JPH0787411B2 - 等化器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、特許請求の範囲第１項の上位概念に記載のデ
ジタル非巡回形フィルタの形式の等化器、例えばデジタ
ル信号処理部を有するFM受信機における等化器に関す
る。

従来の技術 FM信号の受信の際、しばしば多重路伝送の問題が生じ
る。その際直接入射する波の他に更に、１つまたは複数
の、直接波に比べて遅れて到来する反射波が受信され
る。受信場所が変化する移動受信機−例えばカーラジオ
−において殊に、多重路伝送に遭遇する回数は数段と多
くなる。

実際、障害となる多重路伝送は復調された低周波信号の
再生の際、著しい歪みとなって現れる。それは受信機の
利用者が音声再生をもはや理解することができない程に
もなることがある。特定の地域性および状況自体のため
伝送チャネルにおいて、補正する措置を講ずることがで
きないので、受信機における回避できない歪みを等化器
の使用によって補償することが試みられている。

発生する歪みの論理は数学的に既知でありかつそれに故
逆に、歪みを補償するために必要である、等化器の特性
も数学的にわかっているにも拘わらず、今日まで未だ
に、経済的に採算のとれるようには、FM受信機−殊にカ
ーラジオ−において使用するのに適した、十分な補償が
行われる等化器を実現することには成功していない。

即ち別の要因の他に、移動受信においては時間と共に変
化する伝送チャネルが存在するという決定的な状況を考
慮しなければならない。つまり受信場所が連続的に変化
するため、到来する波の数および遅延時間も同様変化す
るからである。即ち最適な等化器のためには、等化器の
補償特性を連続的かつ極めて迅速に整合することが必要
であるが、それはアナログ回路によっては実現されな
い。

多重路伝送における等化のために、非巡回形フィルタの
形式のデジタル回路網を使用する提案も既に高知である
（J.R.Treichler.B.G.Agee“A new Approach to Multip
ath Correction of constant Modulus Signals".IEEE T
rans.on Acoustics.Speech and Sign.Proc.,Vol.ASSP−
31,1983,第459−471頁）。その際時間と共に変化する伝
送チャネルの存在は、原理的には反復方法を用いた等化
器係数の設定調整および変化によって考慮することがで
きる。

しかし提案された解決法には、その都度極めて多数の等
化器係数を有する係数の組全体を設定調整することが必
要であるという点に重大な欠点がある。それ故、具体的
に回路技術的に実現された等化器の形式として実際に使
用するには膨大な費用がかかるという問題があり、しか
もそれは採算のとれないコストによってしか作動させる
ことができない。伝送路の変化する特性を考慮するため
に、膨大な数の係数を時間的に申し分なく迅速に設定調
整するという点にも問題がある。既述の公知の提案は、
とりわけ、多重路伝送における歪みの補償を一般的な数
学的−論理的に扱うことに重きを置いている。

一般に、次のことから出発している別の考察がある。即
ち、多重路受信によって障害を受けた伝送チャネルの伝
送関数を、次の式 に相応してバースバンド領域において表わすかまたは直
接波の振幅を“1"に正規化することによって と表すのである。この場合、ρ_νおよびτ_νは反射波の
振幅および直接波と比べた遅延時間であり、ψ_νはその
相対的な位相回転である（式中の重要な記号は発明の詳
細な説明の欄の最後にまとめて記載されている）。

各々の反射過程は、上述の３つのパラメータによって一
義的に表わすことができ、かつ反射成分は、次の、式
（１）とは逆の伝達関数を有する等化器回路網によって
補償される： 発明が解決しようとする問題点 そこで本発明の課題は、式（３）に示す逆伝達関数を簡
単な手段で実現することができるようにすることであ
る。その際、巡回形の回路網による時間離散的な系の形
式における実現は最初から除外してある。その理由は、
伝送チャネルが最小位相系でない場合には安定性の問題
が生じる可能性があるからである。むしろ、常時安定し
ており、かつ非巡回形の回路網の使用によって行われる
べき、実際に申し分のない近似的な補償が、所望され
る。

問題点を解決するための手段および発明の効果 この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲第１項の
上位概念に記載の等化器において、特許請求の範囲第１
項の特徴部分に記載の構成によって達成される。

本発明の重要な観点は、多重路伝送が存在しているにも
拘わらず目的に適っておりかつ驚くべきことに単一反射
を前提として構成されている、変形された等化器構成を
有するデジタル非巡回形フィルタを使用していることで
ある。従って２重路受信（単一反射）の補償が前提にな
っており、その際等化は有利にもベースバンド領域にお
いて行われる。

この重要なステップ−即ち先験的な知識の、等化器構成
（２重路受信の前提）への導入−により、著しい利点が
生じる。変形された等化器構成においては、単一反射に
おいてその都度κ番目の係数のみが零とは異なってお
り、一方別の係数は零に等しい、という事実が利用され
る。非巡回形等化器のパルス応答は、Ｋ＝νκに対して
は零に等しくない、Ｋ≠νκに対しては零に等しい（ν
ε|N）標本値から成る。

この先験的な知識により、遅延度κが既知の場合で、等
化器長さ［n/κ］が低減されている単一反射の補償が可
能になる。ただし［ｘ］は、ｘより小さいかまたは等し
い最大の整数である。この変形された等化器構成は、等
化器フィルタを具現化した場合に実際に意義をもつこと
になり、その際フィルタ長さｎを有する等化器に比べて
必要な計算コストは著しく低減される。他方において、
変形された等化器構成によって、等化器の設定調整特性
は好都合な方向に影響を受ける。

本発明は、多重路受信において、種々異なった絶対値お
よび位相ないし遅延時間を有する個別反射係数を、基本
的に、時間と共に変化する若干の反射係数によって“置
き換える”ことができ、即ちこれにより多重路受信は２
重路受信によって表わされ、その結果変形された等換器
構成を単一反射の場合に使用することができるという、
認識に基づいている。実験および測定において、この仮
定は確証を得た。そして、比較的僅かなコストによって
実現できる、変形された等化器構成を有する等化器を使
用した場合、多重路伝送における歪みの申し分ない補償
が実現可能であることを認めることができた。

本発明の別の重要な観点は、等化器パラメータが適応設
定調整される（所謂自動設定調整に対して）、即ちその
都度の受信状態ないし伝送チャネルのその都度の特性へ
の連続的な整合が行われる点にある。

FM信号における所望しない多重路伝送の作用は、受信機
において、（ベースバンド混合後の障害を受けたFM信号
の）複素包絡線の値に基づいて検出可能である。この場
合本発明の有利な実施例において、等化器パラメータの
適応設定調整がグラディエント法に従った適当な誤差関
係の最小化によって行われる。その際、FM信号が多重路
受信において連続的に振幅変調を受けるという事実を利
用している。複素包絡線の値の規則性を表わす目標関数
を立てておいて、等化器パラメータが振幅偏差において
反復的に、複素包絡線の値が一定に維持されるように、
設定調整される。従って歪みの影響により生じた振幅変
調が、歪みを補償するために利用され、その際適当な目
標関数を立てるために、一定の振幅を有する障害を受け
ていないFM信号に対する偏差が用いられる。

等化器係数の設定調整は有利には、反復規定に応じて直
接行うことができる。その他、等化器係数が依存してい
る反射係数に関しても等化器係数を設定調整するように
しても効果的である。この解決法は、反射係数を反復的
に求めた後、同時にすべての等化器係数を計算すること
ができるという利点を有し、一方その他の場合には等化
器係数はそれぞれ自体で決定されなければならない。

反射係数も同様グラディエント法に応じて求めることが
できる。反射係数を実部および虚部に応じてまたは絶対
値および位相に応じて表わすかどうかに従って２通りの
方法が考えられる。

別の等化器パラメータ、即ち反射波の、直接波に対する
遅延度も、複素包絡線の一定の値に基づいて形成される
目標関数を予め決めることで求められる。

等化器パラメータをいずれの反復規定に従って計算する
かに無関係にいつでも、変形された等化器構成から出発
する、本発明の重要な利点が保持され、その際κ番目の
係数はその都度零とは異なっており、一方別の係数は零
である。これにより回路コストの著しい低減が得られ
る。反射波の“迂回”が20Kmである場合、例えばκ＝33
である。このことは例えば、等化器の係数セット全体が
設定調整される、冒頭に述べた公知の提案に比べて、33
倍の利得を意味し、換言すれば必要な乗算に要するコス
トはたった33分の１になる。

本発明の別の有利な実施例は、本発明の実施態様項に記
載されておりかつ図面から読み取れる。

実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。

第１図には、詳しく図示されていないFM受信機のFM復調
器12に前置接続されている、等化器10としてのデジタル
非巡回形フィルタが図示されている。その際、障害ない
し歪みを受けたFM信号ｘ（ｋ）がベースバンド混合後等
化器の入力側に現われる、即ちFM信号の周波数帯が搬送
波零を有するベースバンドに変調されていることを前提
としている。次の式 ｘ（ｋ）＝ｅ^ｊ（ｋ）＋ｒ・ｅ^{ｊ（ｋ−κ）}（４） は、ベースバンド混合後の障害を受けたFM信号を表わし
かつ複素包絡線とも称される。ただし各記号は次の意味
を有する： ｒ＝ρ・ｅ^−ｊΨ Ψ＝θ＋ω τ・ 等化器10の等化器パラメータの適応整合のために、FM信
号が多重路受信の際連続的に瞬時周波数の障害の他に付
加的に振幅変調を蒙っているという事実が利用される。
一定の振幅を有する障害を受けていないFM信号に対する
この偏差は、絶対自乗偏差 を出発点とする目標関数を立てるために用いられ、その
際ｙ（ｋ）は、障害を受けた等化器出力信号でありかつ
ｇ（ｋ）は |g（ｋ）｜＝Ｉ （７） とした障害を受けていないFMベースバンド信号を表わ
す。これにより、目標関数に対して次の式 が生じかつ従って、等化器出力側における複素包絡線の
値の、一定値“I"からの偏差に対する尺度である。振幅
変調が制御された場合、全体として歪み除去された伝送
区間が生じ、従って複素包絡線の位相の歪み除去も実現
されることが前提となっている。等化器出力信号ｙ
（ｋ）は、次の式によって表示することができる： ｋ（ｋ）＝ｘ ^Ｔ ｈ （９） ただし状態ベクトルは 係数ベクトルは である。この場合ｎは、等化器の長さである。式（９）
によって、目標関数に対して次の式 が得られ、その際 は共役列ベクトルであり、ｘ ^Ｔは共役列ベクトルであ
り、ｘ ^＊は共役行ベクトルである。等化器10の、伝送チ
ャネルの変化する特性への整合は、自乗偏差Ｆを出来る
だけ少なくすること（最小化）によって行われる。第２
図は、第１図の等化器10のブロック回路略図を示す。そ
こには、一方が障害を受けたFM信号の実部x_r（ｋ）、も
う一方が虚部x_i（ｋ）に対する２つの信号路が設けられ
ている。上側の信号路および下側の信号路において等化
器10は、直列接続された遅延素子14,16,18ないし20,22
および24を含んでいる。出力側にそれぞれ、加算器26な
いし28が設けられている。これら遅延素子は、シフトレ
ジスタの形式により簡単に実現され、その際それぞれの
素子は、κ^ｅクロック分の遅延を表わす。この場合、κ
^ｅは、受信機において設定調整されている遅延時間を表
わす。

更に、等化器10は、加算器26,28および遅延素子14−24
に図示のように接続されており、等化器係数が供給され
るようになっている乗算器30−40ないし42−52を有す
る。等化器係数の発生は、後でも詳しく説明する。

等化器10の、伝送チャネルの変化する特性への整合は、
自乗偏差Ｆの最小化によって行われるので、等化器10の
出力側における誤差ｅ（ｋ）が求められなければなら
ず、このために第３図には、基本回路が図示されてい
る。障害を受けたFM信号はこの場合も、実部および虚部
に分割されている両成分はそれぞれ、共通に加算器58に
出力を供給する乗算器54および56に達する。加算器58の
出力側は、別の加算器60に導かれている。この加算器に
は、偏差を検出するために、一定値“I"が加わってい
る。そこで加算器60の出力側に、誤差ｅ（ｋ）が得られ
る。

以下に説明する、κの倍数だけ存在する等化器係数の適
応設定調整は、グラディエン方法によって行われる。変
形された係数ベクトル の定義を用いて、このことは次の計算過程 によって行うことができ、その際式（12）におけるＦに
おいて係数ベクトルｈは、式（13）の係数ベクトルによ
って置き換えることができる。式（13）の係数ベクトル
の方向においてＦのグラディエントを数学的に形成する
ことで、係数の設定調整に対する次の反復プロトコルが
数学的に導き出される： かつ第４図には、等化器係数を直接設定調整するために
この反復プロトコルを回路技術的に実現したものがブロ
ック回路図にて図示されている。その際反復サイクルｉ
は、標本的点ｋに等しく選択されており、即ち各々の標
本化期間中１回の反復サイクルが行われる。標本化周波
数f_Aは、有利には500kHzである。

反復プロトコルから明らかでるように、引き続く係数は
その都度先行する係数から求められる。即ち先行する係
数から“補正値”が減算される（式（15）の右辺の第２
項を参照）。

第４図においても、係数の設定調整は別個に実部および
虚部に従って別個に行われる。このブロック回路図は、
それぞれの複数係数に対して７つの乗算器62−74、４つ
の加算器76−82および実部および虚部に対してそれぞ
れ、ループ88ないし90を有する遅延素子84,86を含んで
いる。記号z^-1では遅延が１クロック分行われることを
意味する。ループ88および90を介して加算器80および82
に戻される結果、係数は累算されて求められかつ遅延素
子84および86の出力側にて取り出され、そこからそれら
は第２図の乗算器に送出することができる。

等化器係数の既述の、直接的な設定調整に対して選択的
に、等化器係数を多重路パラメータを介して求めること
もできる。というのは、次の数学的な考察による係数
は、複素反射係数に依存しているからである。

非巡回形等化器10に対する解決法は、先に挙げた式
（３）に従った巡回形伝達関数の近似によって得られ
る。式（３）のｚ変換により、単一反射の特殊例が生
じ、その際まずκは整数であり、 ただし ｒ＝ρ・ｅ^−ｊΨ （17） である。

式（16）の逆ｚ変換は、巡回形等化器の時間に制限され
ていないインパルス応答を表わす。これから、最も簡単
な場合には、矩形ウインド化によって、近似された非巡
回形解決法が得られる。ｎ個の標本値後中断された巡回
形インキパルス応答により、 が生じかつこれにより等化器係数の、複素反射係数への
依存性が示される。結果的に生じる非巡回形インパルス
応答（18）および（19）は、遅延度κの整数倍に対して
のみ、零とは等しくない標本値から成る。これらは、複
素反射係数ｒがかわっている場合、一義的に決めること
ができる。

この先験的な知識を使用して、係数の適応設定調整を、
パラメータｒの同一確認に基づいて行うことができる。
その場合その時の係数は、簡単に表を用いて計算され
る。以下の考案に対して、等化器10の遅延度が既知であ
ることを前提としている（遅延後の設定調整について
は、後で詳しく説明する）。

等化器10の正しい設定調整において、受信機において求
められたパラメータr^eは、実際に存在する伝達パラメー
タｒ と一致する（上記の記号ｅによよって、受信機に
おけるパラメータが求められたことが表される）。パラ
メータｒ の同一確認は、値と位相に関するグラデイエ
ント方法に従った自乗偏差Ｆの最小化によって行われ
る。次のベクトルｐ ＝［ρ^e,Ψ^ｅ］^Ｔ （20） および次のマトリクス を定義するとき、このことは次の計算仕様によって生じ
ることができる：ｐ （ｉ＋１）＝ｐ（ｉ）−Ｇ・grad _ｐ ▼Ｆ（ｉ）（23） 式（20）は、パラメータｉの値および位相を表わすベク
トルを定義する。正のステップ幅γ_２およびγ_３が適当
に選択されていれば、ベクトルｐは、 によって与えられる定常的な終値に抗している。先に定
義された式（12）によって、ρ^ｅに従った目標関数の偏
導関数に対して、 が得られる。

同様にして、Ψ^ｅに従った目標関数の偏導関数に対して
次の式（25）が得られる この場合、ρ^ｅおよびΨ^ｅに従った等化器係数の偏導関
数は、次のベクトル で表される。ベクトル（26）および（27）の成分に対し
て、ベクトル の関数としての明示的な式が得られる。結果的に生じる
反復プロトコルを簡単化するために、次のベクトル および次のマトリクス が定義される。これにより次の反復プロトコルが得られ
る：ｐ （ｉ＋１） ＝ｐ（ｉ）−Ｇ・ｅ（ｋ）・Re｛ｙ（ｋ）・Ｘ
ｈ _ρ，Ψ｝ （30） このために第５図および第６図には、回路技術的な構成
が図示されている。その場合確認されたパラメータρ^ｅ
およびΨ^ｅから−複素反射値r^eを介して−式（18）およ
び（19）に従って係数を計算することができる。上記の
反復プロトコル（30）において、指数ρおよびΨによっ
て、ρおよびΨの導関数を導き出すことができる。

第５図のブロック回路図における前処理も、実部および
虚部に応じて別個に行われる。この構成は、それぞれκ
^ｅクロック分だけの遅延度を意味する、直列接続された
遅延素子92−98を有し、これらには、それぞれ加算段10
8−114に通じている乗算器100が配属されている。加算
段108−114の出力側には、乗算器102が接続されてお
り、それらには加算器116または118が後置接続されてい
る。

更にこの回路は、加算器116および118に接続されている
２つの乗算器106に通じている２つの乗算器104を有して
いる。乗算器106にはそれぞれ、加算器120ないし122お
よび遅延素子124ないし126が接続されている。この場合
も累積が行われ、その際遅延素子124,126は１クロック
分の遅延作用する。

時限素子124および126の出力信号は、第６図に示すよう
に、求められた値から係数を規定する表メモリ128に達
する。その際、反射係数が最初の１回で求められたと
き、例えば32すべての係数を同時に求めることができる
とい利点が生じる。

これまでの説明および相応の回路は、遅延度κも同一確
認されたとき初めて、実際に意味が出てくる。別の伝送
パラメータにおけるように、このことは自乗偏差の最小
化によって行うことができる。

反射波の正確な補償のために、標本期間Ｔの整数でない
倍数だけの遅延度の設定調整が必要であり、かつ遅延度
の（整数の倍数の間にある）中間値の計算は、それ自体
公知の補間方法によって行われかつ変形された状態メモ
リ構造が得られる。

遅延度κの決定のために、次の計算プロトコールが用い
られる。

κに従った目標関数の導関数は、等化器10の状態変数を
遅延度κの関数として表すことによって、形成すること
ができる。この条件は、標本期間Ｔの整数でない倍数だ
け遅延された状態値を多項式によって近似することによ
って、満たされる。その際多項式関数−補間係数とも称
される−は、遅延度に依存している。

状態値の、ｍ次の補間を用いた計算は、ラグランジュの
式によって行われる： 補間計算α_μνは、次の式（34）から生じ その際ｍは補間度を表しかつ［νκ^ｅ］は、νκ^ｅより
小さいかまたは等しい最大の整数である。ｍが奇数の場
合、式（33）および（34）における加算限界値は、（ｍ
−１）/2によって置き換えることができる。式（33）を
実現すると、第７図に示すような非巡回形等化器の変形
された構成が得られる。

このブロック図は、４次の補間によるν番目の状態値の
具体例を示しかつそれぞれ１クロック分の遅延作用をす
る４つの遅延素子130−136並びに共通に加算器148に導
かれている５つの乗算器138−146を有している。

第７図のブロック図は、立ち上がり振動特性および補間
誤差に関する特別有利な特性を有している。標本化期間
Ｔの整数倍だけ遅延された状態値は、補間係数とは無関
係であり、その結果これらは、それぞれの反復サイクル
において新たに計算することができる。他方において、
遅延度のその都度計算された中間値に対する補間誤差は
同じ大きさである。

その場合、状態変数の偏導関数をκ^ｅに応じてまとめる
ことによって、次のベクトルが定義される： かつそれからκ^ｅに応じた目標関数Ｆの導関数に対して が得られる。

ベクトルｘ _κの要素は、式（33）から計算される。上記
式（37）を用いて、第８図のブロック回路図によって実
現可能である。遅延度κ^ｅを決定するための次の反復プ
ロトコルが生じる 遅延度の決定は、それぞれκ^ｅクロック分の遅延作用を
する遅延素子150および152並びに２つの加算段156およ
び158に導かれている乗算器154を用いて行われる。それ
ぞれの加算段156,158には、共通に加算器162に加わるよ
うになっている別の乗算器160が接続されている。

更に、第８図のブロック回路図は、誤差ｅ（ｋ）に対す
る乗算器164並びに乗算器166を有する。この乗算器に
は、加算器168および累算に対するループを有する遅延
素子170が接続されている。遅延素子170の出力側におい
て受信機における遅延度が得られる。

第８図に示す遅延度の決定に対して必要な、κに応じた
状態係数の偏導関数は、第９図のブロック図に従って形
成される。この回路部分は、それぞれ１クロック分の遅
延作用をする４つの遅延素子172、並びにその出力が共
通の加算器176に供給される５つの乗算器174を有する。

第10図は、補間係数およびκに従ったその導関数の、表
メモリ178を用いた形成を示す。

第11図のブロック回路図は、４次の補間を用いた遅延度
の設定調整が行われる第２図の非巡回形等化器の構成の
部分を示す。４つの遅延素子180および５つの乗算器182
が設けられている。後者は、２つの乗算器186が続いて
いる共通の加算器184に導かれている。

反射係数ｒを使用して等化器係数の設定調整が行われる
既述の実施例では（式（30）および第５、第６図）、ｒ
に対する指数形から出発していた。

しかしその他に、反射係数を実部および虚部を介して決
定することで、等化器係数の設定調整を行うこともでき
る。従って反射係数は、次の式 ｒ＝r_r＋jr_i （39） を有し、ただし r_r＝ρcosΨ （40） r_i＝ρsinΨ （41） である。

その際この表示形式は、反射係数ｒを決定するための巡
回形計算のプロトコルを立てて、そこから係数を求める
ために使用することができる。このために２つの成分
は、グラディエント方法に応じた目標関数Ｆの最小化に
より、次の計算によって求められる。

成分▲ｒ^e _r▼に応じた目標関数の偏導関数により次の式
が生じる。

同様にして、成分▲ｒ^e _i▼に応じた目標関数の偏導関数
に対する次の式（47）が得られる。

式（42）および（43）に従った反復プロトコールは、簡
単にするために、次の複素式によって表示することがで
きる： を用いて、ｒに応じた目標関数の複素導関数に対する次
の式が得られる この場合ｒに応じた等化器係数の偏導関数は、次のベク
トル にて表されている。式（52）を式（48）に代入すること
によって、反射係数に対して次の反復仕様が生じる： 複素反射係数の成分を決定するための相応のブロック回
路図は、第12図に図示されており、かつ第13図は、等化
器係数を形成しかつ複素反射係数に関してその偏導関数
を求めるためのブロック回路図を示す。

第12図のブロック回路図は、それぞれκ^ｅのクロック分
の遅延作用をする、それぞれ直列接続された遅延素子18
8,190,192および194を有しており、これらには乗算器19
6および198が対応して設けられている。乗算器は全部で
４つの加算段200,202,204および206に導かれている。こ
れら加算段にはそれぞれ、共通の加算器212ないし214に
通じている乗算器208および120が続いている。

更に、２つの乗算器218および220に導かれているもう１
つの乗算器216が設けられている。乗算器218に、加算器
222並びに遅延素子226が接続されており、かつ乗算器22
0に加算器224および遅延素子228が続いている。遅延素
子226,228の出力側から加算器222ないし224に至る帰還
路を介して、この場合も先行する値からその都度の値を
決定するための累算が行われる。

第13図のブロック回路図は、その前に求められた反射係
数の実部および虚部から、どのように所望の等化器係数
ｈを決定することができるかを、明らかにしている。こ
の構成は、それぞれ実部に対する乗算器230および232並
びに虚部に対する乗算器234および236を有している。上
側の加算器238は、乗算器230および236に接続されてお
りかつ下側の加算器240は、乗算器234および232に接続
されている。

２つの加算器238および240にそれぞれ、帰還ループを備
えた遅延素子242または244が接続されている。これまで
説明してきた回路部において、係数ｈ（ν＋１）＝（−
ｒ）ｈ（ν）が求められる。

遅延素子242に別の遅延素子246が接続されており、かつ
遅延素子244に別の遅延素子248が続いている。すべての
遅延素子242−248はそれぞれ、１クロック分の遅延作用
をする。

２つの遅延素子246および248にそれぞれ乗算器250ない
し252が接続されており、かつ後者は別の乗算器254に接
続されている。

上側の２つの出力側256には所望の等化器係数が取り出
され、一方下側の４つの出力側258には▲ｒ^e _r▼および
▲ｒ^e _i▼に応じた等化器係数の偏導関数を取り出すこと
ができる。この場合偏導関数は、次の式によって表する
ことができる： 本発明の等化器の動作方法およびこれにより得られる利
点を一層詳しく説明するために、以下第16−20図を参照
して説明する。これらには、設定調整期間中の個別量の
経過が、 を有する２路伝送の場合に対して、図示されている。適
応設定調整は、迅速な始動特性が生じかつ系の安定性が
保証されるように選択された一定のステップ幅によって
行われる。312回の反復後決定された多重路パラメータ
が、等化器において正確に設定調整されていることが、
認められている。１周期後既に、復調された低周波信号
はもはや、多重路受信に基く歪みを有しない。

第16図および第17図は、反射係数の値ないし位相を示し
ており、かつ第18図は、受信機における遅延度の経過を
示している。

第19図は特に、第２図の等化器の出力側における包絡線
の自乗偏差ないし自乗値を示す。最初に変動（歪みに基
く振幅変調）があるがその後、包絡線の値は所望通り一
定であり、その際それ以前に、既述の目標関数および反
復プロトコルに応じた偏差に基いて等化器パラメータは
設定調整されている。

第20図は、復調器12の出力側における復調された低周波
出力信号を示し、かつ受信機の出力側における包絡線の
振幅が一定に維持されているとき、約１周期後既に最初
の歪みが補償されていることが、解る。非常に迅速な設
定調整時間は、例えば1msであり、即ち設定調整期間中
発生する歪みは、音響的には知覚されない。

これまでは、２路受信に関連して説明してきたが、以下
多重路受信について説明する。

第14図は、多重路受信における例として全部で３つの反
射係数を示す。しかし本発明は、多重路受信にも拘わら
ず、２路受信に対する等化器構成から出発している。本
発明は、第14図の図示の、複数の反射係数を有する所謂
“クラスタ”を、１つの反射係数を有する第15図に“置
き換える”ことができるという認識に基いている。多重
路受信はこのようにして唯一の反射係数によって表され
るので、有利にも２路受信（単一反射）に対する変形さ
れた等化器構成を適用することができる。

明瞭にするために、次に仮に第14図の３つの反射係数を
使用して数値例を挙げる： r₁＝0.1 Ψ_１＝π/2 κ_１＝９＝5.4km（迂回） r₂＝0.5 Ψ_２＝π/2 κ_２＝10＝6.0km（迂回） r₃＝0.2 Ψ_３＝π/2 κ_３＝11＝6.6km（迂回） 係数の数は、この場合32であり、かつ反復の数は、4096
に等しい。等化が行われない場合、10.471％の歪率が測
定された。本発明の等化によって、歪率はたった0.910
％である。

多重路受信の上述の例に対して、第21図〜第25図に図示
されている測定が同様実施された。これらにより、変形
された等化器構成によってこの場合も発生した歪みの申
し分のない補償を実現できることが、認められる。

第21図および第22図は、反射係数ｒの値ないし位相を示
し、かつ第23図は、遅延度の経過を示す。この場合確か
に設定調整時相は多少大きいが、常に音響的に知覚され
るしきい値以下にある。

多重路受信における等化器の出力側における包絡線の自
乗偏差ないし自乗値が、第24図に図示されている。図か
ら明らかに解るように、包絡線の値は初期の変動（歪み
に基く振幅偏差）の後、ほぼ一定に維持されている。

復調器12の出力側における復調された低周波出力信号が
図示されている第25図から、本発明により得られる効果
が最も明らかに解る。図面からは殆ど解らない残留歪み
は、FM受信機の利用者がもはや聴取することがない程度
に僅かである。

本発明は勿論、既述の実施例に限定されない。そればか
りか本発明の範囲内において、多重路受信にも拘わら
ず、２路受信に対する等化器構成を意図的に使用する点
にある本発明の基本思想を実現するために、種々の変形
例が可能である。多重路パラメータに関する設定調整の
際、結果的に生じる、等化器のインパルス応答は既知で
あって、この先験的な知識により実際に設定調整時間の
著しい低減が計られる。変形された状態メモリによっ
て、遅延度の、標本期間の整数でない倍数についての設
定調整が実現され、これにより使用の等化器構成は実用
上有意義である。

設定調整時間の効果的な低減は、目標関数に従って立て
ることができる反復方法におけるステップ幅の適応整合
によっても実現される。その際等化器パラメータの設定
調整は連続作動中、等化器出力側における自乗偏差の、
グラディエント方法に従った最小化によって行われ、そ
の際障害を受けていないFM信号のほぼ一定の複素包絡線
が“基準信号”として使用される。

最後に、これまでの説明の中で使用してきた主な記号の
有する意味を、もう１度明らかにする。

ｅ（ｋ） 等化器出力側における誤差 f_A 標本化周波数 f_I 変調周波数 Ｆ 目標関数 ΔＦ 周波数偏移 ｇ（ｋ） 複素FMベースバンド信号 ｈ（ｋ） 多重路受信を補償するための等化器の複素イ
ンパルス応答ｈ 係数ベクトル H_MW（jw） 多重路受信によって障害を受けたチャネル
の伝送関数 ｋ 時間離散形系における正規化された時間変数 ｍ 補間のための多項式の近似の次数 ｎ フィルタの長さ rv 多重路伝送における複素反射係数 Ｔ 標本化期間 ｗ（ｋ） 時間離散形復調器出力信号 ｘ（ｋ） 多重路等化器の複素入力信号ｘ 複素状態ベクトル ｙ（ｋ） 複素等化器出力信号 α_μν 補間係数 β 最適化係数 γ_ν 設定調整アルゴリズムの最適化のためのステップ
幅 κ Ｔに関連した遅延度 ω 角周波数 ΔΩ 角周波数偏移 ρ_ν 反射波の振幅 τ_ν 反射波の遅延時間 Θ_ν 反射波の位相回転 Ψ_ν ベースバンド混合後の反射波の位相回転 ［ｘ］ ｘより小さいかまたは等しい最大の整数 ｘ ^Ｔ 行ベクトルｘ ^＊ 共役行ベクトル

【図面の簡単な説明】

第１図は、FM受信機に等化器を有するデジタルベースバ
ンド構造のブロック略図であり、第２図は、ベースバン
ドにおける非巡回形等化器のブロック回路図であり、第
３図は、第１図および第２図の等化器の出力側における
偏差ｅ（ｋ）を形成するための構成のブロック回路図で
あり、第４図は、等化器係数を直接設定調整するための
構成のブロック回路図であり、第５図は、反射係数を用
いて等化器係数を求める、ベースバンドにおける多重路
パラメータを決定するための構成のブロック回路図であ
り、第６図は、等化器係数および表メモリを用いて多重
路パラメータに関するその偏導関数を形成するための構
成のブロック回路図であり、第７図は、４次の補間によ
りν番目の状態値を実現するためのブロック回路略図で
あり、第８図は、遅延度を同一確認するための構成のブ
ロック回路図であり、第９図は、κに応じたν番目の状
態変数の偏導関数を形成するための構成のブロック回路
図であり、第10図は、補間係数および表メモリを用いた
κに応じたその導関数を形成するための表を示した図で
あり、第11図は、４次の補間を用いた遅延度の設定調整
が行われる第２図の非巡回形等化器の構成の部分を示す
ブロック回路図であり、第12図は、複素反射係数の成分
を決定するための構成のブロック回路図であり、第13図
は、等化器係数および複素反射係数に関してその偏導関
数を係数するための構成のブロック回路図であり、第14
図および第15図はそれぞれ、多重路受信における反射係
数を示す図であり、第16図〜第25図はそれぞれ、２路受
信（第16図〜第20図）および多重路受信（第21図〜第25
図）における歪みの補償を説明するための波形図であ
る。 10……等化器、12……FM復調器、14,16,18,20,22,24,8
4,86,92,94,96,98,124,126,130,132,136,150,152,170,1
72,180,188,190,192,194,224,226,228,246,248……遅延
素子、26,28,58,60,76,78,80,82,108,110,112,114,116,
118,120,122,156,158,162,168,184,200,202,204,206,21
2,214,222,224,238,242……加算器、30,32,34,36,38,4
0,42,44,46,48,50,52,54,56,62,64,66,68,70,72,74,10
0,102,104,106,138,140,142,144,146,154,160,166,174,
182,186,196,198,208,218,220,216,218,230,232,234,23
6,250,252,254……乗算器、128,178……表メモリ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】FM信号または位相変調された信号の多重路
   伝送における等化に対するデジタル非巡回形フィルタの
   形式の等化器において、２重路受信における歪みの補償
   に基づいて変形された等化器構造を有するデジタル非巡
   回形フィルタ（10）が設けられており、該フィルタ（1
   0）において、標本期間（Ｔ）に関連付けられた、反射
   波の遅延度（κ）の倍数とは異なっている等化器係数
   （ｈ（ｋ））は、零に等しく、かつその他の等化器係数
   （ｈ（ｋ））および正規化された、標本化期間（Ｔ）に
   関連付けられた遅延度（κ）を目標関数 によってグラジエント方法に従って連続的に適応設定調
   整するための手段が設けられており、ただしｙ（ｋ）は
   等化器出力信号であり、Ｉは障害を受けていない等化器
   出力信号ｇ（ｋ）の絶対値を表わすものであり、かつ前
   記手段は、障害を受けた等化器出力信号（ｙ（ｋ））
   の、障害を受けない等化器出力信号（ｇ（ｋ））からの
   絶対値自乗偏差に依存してその他の等化器係数ｈ（ｋ）
   および遅延度（κ）の調整設定を行い、かつ係数反復回
   路が設けられており、該反復回路によって前記その他の
   等化器係数（ｈ（ｋ））が次の反復プロトコール に従って求められ、その際 は変形された係数ベクトルであり、ｉは反復サイクルで
   あり、γ_１はステップ幅であり、ｅ（ｋ）は等化器出力
   側における誤差（偏差）であり、 は共役複素状態ベクトルであることを特徴とするデジタ
   ル非巡回形フィルタの形式の等化器。
2. 【請求項２】等化は、僅かな標本周波数（f_A）を有する
   ベースバンドにおいて行われる特許請求の範囲第１項記
   載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。
3. 【請求項３】等化器係数は、等化器出力側におけるFM信
   号（ｙ（ｋ））の振幅偏差に応じて、等化器出力側にお
   けるFM信号（ｙ（ｋ））の振幅が一定の値をとるよう
   に、変化される特許請求の範囲第１項または第２項記載
   のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。
4. 【請求項４】等化器係数（ｈ（ｋ））の適応設定調整
   は、表メモリ（128）を用いて複素反射係数（ｒ）に依
   存して行われる特許請求の範囲第１項記載のデジタル非
   巡回形フィルタの形式の等化器。
5. 【請求項５】反射係数（ｒ）は、グラディエント方法に
   従って絶対値および位相を別個に求めることによて決め
   られる特許請求の範囲第４項記載のデジタル非巡回形フ
   ィルタの形式の等化器。
6. 【請求項６】反射係数（ｒ）は、実部および虚部を別個
   に求めることによって決められる特許請求の範囲第４項
   記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。
7. 【請求項７】遅延度（κ）を次の反復プロトコル に従って求めるために、遅延度反復回路が設けられてお
   り、その際κ^ｅは受信機における正規化された遅延度で
   あり、γ_４はグラディエント方法におけるステップ幅で
   あり、ｅ（ｋ）は等化器出力側における誤差であり、Re
   は実部であり、 は係数ベクトルであり、かつ は状態ベクトルである特許請求の範囲第１項記載のデジ
   タル非巡回形フィルタの形式の等化器。
8. 【請求項８】遅延度（κ）の値が整数でない場合、所属
   の状態値は、補間によって近似的に求められる特許請求
   の範囲第７項記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の
   等化器。