図７の伝搬モデルでは、図５と同様にマル
チパス伝搬は無く、またＣＷ干渉波４０１、４０２は角
周波数Ω₁ 、角度θ₁ でアンテナ素子１０₁ 、１０₂ に
入射し、ＣＷ干渉波４０３、４０４は角周波数Ω₂ 、角
度θ₂ でアンテナ素子１０₁、１０₂ に入射するものと
する。この伝搬モデルの正規方程式は前記（２５）式で
与えられるが、その正規方程式中の小行列Ψは３×３の
サイズであり、次式で与えられる。

【００７１】

【数１０】ただし、上式において、η₁ 及びη₂ はそれぞれＤ／Ｕ
の逆数で、次式で表される。

【００７２】 η₁ ＝Ｊ₁ ／（ａ_i ^*ａ_i ）（３７） η₂ ＝Ｊ₂ ／（ａ_i ^*ａ_i ）（３８）また、φ_a ＝πｓｉｎθ_a 、φ₁ ＝πｓｉｎθ₁ 、φ₂
＝πｓｉｎθ₂ である。更に、（２５）式で与えられる
正規方程式中の判定データとアンテナ素子受信信号との
相関ベクトルＳ及びタップ係数ベクトルＣは、それぞれ
図７の伝搬モデルの場合も前記（３０）式〜（３３）式
と同じ次式で与えられる。

【００７３】Ｓ₁ ^T＝［１００］（３９）Ｓ₂ ^T＝［ｅｘｐ（−ｊφ_a ）００］（４０）Ｃ_１ ^Ｔ＝［ｃ_１１ｃ_１２ｃ_１３］（４１）Ｃ_２ ^Ｔ＝［ｃ_２１ｃ_２２ｃ_２３］（４２）図８は上記の正規方程式を解いたシミュレーション結果
を示す。同図（Ａ）に示すように、希望波Ｄが入射角θ
_a ＝４５°で到来し、また第１のＣＷ干渉波Ｊ₁ が角周
波数Ω＝０、入射角θ₁ ＝４５°で到来し、更に第２の
ＣＷ干渉波Ｊ₂が角周波数Ω＝＋０．３ｆ_s ×２π、入
射角θ₂ ＝４５°で到来するものとし、またＳＮ比を６
０ｄＢに設定したときの、上記（３５）式〜（４２）式
を用いて（２５）式の正規方程式を解いて求めたＴＤＬ
フィルタの各タップ係数によるアンテナパターンの合成
パターンは図８（Ａ）に示す如くになる。

【００７４】本実施例によれば、干渉波が複数到来しそ
のうちの１波が希望波の到来方向と一致していても、先
に説明した例と同じように、アンテナパターンの合成パ
ターンは希望波Ｄを最大受信するために４５°の入射角
方向に最大のパターンを形成している。従って、同時に
個別Ｄ／Ｕが０ｄＢの２波のＣＷ干渉をも受信するが、
これらは図７の２個のＴＤＬフィルタ合成の周波数ノッ
チフィルタリング機能により大幅に低減される。

【００７５】図７に示した構成の適応アレイフィルタの
到来角度θ方向に対する周波数特性は次式で求められ
る。

【００７６】

【数１１】これを上記条件で計算すると、図７に示した構成の適応
アレイフィルタの到来角度θ方向に対する周波数特性
は、図８（Ｂ）に示す如くになる。同図の横軸は周波数
で、縦軸は１目盛りが１０ｄＢの振幅を示しており、同
図より明らかなように、周波数０と＋０．３ｆ_s のそれ
ぞれでノッチ特性を示している。従って、上記の２波の
干渉波Ｊ₁ 及びＪ₂ はこのノッチ特性によりそれぞれ大
幅に低減されることとなる。

【００７７】ところで、以上は希望波と干渉波の到来方
向が一致しているか、ほぼ一致している場合の説明であ
るが、本実施例によれば干渉波が希望波と異なる方向か
ら到来する場合にもその干渉波を除去若しくは低減する
ことができる。例えば、図８のシミュレーション条件の
うち、干渉波Ｊ₂ の到来方向のみをθ₂ ＝５°とした時
の本実施例のＴＤＬフィルタの各タップ係数によるアン
テナパターンの合成パターンは図９に示す如くになり、
また、到来角度θ方向に対する周波数特性は図１０に示
す如くになる。

【００７８】図９からわかるように、合成アンテナパタ
ーンは希望波Ｄ及びこれと到来方向の一致する第１のＣ
Ｗ干渉波Ｊ₁ に対しては最大パターンを示し、希望波Ｄ
と到来方向の異なる（θ₂ ＝５°）第２のＣＷ干渉波Ｊ
₂ に対しては最小のパターンを示している。

【００７９】一方、図７に示した構成の適応アレイフィ
ルタの到来角度が４５°（＝θ₁）方向に対する周波数
特性は図１０（Ａ）に、また到来角度が５°（＝θ₂）
方向に対する周波数特性は図１０（Ｂ）に示す如くにな
る。同図の横軸は周波数で、縦軸は１目盛りが１０ｄＢ
の振幅を示している。同図（Ａ）より明らかなように、
到来角度が４５°方向に対する周波数特性は周波数０で
ノッチ特性を示しているため、上記の干渉波Ｊ₁はこの
ノッチ特性により大幅に低減される。

【００８０】また、到来角度が５°方向に対する周波数
特性は、図１０（Ｂ）に示すように周波数＋０．３ｆ_s
でノッチ特性を有するため、図９に示したアンテナ最小
パターンとも相まって、周波数＋０．３ｆ_sの上記の干
渉波Ｊ₂は除去される。

【００８１】このように、最小規模の２素子アレイでも
本発明を適用することにより、任意の角度で到来する複
数のＣＷ干渉波を除去若しくは大幅に低減することがで
き、しかも干渉除去のみならず、適応アレイパターンを
希望波到来方向に形成し、ＳＮ比の最大化を行っている
ため、装置の小型化が要求される移動ディジタル通信に
最適な受信系を構成できる。このような効果は従来の適
応アレイアンテナでは全く得られなかった効果である。

【００８２】図５及び図７のアンテナ素子数とＴＤＬフ
ィルタタップ数とをそれぞれ増加させ、ＴＤＬフィルタ
の基準タップを中央に設定することにより、適応等化と
干渉除去とを含む最適受信を実現することができる。す
なわち、本実施例によればＴＤＬフィルタの基準タップ
によるアンテナパターン追尾により希望波をまず最大受
信し、基準タップ前後のタップにより遅延分散した希望
波受信信号に整合フィルタリングを行って、インプリシ
ット・ダイバーシティ・ゲインを得、更にＴＤＬフィル
タタップ間の線形合成により干渉除去及びマルチパス歪
みの除去を行うことができる。

【００８３】なお、本発明は以上の実施例に限定される
ものではなく、ＴＤＬフィルタタップ数を増加させるこ
とにより、ＣＷ干渉波のみならず、帯域を有する複数の
変調波干渉の除去も可能である。これら種々の効果は、
図１の構成において、適応フィルタアレイ２０を減算器
４０の出力に基づいてＭＭＳＥ制御することにより、同
時に実現することができる。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
タップ付き遅延線フィルタが誤差信号の自乗平均値を最
小とするように修正されたタップ係数を用いて複素乗算
を行うことにより、一つの自乗平均誤差（ＭＳＥ）評価
関数による適応アレイと適応等化の共通制御を行ってア
ンテナパターンと適応等化の最適化が同時にできるよう
にしたため、両者の相乗効果を得ることができ、最小規
模の２素子アンテナアレイでも複数の干渉波の除去がで
き、希望波と干渉波の到来方向が一致していても常にア
ンテナパターンを希望波方向に追尾しＳＮ比を最大化し
ながら干渉波を除去することができる。

【００８５】また、本発明によれば、干渉妨害を抑圧若
しくは除去すると同時に、マルチパスフェージングによ
る波形歪みを除去することができ、更に、遅延分散回線
に対してインプリシット・ダイバーシティ・ゲインを得
ることができる。以上より、本発明によれば、マルチパ
ス歪みと干渉妨害とがそれぞれ問題となる移動体及び固
定ディジタル無線一般の受信系を最適に構成することが
できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック図である。

【図２】本発明の一実施例の回路構成図である。

【図３】Ｎ素子アレイアンテナの動作説明図である。

【図４】本発明の一実施例のシミュレーション結果を示
す図である。

【図５】本発明の一実施例の単一の干渉妨害除去機能説
明のための回路構成図である。

【図６】図５の実施例のシミュレーション結果を示す図
である。

【図７】本発明の一実施例の複数の干渉妨害除去機能説
明のための回路構成図である。

【図８】図７の実施例のシミュレーション結果を示す図
である。

【図９】図７の実施例のアンテナパターンの他の例を示
す図である。

【図１０】図７の実施例の周波数特性の他の例を示す図
である。

【図１１】従来の一例の構成図である。

【図１２】図１１のインパルス応答及び出力応答を示す
図である。

【符号の説明】

１０₁ 〜１０_N アンテナ素子（Ｎ素子アンテナアレ
イ）２０適応アレイフィルタ２１₁ 〜２１_N タップ付き遅延線（ＴＤＬ）フィルタ２２、２７、２１３合成器２３タップ係数修正回路２５₁₁、２５₁₂、２５₂₁、２５₂₂、２１１遅延素子２６₁₁〜２６₁₃、２６₂₁〜２６₂₃、２１２複素乗算器３０判定器４０減算器１０１〜１０３主波１０４〜１０６マルチパス波３０１、３０２希望波３０３、３０４、４０１〜４０４ＣＷ干渉波

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のアンテナアレイによりそれぞれ受
信した受信信号を、外部より更新制御されるタップ係数
とそれぞれ複素乗算した後合成して出力する適応アレイ
フィルタと、該適応アレイフィルタの出力信号が入力され、変調シン
ボルの判定を行う判定器と、該判定器の出力信号の前記適応アレイフィルタの出力信
号に対する誤差を示す誤差信号を得る誤差信号生成手段
とを有し、前記適応アレイフィルタは該誤差信号生成手
段の出力誤差信号の自乗平均値を最小とするように前記
タップ係数を修正して前記複素乗算を行うことを特徴と
する適応等化器。
【請求項２】前記適応アレイフィルタは、無線周波数
の半波長間隔に配置された前記複数のアンテナアレイに
それぞれ１対１に対応して設けられ、該アンテナアレイ
により受信された信号を前記タップ係数を用いた複素乗
算を行って合成する複数のタップ付き遅延線フィルタ
と、該複数のタップ付き遅延線フィルタの各出力信号を
それぞれ合成する合成器と、前記誤差信号が入力され該
誤差信号の自乗平均値を最小とするように該複数のタッ
プ付き遅延線フィルタのタップ係数をそれぞれ修正更新
するタップ係数修正回路とを有することを特徴とする請
求項１記載の適応等化器。