JPH0787690B2 - 可飽和インダクタを用いたスイッチングパワーコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ゼロ電流スイッチング
形のスイッチングパワーコンバータに関する。スイッチ
ングパワーコンバータは、入力電源から電力を受け入れ
て入力電源電圧より高い負荷電圧を送出する。かかるコ
ンバータは、入力電源電圧より高い電圧を負荷に供給す
る用途において有用である。また、かかるコンバータ
は、入力電源電圧が安定状態又は過渡状態において負荷
によって必要とされる作動電圧の最小値より下回る可能
性のある場合にも有用である。本明細書において、ゼロ
電流スイッチングパワーコンバータと称されるスイッチ
ングパワーコンバータにおいては、主スイッチング素子
がゼロ電流においてオン・オフせしめられる。かかる構
成によって、スイッチング素子中のスイッチングロスが
ほとんどゼロになり、コンバータ自身は比較的高い動作
周波数にて動作せしめられる。この動作周波数の動作サ
イクルは、スイッチング素子のターン・オンによって開
始する。より高い動作周波数の利点は、コンバータ内の
磁気的及び容量的素子の大きさが小さくなってコンバー
タ全体の大きさが小さくなることである。ゼロ電流スイ
ッチングパワーコンバータの例として、ブキャナン（Bu
chanan）及びミラー（Miller）によるピーイーエスシー
（PESC)75 レコード（RECORD）第 188頁に記載された
“共振スイッチング変換技術（Resonant Switching Pow
er Conversion Techniqne）”のタイプのもの；リュー
（Liu）及びリー（Lee）による IEEE International Te
lecommunications Energy Conference 1984年 Proceedi
ngsに記載された“共振スイッチ−スイッチングパワー
コンバータの効率を向上させる統一的アプローチ（Reso
nant Switches-A Unified Approach to Improve Perfor
mances of Switching Converters）”のタイプのもの；
及びリー他（Lee et al）による米国特許第4,720,667号
に開示されたタイプのもの、が本願図１及び２に記載さ
れている。また、図３Ａないし３Ｅ及び７Ａないし７Ｄ
においては、1991年６月２７日出願のヴィンチアレッリ
による米国特許出願第07/722,537号に開示されたゼロ電
流スイッチングパワーコンバータが示されている。図１
及び２に示されたコンバータは２つのディスクリート
（discrete)な、すなわち磁気的カップリングのないイ
ンダクタを含んでおり、一方、図３及び７に示されたコ
ンバータは、少なくとも１つの結合インダクタ（すなわ
ち、磁気的結合して各々が所望の漏洩インダクタンスを
示す一対の巻線）を含んでいる。

【０００２】図１，２，３及び７に示すコンバータの１
つの動作モードの短サイクル動作モードにおいては、動
作サイクルがゼロ電流におけるスイッチング素子のター
ンオンと、スイッチを流れる電流がゼロ電流になったと
きのスイッチング素子のターンオフによって始まる。ま
た、別の動作モードすなわち長サイクル動作モードにお
いては、スイッチング素子が第２又は第４ゼロクロシン
グのときにターンオフせしめられる。

【０００３】短サイクル動作モードの利点の１つは、上
記した米国特許出願第07/722,537号において説明した如
く、コンバータの動作周波数がコンバータの負荷の大き
さに依存することであり、ヴィンチアレッリの米国特許
第4,648,020号によれば、２つ以上のこのようなコンバ
ータはその動作周波数が同期している限り、負荷ヘの電
力を分担するのである。短サイクル動作モードにおいて
は、スイッチング素子はそのオフ時には正及び負の電圧
に耐えねばならない。ところで、実際上、オフ時に正負
電圧に耐えると共に例えば 300KHz又は500KHzの高い動
作周波数にてコンバータを動作せしめるようなスイッチ
ング速度を示すスイッチング素子を入手するのは困難で
あり、従来例の短サイクル動作モードにて動作するコン
バータは図８Ａないし８ｃに示す如きスイッチ回路を用
いていた。図８Ａにおいて、複合スイッチ素子は、オン
状態のとき矢印方向に電流を流しオフ状態のとき正電圧
Ｖｓｗに耐える単方向スイッチと、これに直列な単方向
導電素子とからなっている。この単方向導電素子は、
(a)単方向スイッチがオフ状態のとき所定大きさの負電
圧に耐えるようにかつ(b)コンバータの動作サイクルに
対して比較的素早い逆リカバリ時間を有するように選択
される。これによって、単方向スイッチがオフになった
とき単方向導電素子に流れる逆電流を最小に出来る。図
８Ｂ及び８Ｃは、単方向スイッチがＦＥＴ及び絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタを各々用いたスイッチ回路を
示している。かかる複合スイッチ回路を用いると単方向
導電素子を流れる電流が熱損失を生じてコンバータ全体
の効率を下げることになる。ここで、コンバータの効率
とは、入力電源から供給される電力に対するコンバータ
出力電力の比である。よって、短サイクル動作モードに
て動作するゼロ電流スイッチングパワーコンバータの効
率は長サイクル動作モードで動作するコンバータの効率
より高いと予想されるものの（なんとなればスイッチン
グ素子と電流が流れる期間が短サイクル動作モードにお
いて最小である故）、複合スイッチによるロスによって
短サイクル動作モードに伴なう効率の改善が阻害され
る。

【０００４】

【発明の概要】本発明によるゼロ電流スイッチングパワ
ーコンバータは、磁気結合インダクタを含み、かつ、ス
イッチがターンオンした後の最初のゼロ電流状態（ゼロ
クロス）においてスイッチがターンオフせしめられる半
サイクルモードにおいて動作し、スイッチ間に生ずる負
電圧に対する耐圧が比較的低抵抗の可飽和インダクタに
よってなされる。

【０００５】本発明によるスイッチングパワーコンバー
タは、入力電圧より高い負荷電圧にて電圧シンク負荷に
電力を伝送することを１つの特徴としている。本発明に
よるスイッチングパワーコンバータは、少なくとも１つ
の結合インダクタからなる磁気回路と、可飽和インダク
タと、スイッチとを含んでいる。このスイッチは、入力
電圧源、可飽和インダクタ及び結合インダクタの少なく
とも第１巻線と直列回路を形成している。第１キャパシ
タ（すなわちコンデンサ）は、スイッチ、可飽和インダ
クタ及び結合インダクタの少なくとも第２巻線と共に直
列回路を形成している。第１キャパシタは、上記磁気回
路及び可飽和インダクタと協働してスイッチの閉成時に
スイッチに流れるスイッチ電流の正弦波成分の時間変化
に対する特性時定数を規定する。スイッチコントローラ
は、スイッチを流れる電流がゼロのときスイッチをオン
又はオフする。この場合のターンオン時間は、入力電圧
の平均値に対する負荷電圧の比を調整すべく制御され
る。この比は１以上である。第１単方向導電素子が磁気
回路と負荷との間に接続されており、負荷に向う電流を
許容する極性となるように接続されている。磁気回路は
入力ポート、出力ポート及びシャントポートを有し、入
力電源は入力ポート及びスイッチの一端の間に接続さ
れ、可飽和インダクタは該スイッチの他端とシャントオ
ートとの間に接続され、第１キャパシタは該出力ポート
と回入力電源及び該スイッチの接続点との間に接続され
ており、第１単方向導電素子は出力ポートに接続されて
いる。

【０００６】本発明の実施例は以下の特徴を有してい
る。すなわち、磁気回路が第１及び第２巻線を有する結
合インダクタを含むことである。いくつかの実施例にお
いては、該第１巻線が該入力ポート及びシャントポート
に接続され、該第２巻線は該シャントポート及び該出力
ポートに接続される。これらの巻線の巻方向は、該入力
ポート及び該シャントポートの間に正の電圧が印加され
たとき該出力ポート及び該シャントポートの間に正の電
圧が生ずるように定められている。他の実施例において
は、該第１巻線が該入力ポート及び該出力ポートの間に
接続され、該第２巻線が該シャントポート及び該出力ポ
ートの間に接続されており、これらの巻線の巻方向は該
入力ポート及び該出力ポートの間に正の電圧が印加され
たとき該出力ポート及び該シャントポートの間に正の電
圧が生ずるように定められている。

【０００７】該磁気回路は該第１もしくは第２巻線に直
列に接続されたインダクタを含むこともある。この磁気
回路は第３及び第４巻線を有する第２結合インダクタを
含むこともある。この第３巻線は該第１巻線と直列に該
入力ポートに接続され、該第４巻線は該第１及び第２巻
線の接続点と該出力ポートと間に接続されている。ま
た、該磁気回路は該第３巻線又は該第４巻線に直列なイ
ンダクタを含むこともある。

【０００８】該結合インダクタは、巻数比ａ＝Ｎ１／Ｎ
２であり、第１巻線の全インダクタンスＬpriであり、
第２巻線の全インダクタンスＬsecであり、第１及び第
２巻線漏洩インダクタンスＬｌ１及びＬｌ２であり、磁
化インダクタンスＬｍであり、Ｌpri＝Ｌｍ＋Ｌｌ１で
あり、Ｌsec＝Ｌｌ２＋Ｌｍ／ａ²である。該スイッチは
該スイッチがターンオンした後に最初にスイッチ電流が
ゼロになったときにターンオフする。負荷に並列接続さ
れた出力キャパシタの容量は負荷に供給される出力電流
の変動を平滑するに十分大きくしてあり、従って、コン
バータの出力電圧はほぼ直流値である。出力電圧はスイ
ッチのターンオンの周波数を制御する。

【０００９】当該スイッチは、例えば、電界効果トラン
ジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタの如き単
方向スイッチであってもよい。この単方向スイッチは単
オフした時の単方向電圧に耐えることができる。単方向
電圧の極性はスイッチの正及び負極性を規定し、該スイ
ッチは単オンしたときに正及び負極の間に単方向電流を
流すことができる。単方向導電素子が該単方向スイッチ
に並列に接続されることがあり、この単方向導電素子は
該単方向スイッチの導電方向とは反対の方向に電流を流
すのである。

【００１０】可飽和インダクタは十分低い抵抗値を有
し、それゆえ、スイッチによる順方向導電期間において
の電力消費は少ない。

【００１１】

【実施例】図１及び２においては、従来のゼロ電流スイ
ッチングパワーコンバータ７２、７４が示されている。
図において、これらのコンバータは各々インダクタンス
Ｌ１の第１インダクタ８０及びインダクタンスＬ２の第
２インダクタ102を有する。これらのインダクタは互い
に磁気的な結合はしておらずディスクリートである。図
３Ａないし３Ｅは、米国特許出願第07/722,537号（出願
日1991年６月２７日）に開示されたゼロ電流スイッチン
グパワーコンバータを示しており、これは結合インダク
タ202を含む磁気回路200を有する。図１，２及び３Ａな
いし３Ｅに示されたコンバータ及び本発明による以下に
述べるコンバータは電圧シンク負荷に電力を供給するも
のである。この電圧シンク負荷とは、コンバータ動作サ
イクルに比較して長い期間に亘ってほぼ一定の電圧源と
して表れる。コンバータの出力端子間に接続されてコン
バータから負荷に供給される出力電流の時間変動を平滑
するに十分大きな容量を有する出力キャパシタが用いら
れて、コンバータに対して電圧シンク負荷にする。図１
及び２に示したコンバータにおいてはそのようなキャパ
シタ184が示されているが他の図のコンバータにおいて
は簡略の為に示していない。図３Ａないし３Ｅに示され
たコンバータにおいては、結合インダクタ202は通常の
種類のものでありその巻線は完全には結合していない。
従って、各巻線は、他方の巻線には鎖交しない磁束の部
分に対応する漏洩インダクタンスと双方の巻線に鎖交す
る磁束に対応する磁化インダクタンスとを有する。回路
素子としてかかる構造は漏洩インダクタンスの効果によ
って弱められたトランス動作を示す。図４において、２
つの巻線を有する結合インダクタンスの回路例が示され
ている。この図２において、結合インダクタは巻数Ｎ１
の一次巻線と巻数Ｎ２の２時巻線を有する。この２つの
巻線の結合係数は各々ｋ１及びｋ２である（０≦ｋ１，
ｋ２≦１）。そして、この２つの巻線間に鎖交する磁束
の効果は巻数比ａ＝Ｎ１／Ｎ２を有しかつインダクタン
スＬｍの磁化インダクタンス206を有する理想的なトラ
ンス204として表される。また、一次及び二次巻線の漏
洩インダクタンスはインダクタンスＬl1及びＬl2のイン
ダクタ208, 210によって表される。インダクタＬ１１，
Ｌｌ２及び磁化インダクタンスＬｍの相対的な値は巻線
に鎖交する媒体の磁気特性（例えば用いられる磁気材料
の透磁率）及び結合インダクタの構造（例えば、Ｎ１，
Ｎ２，ｋ１及びｋ２）に依存している。一次巻線単独の
全インダクタンスＬｐｒｉ＝Ｌｌ１＋Ｌｍであり、二次
巻線の全インダクタンスＬｓｅｃはＬ１２＋Ｌｍ／ａ²
に等しい。図４において、漏洩インダクタンスＬｌ１、
Ｌｌ２及び磁化インダクタンスＬｍの関係がｋ１とｋ２
とが等しくない場合及びｋ１＝ｋ２＝ｋの場合の両方に
ついて示されている。

【００１２】図１、２又は３に示されたコンバータ及び
以下に記載されるゼロ電流スイッチングパワーコンバー
タのいずれもが図１及び２におけるスイッチコントロー
ラ２０として示されるスイッチコントローラを含んでい
る。このスイッチコントローラはゼロ電流においてスイ
ッチをオン又はオフとしかつ入力電源から供給される電
圧に対する負荷電圧の比を制御する手段としてスイッチ
のターンオンの頻度を制御する。もし、コンバータへの
入力電源が交流電圧の整流電圧を供給するものである場
合（例えば図６Ｂに示した電源）、スイッチコントロー
ラは電力要素プレレギュレータに用いられる種類のもの
である。例えば、米国特許第4,677,366号、米国特許第
4,940,929号及び米国特許出願第07/642,232号に示され
たタイプのものである。この場合スイッチング周波数は
コンバータの出力電圧を所定の値に維持しかつ交流電源
からの入力電流を交流電圧の波形に追従するように制御
している。

【００１３】図１，２又は３のコンバータのいずれもに
おいて、半サイクルモードと呼ばれる動作モードにおけ
る動作サイクルは図５に示される波形によって表わされ
る。図示を容易にするために、コンバータの入力電圧は
一定でＶｉｎに等しくコンバータ出力電圧はＶｏ（Ｖｏ
は＞Ｖｉｎ）に等しく入力電流Ｉｉｎ（ｔ）は動作サイ
クル期間にわたって入力源からコンバータ入力端に連続
的に流れることとし、さらに、時間ｔ＝０の直前におい
てスイッチがオープンであり、入力及び出力電流Ｉｉｎ
（０）及びＩｏ（０）が共にＩｉｎの値に等しいと仮定
する。そして、スイッチは、上記したスイッチコントロ
ーラによって時間ｔ＝０のときに閉成せしめられること
とする。時間ｔ＝０及びｔ＝ｔ１の間において、スイッ
チ電流Ｉｓｗ（ｔ）は上昇し出力電流Ｉｏ（ｔ）は時間
ｔ＝ｔ１において出力電流Ｉｏ（ｔ）がゼロに等しくな
り、出力端方向導電素子が導通を停止するように減少す
る。時間ｔ１においてほぼロスのないエネルギー伝達サ
イクルが始まり、このサイクルにおいては、図１，２及
び３におけるキャパシタ９０の如きキャパシタと誘導素
子との間においてエネルギーが伝達される。このエネル
ギー伝達サイクルの期間にわたってスイッチ電流及びキ
ャパシタ電圧が正弦波的に変化してスイッチ電流が最初
にゼロに復帰する時間ｔ＝ｔ２に達するまで変化する。
上記した条件のもとにおいてスイッチング電流及びキャ
パシタ電圧の正弦波的変化は図１及び２のコンバータに
おいてＴｃ＝πｓｑｒｔ（Ｌ２×Ｃ）によって近似され
る特性時定数（すなわち、正弦波が半サイクルをなす時
間）を示す。なお、上記した近似においては、Ｌ１がＬ
２に比べて大であるとしている。一方、図３のコンバー
タにおいては、特性時定数はＴｃ＝πｓｑｒｔ（Ｌｅ×
Ｃ）によって表わされる。ここで、Ｌｅはキャパシタか
ら入力源側を見た等価インダクタンスであり、結合イン
ダクタの漏洩インダクタンスの関数である。時間ｔ＝ｔ
２のときスイッチコントローラによってスイッチはオフ
とされキャパシタ電圧Ｖｃ（ｔ２）＝−Ｖｃの負の値の
故に、オフとなったスイッチ間の電圧は負の電圧Ｖｓｗ
（ｔ２）＝−Ｖｘになる。時刻ｔ＝ｔ２及びｔ＝ｔ３の
間において、入力インダクタの電流に伴なう電力が出力
電圧に向けてキャパシタを充電する。時刻ｔ３において
キャパシタ電圧はＶｏに等しく出力端方向導電素子は導
通を始め、従って電流Ｉｏ（ｔ）が負荷に向って流れ
る。他の動作サイクルが時刻ｔ＝ｔ４から始まるように
示されている。

【００１４】1991年６月２７日出願の米国特許出願第07
/722,537号に開示されたゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータが図６Ａ及び６Ｂ及び図７Ａないし７Ｄに示さ
れている。図６Ａのコンバータにおいて、入力端方向導
電素子112がゼロ電流スイッチングパワーコンバータ113
に直列に接続されている。このコンバータ113は図１，
２及び３に示されるコンバータのいずれのものでもよ
い。入力電流Ｉｉｎ（ｔ）が入力電源からコンバータに
向う方向において連続的に流れるような比較的大なる負
荷においてはコンバータの動作が入力端方向導電素子の
存在によってはほとんど影響されない。しかしながら、
入力電流が逆に流れるような比較的小なる負荷の場合入
力端方向導電素子112の存在はキャパシタ及び入力電源
の間を流れる好ましからざる共振電流を防止出来る。電
力要素を調整プリレギュレータの如く、交流電源を整流
することによってコンバータへの入力電力を得るような
場合、図６Ｂの整流器114の如き整流器は入力端方向導
電素子の機能を果すことができる。図７Ａないし７Ｂの
コンバータにおいては入力端方向導電素子112及び順方
向端方向導電素子212が含まれている。1991年６月２７
日出願の米国特許出願07/722,537号において開示した如
く、これらの２つの素子の組合せはキャパシタ９０とコ
ンバータ出力の間に流れる電流路をエネルギー伝達サイ
クルの一部の間において提供する。ここで、エネルギー
伝達サイクルとは、例えば、図５における時刻ｔ＝ｔ１
及びｔ＝ｔ２の間である。図６及び７に示された如きコ
ンバータにおいては、特性時定数はキャパシタ９０及び
回路インダクタンスの値の関数である。

【００１５】コンバータが半サイクルモードにおいて動
作している時は、図１，２，３，６又は７に示されるコ
ンバータに含まれるスイッチ130は例えば図５における
時刻ｔ２及びｔ４の間において、負及び正の電圧に変え
なければならない。実際上、オープン状態において正及
び負の電圧に耐えかつ例えば300KHz又は500KHzの如き比
較的高い動作周波数において作動する効率的なコンバー
タ動作に対応したスイッチング速度を示すスイッチング
素子は現在のところ入手が困難である。よって従来の短
サイクルモードで動作するコンバータは図８に示す如き
スイッチ回路を用いていた。図８Ａに示される複合スイ
ッチング素子118はオン状態において矢印方向の電流を
通過せしめかつオフ状態において正の電圧Ｖｓｗに耐え
うる単方向スイッチ126とこれに直列なブロッキングダ
イオード128からなっている。このブロッキングダイオ
ード128は、（ａ）単方向スイッチがオフ状態のとき負
の電圧に対して適当な耐圧特性を有し、（ｂ）コンバー
タの動作サイクルに比して比較的早い逆リカバリー時間
を示して単方向スイッチのターンオフ時のダイオードの
逆電流を最小にする特性を持つように選ばれる。図８Ｂ
及び８Ｃは単方向スイッチが電界効果トランジスタ132
及び絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）14
0である場合を各々示している。かかる複合スイッチを
用いる場合、ブロッキングダイオード128を流れる電流
は熱損失を生じ、これがコンバータ全体の動作効率を低
減させる。ここで、動作効率は入力電源から供給される
電力に対する負荷への供給電力の比である。従って、ス
イッチング素子が電流を流す時間が短サイクルモードに
おいて最小になる故この短サイクルモードで動作するコ
ンバータの動作効率は長サイクルモードで動作するコン
バータの効率より高いと期待されるものの、短サイクル
モードの本来的な効率がこの複合スイッチにおけるロス
によって阻害される。

【００１６】ディスクリートなインダクタを用いる図１
及び２に示す種類の従来のコンバータと結合インダクタ
を用いる図３及び７に示すコンバータとの決定的な相違
点は与えられたＶｉｎ，Ｖｏｕｔ及びコンバータ負荷の
下で図３及び７に示されるコンバータはスイッチがオー
プン状態にあるときにブロッキングダイオード及びキャ
パシタの両端の負電圧のピーク値が低いということであ
る。例えば、図１２Ａ及び１２Ｂ、１３Ａ及び１３Ｂ、
及び１４Ａ及び１４Ｂは、各々、図９，１０及び１１に
示されるゼロ電流スイッチングパワーコンバータの波形
の例を示している。図９に示されるコンバータは図１に
示された種類のものであり、図６に示される種類の入力
短方向導電素子112を有している。図１０に示されるコ
ンバータは図３Ａに示される種類のものであり、図６ｂ
に示される種類の入力単方向導電素子112を含んでい
る。図１１に示されるコンバータは図７Ａに示される種
類のものであり、入力端方向導電素子112及び順方向端
方向導電素子212を含んでいる。図９のコンバータにお
いては、インダクタ８０のインダクタンスＬ１は100μ
Ｈであり、インダクタ102のインダクタンスＬ２は１０
μＨであり、キャパシタ９０の容量Ｃは0.025μＦであ
る。図１０及び１１のコンバータにおいては、結合イン
ダクタ202は各々0.95μＨ及び１０μＨの第１及び第２
漏洩インダクタンスＬｌ１及びＬｌ２を有し、巻数比Ｎ
１／Ｎ２＝ａ＝２であり、磁化インダクタンスＬｍが４
８μＨであり、キャパシタＣの容量Ｃが 0.025μＦに等
しい。いずれのコンバータにおいても、小さい値の抵抗
140,141が各磁気素子の巻線に含まれている。図１２
Ａ，１３Ａ及び１４Ａにおいて、コンバータ入力電圧は
直流５０Ｖであり、コンバータ出力電圧は直流 350Ｖで
あり、スイッチの閉成前 100ｎ秒におけるコンバータの
入力（及び出力）電流は３アンペアである。図１２Ｂ，
１３Ｂ及び１４Ｂにおいて、コンバータ入力電圧は直流
150Ｖであり、コンバータ出力電圧は直流 350Ｖであ
り、スイッチ閉成の 100ｎ秒前のコンバータ入力（及び
出力）電流の値は３アンペアである。図１２Ａに示され
るように図９のコンバータが動作する時、キャパシタ９
０の負のピーク電圧及びブロッキングダイオード 128が
耐えなければならない負電圧のピーク値は、各々、333
Ｖ及び330Ｖである。図１３Ａに示される如く動作する
図１０のコンバータにおいてキャパシタ９０の負のピー
ク電圧及びブロッキングダイオードにかかる負のピーク
電圧は、各々、137Ｖ及び154Ｖである。図１４Ａに示さ
れる如く動作する図１１のコンバータにおいて、負のキ
ャパシタピーク電圧及びブロッキングダイオードにかか
る負のピーク電圧は、各々、116Ｖ及び 145Ｖである。
図１２Ｂに示す如く動作する図９のコンバータにおいて
負のキャパシタ電圧のピーク値及びブロッキングダイオ
ードにかかる負のピーク電圧は各々、315Ｖ及び299Ｖで
ある。図１３Ｂに示す如く動作する図９のコンバータに
おいて、負のキャパシタ電圧のピーク値及びブロッキン
グダイオードにかかる負のピーク電圧は、各々、97.8Ｖ
及び119Ｖである。図１４Ｂに示される如く動作する図
１１のコンバータにおいて、負のキャパシタ電圧のピー
ク値及びブロッキングダイオードにかかる負の電圧のピ
ーク値は各々100Ｖ及び166Ｖである。ここに示した例か
らも分るように、図１０及び１１の結合コンバータはキ
ャパシタ９０及びブロッキングダイオード128にかかる
負電圧のピーク値が低いのである。

【００１７】図９，１０及び１１のコンバータの追加的
なシミュレーションの結果が図１５及び１６のテーブル
に示されている。図１５においては図９のコンバータに
おけるキャパシタ両端に表われる負電圧のピーク値と図
１０及び１１のコンバータにおいて表われる値とをスイ
ッチのオープン状態において、異なるコンバータ動作条
件及び異なる結合インダクタの構成について比較してい
る。図１６は、同じ動作条件及びコンバータ構成につい
てブロッキングダイオードが耐圧しなければならない電
圧を表にして示している。例示した全てのケースにおい
て、スイッチの閉成に先立つこと100ｎ秒においてコン
バータに流入する電流が初期入力電流であり、コンバー
タ出力電圧は直流350Ｖである。図１５及び１６の表の
電圧値を見れば結合インダクタの巻数比の増加は負のピ
ーク電圧の増加になり回路定数を適当に設定することに
よって負のピーク電圧を結合インダクタを用いたコンバ
ータにおいてはディスクリートなインダクタを用いた従
来例に比して小さくすることができることがわかる。こ
こで結合インダクタを用いたコンバータは図３及び７に
示されたものであり、ディスクリートなインダクタを用
いたコンバータは図１及び２に示したものである。図１
及び２に示される従来のコンバータにおいて負のピーク
電圧は負荷の低下に応じて増加しその絶対値はコンバー
タ出力電圧に比較的近い。かかる従来のコンバータにお
いて、負のピーク電圧の値を低減せしめることはＬ２に
対するＬ１の比を低減させることを必要とし、結合イン
ダクタを含むコンバータにおけると同程度の低減をなす
ためには実用上不可能なＬ１／Ｌ２比になってしまう。
なんとなれば、入力電圧のピーク値及びスイッチ電流は
かなり大であり、コンバータ効率の低下につながるから
である。ここで、コンバータ効率とは入力電源によって
供給される平均電力に対する負荷に供給される平均電力
の比をいう。

【００１８】図５，１２，１３及び１４によれば、ブロ
ッキングダイオード128によって耐圧さるべき負の全電
圧‐時間（Volt-second)、すなわち、ブロッキングダイ
オード128にかかる電圧Ｖｓｗ（ｔ）の電圧が負の間に
おける時間積分、が結合インダクタを用いたコンバータ
において低減できることが明らかである。しかしなが
ら、この電圧‐時間における低減がブロッキングダイオ
ードに必要とされる定格破壊電圧を低減させるものの、
ブロッキングダイオード内における損失を十分に低減さ
せるものではない。なんとなれば、 (a) このブロッキングダイオード内の順方向電流によ
る散逸すなわち電力ロス（図５における時刻ｔ＝０から
ｔ＝ｔ２までの間）はトポロジーには殆ど無関係であ
る。例えば、ブロッキングダイオードがほぼ一定の順方
向電圧ドロップＶｄを有すると仮定すれば、このダイオ
ード内における損失は略Ｐｄ＝Ｖｄ×Ｉａｖｇである。
ここで、Ｉａｖｇは電流Ｉｓｗ（ｔ）の平均値である。
どのコンバータにおいても、スイッチに流れる平均電流
はキルヒホッフの法則によってＩａｖｇ＝Ｉｉｎａｖｇ
−Ｉｏａｖｇである。ここで、Ｉｉｎａｖｇはコンバー
タへの平均入力電流であり、Ｉｏａｖｇはコンバータか
ら負荷への平均出力電流である。理想的な素子を用いて
いると仮定して以下の式が成立する。

【００１９】

【数１】 Ｉａｖｇ＝（Ｐ／Ｖｉｎ）（１−（Ｖｉｎ／Ｖｏ）） （１） ここでＰはコンバータによって負荷に運ばれる電力であ
り、Ｖｉｎ及びＶｏｕｔは、各々、入力電源電圧及びコ
ンバータ出力電圧である。故に、固定値のＶｄについて
は、ブロッキングダイオード内の順方向散逸（電力ロ
ス）はこのブロッキングダイオードに加わる負のピーク
電圧の低減によっては影響されない。

【００２０】(b) スイッチがターンオフした直後（例
えば図５における時刻ｔ＝ｔ２）におけるブロッキング
ダイオードの略リカバリー時間内における逆電流に伴な
う散逸は重大な損失要素である。このことは例えば200K
Hzの如き比較的高い周波数において動作するコンバータ
においては逆リカバリーロスが順方向ロスに対して比較
し得る大きさであり、重大な要素である。（上記式
（１）参照） ブロッキングダイオードによって耐圧される負の電圧‐
時間を低減せしめる結合インダクタを用いたゼロ電流ス
イッチングパワーコンバータの能力が本発明によるゼロ
電流スイッチングパワーコンバータにおいてブロッキン
グダイオードに伴なう効率の低下を克服する手段として
用いられる。すなわち、これはブロッキングダイオード
の代りに適当な特性を有する可飽和インダクタを用いる
ことによって達成される。

【００２１】可飽和インダクタは従来技術においてよく
知られている。かかる可飽和インダクタは、通常、既知
の飽和磁束密度を有する磁気コアに巻回された巻線から
なっており、比較的小電流において比較的高いインダク
タンスを有し、比較的大なる電流において比較的低いイ
ンダクタンスを有する。ここで、飽和磁束密度とはその
磁束密度より以下の磁束密度においては比較的コアの透
磁率が大きく、その磁束密度を越えたところではコアの
透磁率が比較的低いのである。また、上記した比較的小
なる電流とはコア内の磁束密度が飽和磁束密度を越えな
いような電流値であり、比較的大なる電流とはコア内の
磁束密度が飽和磁束密度を越えるような電流値のことを
言う。別な見方によれば、可飽和インダクタに電圧が加
えられた時、巻線に鎖交する磁束が巻線両端電圧の時間
積分値、すなわちダイオードに加わる“電圧‐時間”に
比例している。もし、この“電圧‐時間”が所定の値
（巻線の巻数及びコアの飽和磁束密度及びコアの大きさ
による）を越えたときコアに鎖交する磁束は飽和磁束密
度を越えて、インダクタンスが減少する。

【００２２】本発明においてはこの可飽和インダクタが
十分低い抵抗値を有するようになされるのでスイッチの
順方向期間においては電力ロスは比較的小さい。さらに
可飽和インダクタはブロッキングダイオードにおける逆
リカバリー現象に等価な動作を示さず、従ってそのよう
な動作に伴なうロスが存在しないのである。かかるコン
バータの例が図１７及び１８に示されている。これらの
図において、ゼロ電流スイッチングパワーコンバータは
スイッチ126に直列接続された可飽和インダクタ428を含
んでいる。これらのコンバータは入力単方向導電素子11
2を有し図１８のコンバータは、更に、順方向単方向導
電素子212も含んでいる。これらの図に示されるコンバ
ータはスイッチ126がターンオフした時に生ずる負のピ
ーク電圧を低減させる結合インダクタ202を含んでい
る。その他の回路定数は図１０及び１１に示した回路と
同じである。各コンバータにおける可飽和インダクタ42
8はゼロ電流において11.6μＨのインダクタンスを有
し、１アンペアに対しては1.7μＨのインダクタンスを
呈し、５アンペア以上に対しては１以下のμＨを呈す
る。各図において、スイッチ126に並列に以下に述べる
ダイオード450が接続されている。これらのコンバータ
の可飽和インダクタの効果は図１９Ａ，１９Ｂ及び２０
Ａ，２０Ｂに示されており、これらの図は図１７及び１
８のゼロ電流スイッチングパワーコンバータの例示的シ
ミュレーションの波形を示している。図１２Ａ，１３Ａ
及び１４Ａのシミュレーションに比較するために、図１
９Ａ及び２０Ａのシミュレーションはコンバータ入力電
圧として直流５０Ｖ、コンバータ出力電圧として直流35
0Ｖとし、スイッチの閉成 100ｎ秒前における入力及び
出力電流を３アンペアにしている。同様に図１２Ｂ，１
３Ｂ及び１４Ｂのシミュレーションと比較するために、
図１９Ｂ及び２０Ｂのシミュレーションは、コンバータ
入力電圧を直流150Ｖとし、コンバータ出力電圧を直流
350Ｖとし、スイッチ閉成 100ｎ秒前の入力及び出力電
流を３アンペアとして実行している。負のピークキャパ
シタ電圧及び可飽和インダクタによって耐圧せしめられ
る負のピーク電圧は図１９Ａに示す如く動作する図１７
のコンバータについては、各々、136Ｖ及び９１Ｖであ
る。負のピークキャパシタ電圧及び可飽和インダクタに
よって耐圧されなければならない負のピーク電圧は図２
０Ａに示される如く動作する図１８のコンバータについ
ては、各々、108Ｖ及び 80.8Ｖである。負のピークキャ
パシタ電圧及び可飽和インダクタによって耐圧さるべき
負のピーク電圧は、図１９Ｂに示される如く動作する図
１７のコンバータについては、各々、96.7Ｖ及び56.8Ｖ
である。負のピークキャパシタ電圧及び可飽和インダク
タによって耐圧さるべき負のピーク電圧は、図２０Ｂに
示す如く動作する図１８のコンバータについては、各
々、95.3Ｖ及び 100Ｖである。

【００２３】図１７及び１８のコンバータの追加的な例
示シミュレーションの結果は図２１及び２２の表に示さ
れている。比較を容易にするために、図２１の表は図１
５の表に用いられたと同じ動作条件によって図１７及び
１８のコンバータにおけるキャパシタ両端に現れる負の
ピーク電圧を示している。同様に、図２２の表は図１６
の表について用いられたと同じ動作条件の図１７及び１
８のコンバータの可飽和インダクタの両端に現れる負の
ピーク電圧の値を示している。全てのケースにおいて、
イニシャル入力電流はスイッチ閉成 100ｎ秒前のコンバ
ータ 100に流入する電流であり、コンバータ出力電圧は
直流 350Ｖである。全体として、図１５，１６，２１及
び２２の表に示された電圧値は負のピークキャパシタ電
圧が図１０，１１，１７及び１８のコンバータにおける
対応動作条件のものに比較し得ることを示しており、さ
らに、これらの電圧は図９のコンバータにおいて現われ
る電圧値より大きく低減できることを示している。ブロ
ッキング素子すなわち可飽和インダクタ又はブロッキン
グダイオードの両端電圧は図１７及び１８のコンバータ
において最低であり図１９のコンバータにおいて最高で
ある。

【００２４】可飽和インダクタのコンバータ動作への効
果が図１９Ａのシミュレーション波形によって示されて
いる。時刻ｔ＝０においてスイッチが閉成され、時刻ｔ
＝０からｔ＝ｔ１までの間において、出力電圧の一部が
可飽和リアクトルの比較的高いインダクタンスによって
現われる（波形Ｖｓａｔ（ｔ））。時刻ｔ＝ｔ１におい
て可飽和インダクタの電流は約１アンペア以上になり可
飽和インダクタのインダクタンスは急速に低下する。別
の観点から見れば、時刻ｔ＝０からｔ＝ｔ１までの期間
の間に可飽和インダクタの両端に現われる平均電圧は約
350Ｖであり、可飽和インダクタはそれが飽和したのち
約 100ｎ秒の期間にわたってこの電圧を保持する。よっ
て、この可飽和インダクタの電圧‐時間の能力は約35Ｖ
‐μ秒である。時刻ｔ＝ｔ１からｔ＝ｔ２までの間、エ
ネルギー伝達サイクルが生ずる。しかしながら、時刻ｔ
＝ｔ２の直前、すなわち、図におけるｔ＝ｔａの時刻に
おいて、スイッチ及び可飽和インダクタを流れる電流が
可飽和インダクタのインダクタンスが増加を始めた点に
近づく。このインダクタンスの増加は以下の２つの効果
を生ずる。即ち、（ａ）電流の変化率に応じて負の電圧
が可飽和インダクタの両端に生ずること、及び、（ｂ）
インダクタンスの増加がコンバータの特性時定数を増大
せしめ、従って、電流が０に近づく速度を緩かにしてゼ
ロクロス、及びスイッチのターンオフをわずかに遅延さ
せる。時刻ｔ＝ｔ２の後に、スイッチがオフとなり可飽
和インダクタが負電圧Ｖｓａｔ（ｔ）を保持し、短い期
間において小なる負電流を流す。スイッチに並列なダイ
オード 450（図１７及び１８）がこの電流を運ぶ向きに
なっている。キャパシタ電圧が上昇を続けるに従って可
飽和インダクタの電流は０に低下して動作サイクルが上
記した如く完了に向う。

【００２５】逆バイアスされた時ほぼ無限大のインピー
ダンスを有すると考え得るブロッキングダイオードと異
なり、可飽和インダクタはブロッキング動作中において
有限のインピーダンスを有する。よって、図１９及び２
０から解る如く、負電圧を支えている間及びその後のわ
ずかな期間においてある負電流がこのインダクタに流れ
る。実用的なスイッチング素子はこの電流を通常は流す
ことができない故、ダイオード 450（図１７及び１８）
はスイッチに並列に配置され、このダイオードがスイッ
チ両端の正のピーク電圧を支え且つ可飽和インダクタの
ブロッキング状態に伴なう小なる負電流を流すのであ
る。ダイオードを流れる電流が小であり且つわずかな時
間において流れる故、コンバータ効率に与える影響は無
視できる。本発明によるコンバータに用いられる実用的
なスイッチング素子及びダイオードの構成が図２３Ａ及
び図２３Ｂに示されている。図２３Ａにおいてスイッチ
ング素子460は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であ
り、図２３Ｂにおいて、スイッチング素子 461はＩＧＢ
Ｔである。負電圧ブロッキング素子として可飽和インダ
クタを用いることは結合インダクタを含むゼロ電流スイ
ッチングパワーコンバータにおいて実用上非常に重要で
ある。なんとなれば、かかるブロッキング素子によって
阻止される負のピーク電圧はかかるコンバータ内におい
て比較的小とされるからである。このことにより可飽和
インダクタを用いることができ、この可飽和インダクタ
は小なる電圧‐秒（時間）容量を有し、比較的小さくか
つ比較的低い抵抗を呈するように構成される。かかる可
飽和インダクタはエネルギ伝達サイクルの開始時点を遅
延させる効果は非常に小さいのでブロッキングダイオー
ドにおける逆リカバリーロスに等価なロスを示すことは
なく、ブロッキングダイオードによって生ずるロスより
もより小さい電力を消費する。尚、図１及び２に示した
従来のコンバータにおいて生ずるより大なる負のピーク
電圧はより大なる電圧‐時間容量を有する可飽和インダ
クタの使用を必要とする。かかる可飽和インダクタはよ
り大型であり、より大なるロスを生じ、回路全体の性能
に大なる影響を与える。例えば、エネルギ伝達サイクル
の立上りを遅らせてしまう。

【００２６】本発明によって具現化された原理は例えば
図３に示されるような結合インダクタを含む他のスイッ
チングパワーコンバータにも適用可能である。なんとな
れば、かかるコンバータにおいては、負のピーク電圧が
比較的低いレベルに制御され得るからである。図２４に
おいて、本発明によるゼロ電流スイッチングパワーコン
バータ 490は、少なくとも１つの結合インダクタ 506を
含む磁気回路500と、可飽和インダクタ 514と、このス
イッチ、入力電圧源 520、可飽和インダクタ 514及び結
合インダクタ 506の少なくとも１つの第一巻線 522から
なる直列回路を形成するスイッチ 502と第１キャパシタ
504とを含む。第１キャパシタ 504はスイッチ 502、可
飽和インダクタ 514及び結合インダクタ 506の少なくと
も１つの第２巻線 524と共に直列回路を形成する。磁気
回路 500と協働するキャパシタ及び可飽和インダクタ 5
14はスイッチが閉成した後に流れるスイッチ電流Ｉｓｗ
（ｔ）の正弦波成分の時間変化の特性時定数を規定す
る。記述した如く、コンバータ490はスイッチを流れる
電流がほぼ０になる毎にスイッチ502をターンオンまた
はターンオフせしめるスイッチコントローラ 530を含
む。このターンオンの回数は入力電源の電圧値に対する
負荷電圧の比を調整するように制御される。また、コン
バータ 490は磁気回路 500及び負荷540の間に接続され
た第１単方向導電素子 532を含んでいる。この単方向導
電素子 532は電流Ｉｏ（ｔ）が負荷の方向に流れるよう
に極性が向けられている。本発明によるコンバータの例
が図２５Ａないし２５Ｅに示されている。可飽和インダ
クタ 614はスイッチの他端とシャントポート２の間に接
続されている。キャパシタ 690は出力ポート 610と入力
ポート608及びスイッチ 616の接続点との間に接続され
ている。第１単方向導電素子 620は出力ポートとコンバ
ータ出力電圧Ｖｏによって示される負荷との間に接続さ
れている。図２５Ａないし２５Ｅにおける 602及び 640
として示される結合インダクタは結合係数ｋ１及びｋ
２、巻数比Ｎ１／Ｎ２＝ａ、第１及び第２漏洩インダク
タンスＬｌ１及びＬｌ２、磁化インダクタンスＬｍによ
って特徴づけられる。これは図４によって既に述べてい
ることである。これらの漏洩インダクタンスは所望の用
途において必要とされる一次及び二次漏洩インダクタン
スの合計を示す値に選ぶこともできる。さらには、これ
らの漏洩インダクタンスは結合インダクタ巻線の１又は
それ以上に直列に接続されたディスクリートなインダク
タ、例えば、図２５及び２５Ｄにおけるインダクタ 630
及び 632あるいは図２５Ｅにおける 630,632,634によっ
て大きくすることもできる。コンバータは図２５Ｅに示
す如く、ディスクリートなインダクタと同様に１以上の
結合インダクタを含むことも考えられる。

【００２７】本発明によるコンバータにおいて電力ロス
の低減がなされることを示すために、図２６に回路定数
を含むコンバータが示されている。このコンバータは入
力単方向導電素子 112及び順方向単方向導電素子 212を
含んでいる。キャパシタ９０の容量は 0.025μＨであ
る。回路モデル 202として示されている結合インダクタ
の一次対二次巻線比Ｎ１／Ｎ２＝ａは２であり、一次及
び二次漏洩インダクタンスＬｌ１は 0.95μＨであり、
Ｌｌ２は４μＨである。巻線抵抗Ｒ１、Ｒ２は図に示し
た抵抗値を各々有する。ディスクリートな外部インダク
タ 632はインダクタンスＬｂ＝６μＨを有し、ＩＧＢＴ
スイッチ 126及び二次巻線に直列に接続されている。可
飽和インダクタ428はスイッチ 126及びディスクリート
なインダクタＬｂに直列に接続されている。このスイッ
チはスイッチコントローラ２０によってゼロ電流のとき
にターンオン又はターンオフされる。可飽和インダクタ
428はフィリップス３Ｒ１材料からなるトロイダルコア
に巻回されたリッツワイヤー３×１８×４０ターンの巻
線１８からなり、このコアは外形 9.7であり、高さ 3.7
である。可飽和インダクタのインダクタンスはそのイン
ダクタを流れる電流が０のとき即ちゼロバイアスのもと
で１１μＨであり、１アンペアのもとで２μＨに低下
し、５アンペア以上の電流のもとでは 0.5μＨ以下に低
下する。可飽和インダクタの直流抵抗Ｒｓは２２ｍΩで
あり、リッツワイヤーを巻線として用いたが故に、 200
Ｈｚの周波数のもとで表皮効果による抵抗の増大は大き
くない。これらの値は図１８のコンバータに等価なコン
バータを形成していることがわかる。図２６における可
飽和インダクタ内のロスはブロッキングダイオードを含
むコンバータ（例えば図１１に示すもの）におけるロス
に比較できる。この場合ブロッキングダイオードにおけ
る順方向ドロップＶｄはほぼ一定の１Ｖである。かかる
ブロッキングダイオードとしては例えばモトローラ社Ｍ
ＵＲ 840高速整流器が挙げられる。可飽和インダクタ内
のロスはこのインダクタ内のｒｍｓ電流の２乗に比例
し、ブロッキングダイオード内の順方向ロスはダイオー
ド内の平均電流に比例することは前に述べた。（この場
合逆リカバリロスは無視する。）図１１に示した回路２
において、巻数比Ｎ１／Ｎ２を２とし、Ｖｉｎを 150Ｖ
とし、平均電流Ｉｏａｖｇ＝1.52アンペアをＶｏ＝350
Ｖの負荷に供給する（532Ｗの供給）とすると、ブロッ
キングダイオード内の平均電流Ｉｓｗａｖｇは 2.16ア
ンペアであり、平均入力電流Ｉｉｎａｖｇは 3.68アン
ペアである。この時、ダイオードにおける順方向導電ロ
スＶｄ×Ｉｓｗａｖｇは 2.16Ｗであるといえる。図２
６のコンバータにおいて入力電圧、出力電圧、負荷電
力、及び巻数比を同様とし、更に各平均電流を同様と
し、スイッチ内のｒｍｓ電流Ｉｓｗｒｍｓを約 4.5アン
ペアとする。このとき、可飽和インダクタ内のロスＲｓ
×Ｉｓｗｒｍｓ²は0.44Ｗであり、これはブロッキング
ダイオード内の順方向ロスよりも非常に小さい。もしブ
ロッキングダイオード内の逆リカバリー効果を考えれば
この電力ロスの低減はさらに重大である。

【００２８】図２７Ａによれば、可飽和インダクタはこ
れを流れる電流が第１飽和値Ｉｓ１より小さい間は比較
的高いインダクタンスを示し電流がＩｓ１を越えるとそ
のインダクタンスが急速に低減する素子であることがわ
かる。すなわち、電流Ｉｓ１以下においては可飽和イン
ダクタはＬｂ１より大なる値のブロッキングインダクタ
ンスを呈し、第２飽和値Ｉｓ２（例えばＩｓ１の２倍の
値）を越えた範囲においては可飽和インダクタがＬｒよ
り小なる値の残留インダクタンスを示す。説明を簡単に
するために、Ｌｂｌ及びＬｒを図示する電流範囲におい
てはほぼ一定であると仮定する。このようにすれば、可
飽和インダクタは、図２７Ｂに示す如く、Ｌｒのディス
クリートなインダクタと電流Ｉｓ２を越えた範囲ではイ
ンダクタンス０を呈し、Ｉｓ１以下の電流においてはＬ
ｂ１−Ｌｒのインダクタンスを示す理想的可飽和インダ
クタであると考えることができる。ここで注意すべき
は、ディスクリートなインダクタのインダクタンスＬｒ
が磁気回路（図２４の500）における磁気素子と協働し
てコンバータの全等価インダクタンスＬｅｑを定めコン
バータの特性時定数の値を定めるのに関係することであ
る。かかる機能を果すためには、可飽和インダクタの電
圧‐時間容量が重要である。いま可飽和インダクタの電
流が当初０であり、電圧Ｖ（ｔ）がこの可飽和インダク
タに印加されたと仮定すると、この可飽和インダクタを
流れる電流は；

【００２９】

【数２】

【００３０】ここで、ＶＳ（ｔ）は可飽和インダクタに
加わる“電圧‐時間”として定義される。Ｉ（ｔ）がＩ
ｓ１を越えない限り、すなわちＶｓ（ｔ）がＶＳｒ＝Ｉ
ｓ１×Ｌｂ１の値以下である限り、可飽和インダクタは
飽和されずそのインタクタンスはＬｂ１に止まり、すな
わち、ブロッキング状態である。しかしながら、ＶＳ
（ｔ）がＶＳｒを越えると、インダクタンスは減少し、
可飽和インダクタは飽和する。ここでＶＳｒは可飽和イ
ンダクタの電圧‐時間定格として定義される。

【００３１】可飽和インダクタを特徴づける値Ｌｂ１、
Ｌｒ、Ｉｓ１、Ｉｓ２はこの可飽和インダクタを含むコ
ンバータによって半サイクルモード動作の利益が得られ
るように選択される。これらの利益の値の１つはかかる
コンバータを複数同時に運転したときにこれらのコンバ
ータが負荷に供給される電力を分担することである。す
なわち、半サイクルモード動作においてコンバータの動
作周波数及びコンバータ負荷の間に強い依存性があるこ
とである。もし、ブロッキング状態における可飽和イン
ダクタのインダクタンスすなわちＬｂ１が小さすぎる
と、スイッチのターンオフ後に流れる負電流の値が大き
すぎてコンバータの動作は長サイクルモードにおいて動
作するコンバータの動作態様に近づく。また、増大した
負電流はスイッチに並列なダイオード（図２３及び２６
におけるダイオード 450）におけるロスの増大に帰結し
コンバータ効率の低下を招来する。また、可飽和インダ
クタの電圧‐時間容量も重要である。可飽和インダクタ
の電圧‐時間定格は磁気回路及び可飽和インダクタの接
続点にスイッチターンオフの間及び電圧が０から正にな
るときにおいて生ずる負電圧を支えるに十分な大きさを
必要とするものの、この電圧‐時間定格があまりに大き
いとスイッチターンオンからエネルギ伝達サイクルの開
始までの遅延が大きくなる。上記した遅延時間は図１９
Ａにおけるスイッチ閉成から時刻ｔ＝ｔ１までの時間で
ある。

【００３２】所望の用途において可飽和インダクタの設
計はこれを用いるコンバータの仕様（例えば入力電圧範
囲、出力電圧範囲、電力定格、負荷変動、磁気回路の構
成）に依存するものの、望ましいコンバータ動作は次の
条件のもので通常は達成される。すなわち、 （ａ） Ｌｂ１が、ブロッキング状態において可飽和イ
ンダクタに流れるピーク電流がエネルギ伝達サイクルの
間に生ずるピーク順方向電流変位Ｉｐ（図５）の２０％
を越えないように定められること。ここで、Ｉｐは、Ｉ
ｐ＝Ｖｏ×ｓｑｒｔ（Ｃ／Ｌｅｑ）として近似される。
ここでＬｅｑは磁気回路の磁気素子の効果及び可飽和イ
ンダクタの残留インダクタンスＬｒの効果を含む等価イ
ンダクタンスであり、キャパシタと協働してコンバータ
の特性時定数を定めるのである。

【００３３】（ｂ） 可飽和インダクタの電圧‐時間定
格（すなわちＩｓ１×Ｌｂ１）が、スイッチのターンオ
フ５において磁気回路及び可飽和インダクタの接続点に
表われる不電圧を支えるに必要とされる定格を５０％以
上越えないように選択されること。 いかなる用途においても、入力電源電圧及びコンバータ
負荷が変化したとき、ゼロ電流スイッチングパワーコン
バータの出力電圧を所定の値Ｖｏに維持することが望ま
れる。この所定の値Ｖｏは固定とすることもできるが、
ある所定の方法によって変化させることもできる。（19
91年１月１６日出願の米国特許出願第07/642,232号参
照）ゼロ電流スイッングコンバータの出力電圧を制御す
る１つの方法が図２８に示されている。この図におい
て、ゼロ電流スイッチングパワーコンバータ942は図
１，２，３，７，９，１０，１１，１７，１８，２４，
２５又は２６に示される種類のものであり、入力電圧Ｖ
ｉｎの入力電圧源から電力を受けて負荷947に出力電圧
Ｖｏにて電力を供給する。ここでＶｏはＶｉｎより大で
ある。出力電圧Ｖｏのある望ましい値を示す第１信号Ｖ
ｒｅｆは誤差増幅器 944に供給され、この誤差増幅器94
4はコンバータ出力電圧Ｖｏに比例する第２電圧Ｖ１＝
Ｋ×Ｖｏを受けとる。第２信号Ｖ１は分圧器 946によっ
て誤差増幅器に供給される。信号Ｖ１がＶｒｅｆより大
のとき誤差増幅器の出力は減少し、信号Ｖ１がＶｒｅｆ
より小なるとき誤差増幅器の出力は増大する。この誤差
増幅器の出力は可変周波数コントローラ 948に供給され
る。誤差増幅器の出力が増大するとスイッチコントロー
ラ２０に供給される信号Ｖｆが、コンバータ動作サイク
ルの始まる割合を増大させる（すなわちコンバータ動作
周波数を増大させる）。このようにしてコンバータ動作
周波数が自動的に調整されて負荷及び入力電圧が変化し
てもＶｏ＝Ｖｒｅｆ／Ｋが維持される。

【００３４】例えば図１，２，２６，及び２８における
２０によって示されるスイッチコントローラの構成方法
は種々考えられる。図２９にかかるスイッチコントロー
ラの一例の詳細が示されている。図２９はスイッチコン
トローラ２０、スイッチ 130及びスイッチ 130に直列に
接続した電流トランス 800を含むゼロ電流スイッチング
パワーコンバータの一部を示している。この図に示した
如く、時刻ｔ＝０において信号ＩＮＩＴは高レベルとな
り、セット‐リセットフリップフロップ 870の出力電圧
ＶＱは高レベルとなる。尚、フリップフロップ 870にお
いて、Ｓ入力に高レベル信号が加えられたとき出力ＶＱ
が高レベルとなりＲ入力に高レベル信号が加えられると
出力ＶＱがローとなるのである。出力電圧ＶＱがスイッ
チドライバ 810に供給されて、スイッチドライバはＶＱ
がＨＩのときスイッチ４０を閉成する。スイッチの閉成
の際スイッチ電流Ｉｓｗは流れ始め、トランスの作用に
よってトランス800の二次巻線に接続された信号ダイオ
ード 830にこの電流の一部が流れる。電流トランス 800
の巻数比Ｎ２／Ｎ１は１より大である。ダイオード電圧
ＶＩは比較器840の一方の入力に供給される。例えば 0.
1Ｖの閾値電圧Ｖｔが比較器 840の他の入力端に供給さ
れる。ダイオード電圧ＶＩがＶＴを越えると比較的 840
の出力はローとなる。時刻ｔ２においてスイッチ電流Ｉ
ｓｗが０になると、ダイオードの電流は減少し電圧Ｖｉ
がＶｔを下回る。このことにより比較器 840の出力はハ
イレベルに戻りキャパシタ 850及び抵抗 860を介して高
レベルパルスＶＲがフリップフロップ 870のＲ入力に供
給される。このパルスはフリップフロップ870をリセッ
トし、ＶＱはローとなり、スイッチ１３０がターンオフ
する。上述した如く図２９のスイッチコントローラ４１
はスイッチがターンオンしたのち最初にスイッチ電流が
０に戻ったときスイッチをオープンとするようになって
いる。従って、図２９の回路は、短サイクル動作モード
に適している。このスイッチコントローラは、電流トラ
ンスの巻線の一方の巻方向を単に逆にすることにより長
サイクルモード用にすることが出来る。このような構成
によれば、スイッチが一旦ターンオンした後に電流が２
回ゼロになったときにスイッチがオープンとされる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ディスクリートなインダクタを含む従来のゼ
ロ電流スイッチングパワーコンバータを示す回路図。

【図２】 ディスクリートなインダクタを含む従来のゼ
ロ電流スイッチングパワーコンバータの他の例を示す回
路図。

【図３】 結合インダクタを含むゼロ電流スイッチング
パワーコンバータの一部を示す回路図。

【図４】 結合インダクタの回路モデルを示す回路図。

【図５】 図１，２又は３のコンバータが半サイクルモ
ード動作をするときに表われる信号の波形を示す図。

【図６】 入力電圧源とゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータとの間に接続された入力単方向素子を示す回路
図。

【図７】 入力単方向導電素子及び順方向単方向導電素
子の双方を含むゼロ電流スイッチングパワーコンバータ
の実施例を示す回路図。

【図８】 半サイクルモード動作をなすゼロ電流スイッ
チングパワーコンバータに用いられる複合スイッチング
素子の構成の従来例を示す回路図。

【図９】 図８Ａに示される複合スイッチを含む図１に
示した種類のゼロ電流スイッチングパワーコンバータの
従来例を示す回路図。

【図１０】 図８Ａに示した種類の複合スイッチを含む
図３Ａに示した種類のゼロ電流スイッチングパワーコン
バータの例を示す回路図。

【図１１】 図８Ａに示される複合スイッチを含む図７
の種類のゼロ電流スイッチングコンバータを示す回路
図。

【図１２】 図９のコンバータの動作を示す波形図。

【図１３】 図１０に示されるコンバータの動作を示す
波形図。

【図１４】 図１１に示されるコンバータの動作を示す
波形図。

【図１５】 図９，１０及び１１に示されるコンバータ
の種々の動作状態におけるキャパシタ電圧の負のピーク
値を示す表。

【図１６】 図９，１０及び１１のコンバータにおいて
ブロッキングダイオードが種々の動作状態のもとで替え
なければならない負のピーク電圧を示す表。

【図１７】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータを示す回路図。

【図１８】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータの他の例を示す回路図。

【図１９】 図１７に示されるコンバータの動作を示す
波形図。

【図２０】 図１８に示されるコンバータの動作を示す
波形図。

【図２１】 図１７及び１８のコンバータの種々の動作
条件のもとにおけるキャパシタ電圧の負のピーク値を示
す表。

【図２２】 図９，１０及び１１のコンバータにおいて
種々の動作条件のもとで可飽和インダクタが耐えなけれ
ばならない負のピーク電圧を示す表。

【図２３】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータに用いられるダイオードとスイッチング素子
との組み合せを示す回路図。

【図２４】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータの全体的回路構成を示す回路図。

【図２５】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータの実施例を示す回路図。

【図２６】 本発明によるゼロ電流スイッチングパワー
コンバータの他の例を示す回路図。

【図２７】 可飽和インダクタにおける電流とインダク
タンスの関係を示しかつ可飽和インダクターの回路例を
示す図。

【図２８】 ゼロ電流スイッチングパワーコンバータ及
びコンバータ入力電圧及び負荷が変化しても所望の値に
コンバータ出力電圧を維持するコントローラを示す回路
図。

【図２９】 半サイクルモードでゼロ電流スイッチング
パワーコンバータが動作するに適したスイッチコントロ
ーラの構成を示す回路図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−111258（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−219461（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−130775（ＪＰ，Ａ) 実開 昭54−179421（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭３−40883（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−97388（ＪＰ，Ｕ) 国際公開92−16044（ＷＯ，Ａ)

Claims (23)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電圧源から前記入力電圧源の電圧よ
   り大なる負荷電圧にて電圧シンク負荷に電力を伝達する
   スイッチングパワーコンバータであって、 少なくとも１つの結合インダクタを含む磁気回路と、 可飽和インダクタと、 前記入力電圧源、前記可飽和インダクタ及び前記結合イ
   ンダクタの少なくとも第１巻線と直列回路を形成するス
   イッチと、 前記スイッチ、前記可飽和インダクタ及び前記結合イン
   ダクタの少なくとも第２巻線と直列回路を形成し、前記
   磁気回路及び前記可飽和インダクタと協働して前記スイ
   ッチの閉成の後、前記スイッチを流れるスイッチ電流の
   正弦波成分の時間変動のための特性時定数を定める第１
   キャパシタと、 前記磁気回路及び前記負荷の間に接続して前記負荷に向
   う電流が流れることを許容する第１単方向導電素子と、
   からなり、 前記磁気回路が入力ポート、出力ポート及びシャントポ
   ートを有し、前記入力電圧源が前記入力ポート及び前記
   スイッチの一端の間に接続され、前記可飽和インダクタ
   が前記スイッチの他端と前記シャントポートとの間に接
   続され、前記第１キャパシタが前記出力ポートと前記入
   力電圧源及び前記スイッチの接続点との間に接続され、
   前記第１単方向導電素子が前記出力ポートに接続されて
   いることを特徴とするスイッチングパワーコンバータ。
2. 【請求項２】 前記スイッチの電流がほぼゼロになった
   ときに前記スイッチをターンオンもしくはターンオフさ
   せるスイッチコントローラを有し、前記ターンオンのタ
   イミングが前記負荷の両端電圧の前記入力電圧源の平均
   電圧に対する比を調整するように制御され、前記比は１
   以上であることを特徴とする請求項１記載のスイッチン
   グパワーコンバータ。
3. 【請求項３】 前記磁気回路は第１巻線及び第２巻線を
   有する結合インダクタを有し、前記第１巻線は前記入力
   ポート及び前記シャントポートの間に接続され、前記第
   ２巻線は前記シャントポート及び前記出力ポートの間に
   接続され、前記巻線の巻方向は前記入力ポート及び前記
   シャントポートの間に正の電圧が印加されると前記出力
   ポート及び前記シャントポートの間に正の電圧が生ずる
   ように定められていることを特徴とする請求項１記載の
   スイッチングパワーコンバータ。
4. 【請求項４】 前記磁気回路は第１巻線及び第２巻線を
   含む結合インダクタを有し、前記第１巻線は前記入力ポ
   ート及び前記出力ポートの間に接続され、前記第２巻線
   は前記シャントポート及び出力ポートの間に接続され、
   前記第１及び第２巻線の巻方向が前記入力ポート及び前
   記出力ポートの間に印加される正の電圧が前記出力ポー
   ト及びシャントポートの間に正の電圧を生ずるように定
   められていることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
   ングパワーコンバータ。
5. 【請求項５】 前記磁気回路が、更に前記第１巻線に直
   列なディスクリートなインダクタを有することを特徴と
   する請求項３又は４記載のスイッチングパワーコンバー
   タ。
6. 【請求項６】 前記磁気回路が、前記第２巻線に直列な
   ディスクリートなインダクタを更に有することを特徴と
   する請求項３又は４記載のスイッチングパワーコンバー
   タ。
7. 【請求項７】 前記磁気回路が、更に第３巻線及び第４
   巻線を有する第２結合インダクタを含み、前記第３巻線
   は前記入力ポートに接続されて前記第１巻線に直列であ
   り、前記第４巻線が前記第１及び第２巻線の接続点と前
   記出力ポートとの間に接続されていることを特徴とする
   請求項４記載のスイッチングパワーコンバータ。
8. 【請求項８】 前記磁気回路が、更に前記第３巻線に直
   列に接続されたディスクリートなインダクタを有するこ
   とを特徴とする請求項７記載のスイッチングパワーコン
   バータ。
9. 【請求項９】 前記磁気回路が、更に前記第４巻線に直
   列に接続されたディスクリートなインダクタを有するこ
   とを特徴とする請求項７記載のスイッチングパワーコン
   バータ。
10. 【請求項１０】 前記磁気回路が、更に前記第２巻線に
    直列に接続されたディスクリートなインダクタを有する
    ことを特徴とする請求項７記載のスイッチングパワーコ
    ンバータ。
11. 【請求項１１】 入力電圧源から電圧シンク負荷に前記
    入力電圧源の電圧の大きさより大なる負荷電圧にて電力
    を供給するスイッチングパワーコンバータであって、 スイッチと、 可飽和インダクタと、 巻数Ｎ１を有して巻数Ｎ２の第２巻線に直列に接続され
    た第１巻線を有する結合インダクタと、 容量Ｃを有し前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点と
    前記入力電圧源及び前記スイッチの接続点との間に接続
    した第１キャパシタと、 前記負荷と前記第１巻線及び前記第２巻線の接続点との
    間に接続されて前記入力電圧源から前記負荷に前記スイ
    ッチがオープンの後電流を中継する第１単方向導電素子
    と、 前記スイッチを流れる電流がほぼゼロになる毎に前記ス
    イッチをターンオン又はオフさせるスイッチコントロー
    ラとからなり、 前記第１及び第２巻線の巻方向は前記第１巻線の両端電
    圧に加わる電圧がこれとは反対の電圧を前記第２巻線に
    誘導するようになされており、前記第１巻線は前記入力
    電圧源に接続され、前記第１巻線、前記第２巻線、前記
    可飽和インダクタ及び前記スイッチは前記入力電圧源に
    対して直列に接続されており、前記結合インダクタは巻
    数比ａ＝Ｎ１／Ｎ２を有し、第１巻線の全インダクタン
    スＬｐｒｉ、第２巻線の全インダクタンスＬｓｅｃ、第
    １及び第２巻線の漏洩インダクタンスＬ１１、Ｌ１２を
    有し、磁化インダクタンスをＬｍとしたときＬｐｒｉ＝
    Ｌｍ＋Ｌ１１，Ｌｓｅｃ＝Ｌ１２＋Ｌｍ／ａ²であり、 前記結合インダクタ前記可飽和インダクタ及び前記第１
    キャパシタは前記スイッチのターンオンの後に流れるス
    イッチ電流の正弦波成分の時間変動の特性時定数を定
    め、前記入力電圧源の平均出力電圧に対する負荷電圧の
    比はターンオンの開始の割合を変化させることにより変
    化せしめられ、前記比は１以上である、 ことを特徴とするスイッチングパワーコンバータ。
12. 【請求項１２】 入力電圧源から電圧シンク負荷に前記
    入力電圧源の電圧より大なる負荷電圧にて電力を伝達す
    るスイッチングパワーコンバータであって、 容量Ｃの第１キャパシタと、 Ｎ１の巻数であって巻数Ｎ２の第２巻線に直列に接続し
    た第１巻線を有する結合インダクタと、 一端が前記第１及び第２巻線の結合点に接続した可飽和
    インダクタと、 前記可飽和インダクタの他端と前記入力電圧源及び第１
    キャパシタとの接続点との間に接続したスイッチと、 前記負荷と前記第２巻線及び前記第１キャパシタの接続
    点との間に接続して前記入力電圧源から前記負荷に向っ
    て前記スイッチのオープンの間に電流を中継する第１単
    方向導電素子と、 前記スイッチを流れる電流がほぼゼロになる毎に前記ス
    イッチをターンオン又はターンオンせしめるスイッチコ
    ントローラと、からなり、 前記第１及び第２巻線の巻方向が、前記第１巻線の電圧
    がその電圧とは逆方向の電圧を前記第２巻線に生ずるよ
    うに定められ、前記第１巻線は前記入力電圧源に接続さ
    れ、前記結合インダクタの巻線の双方は前記入力電圧源
    及び前記第１キャパシタに直列に接続され、前記結合イ
    ンダクタは巻数比ａ＝Ｎ１／Ｎ２であり、第１巻線の全
    インダクタンスがＬｐｒｉであり、第２巻線の前記イン
    ダクタンスがＬｓｅｃであり、第１及び第２巻線の漏洩
    インダクタンスがＬｌ１、Ｌｌ２であり、磁化インダク
    タンスがＬｍとしたときに、Ｌｐｒｉ＝Ｌｍ＋Ｌｌ１及
    びＬｓｅｃ＝Ｌｌ２＋Ｌｍ／ａ²が成立し、 前記結合インダクタ、前記可飽和インダクタ及び前記第
    １キャパシタが前記スイッチのターンオン後に流れるス
    イッチ電流の正弦波成分の時間変化の為の特性時定数を
    定め、前記入力電圧源の平均電圧に対する負荷の電圧の
    比が前記ターンオンの開始タイミングの割合を変化させ
    ることにより変化せしめられ、前記比が１以上であるこ
    とを特徴とするスイッチングパワーコンバータ。
13. 【請求項１３】 請求項１乃至１２に記載されたスイッ
    チングパワーコンバータであって、前記入力電圧源と前
    記スイッチングパワーコンバータとの間に直列に接続さ
    れる第２単方向導電素子を含むスイッチングパワーコン
    バータ。
14. 【請求項１４】 請求項１乃至１２に記載されたスイッ
    チングパワーコンバータであって、前記入力電圧源が交
    流電圧源であり、前記交流電圧源と前記スイッチングパ
    ワーコンバータとの間に全波整流器を含む第２単方向導
    電素子を更に有することを特徴とするスイッチングパワ
    ーコンバータ。
15. 【請求項１５】 請求項１３記載のスイッチングパワー
    コンバータであって、前記スイッチングパワーコンバー
    タと前記負荷との間に接続された第３単方向導電素子を
    更に有し、前記第３単方向導電素子は前記第２単方向導
    電素子によって阻止された入力電源に向う期間電流が前
    記負荷に向う方向において前記第３単方向導電素子を流
    れ得ることを特徴とするスイッチングパワーコンバー
    タ。
16. 【請求項１６】 請求項１４に記載されたスイッチング
    パワーコンバータであって、前記スイッチングパワーコ
    ンバータの入力と前記負荷との間に接続された第３単方
    向導電素子を更に有し、前記第３単方向導電素子は前記
    入力電圧源に向う方向において前記スイッチングパワー
    コンバータの入力から還流する電流であって前記第２単
    方向導電素子によって前記入力電圧源に還流することを
    阻止された電流が前記負荷に向う方向において前記第３
    単方向導電素子の中を流れ得るように極性が向けられて
    いることを特徴とするスイッチングパワーコンバータ。
17. 【請求項１７】 請求項２乃至１２記載のスイッチング
    パワーコンバータであって、前記コントローラが前記ス
    イッチのターンオンに続いて前記スイッチの電流が最初
    にゼロになったとき前記スイッチをターンオフするよう
    になされていることを特徴とするスイッチングパワーコ
    ンバータ。
18. 【請求項１８】 請求項１乃至１２に記載のスイッチン
    グパワーコンバータであって、前記負荷に並列な出力キ
    ャパシタを有し、前記出力キャパシタの容量は十分大き
    く前記負荷に供給される出力電流の時間的変動が平滑さ
    れて、前記スイッチングコンバータの出力電圧はほぼ直
    流であることを特徴とするスイッチングパワーコンバー
    タ。
19. 【請求項１９】 請求項１乃至１２に記載のスイッチン
    グパワーコンバータであって、前記負荷での出力電圧に
    応じて前記スイッチのターンオンタイミングの周波数を
    変動させる出力電圧コントローラを更に有することを特
    徴とするスイッチングパワーコンバータ。
20. 【請求項２０】 請求項１４記載のスイッチングパワー
    コンバータであって、前記負荷への出力電圧に応じて前
    記スイッチのターンオンタイミングの周波数を調整する
    出力電圧コントローラを更に有することを特徴とするス
    イッチングパワーコンバータ。
21. 【請求項２１】 請求項１，１１又は１２に記載のスイ
    ッチングパワーコンバータであって、前記スイッチは、 ターンオフしたときに単一極性電圧に耐え得る単一極性
    スイッチであって前記単一極性電圧の極性は前記スイッ
    チにおける正及び負極性を定め、前記正及び負極性の間
    のターンオン時の単極性電流を中継し得る単極性スイッ
    チと、前記単極性スイッチに並列に接続され、前記単極
    性スイッチの導電方向に反対の方向に電流を中継する単
    方向導電素子とからなることを特徴とするスイッチング
    パワーコンバータ。
22. 【請求項２２】 請求項２１記載のスイッチングパワー
    コンバータであって、前記単極性スイッチは電界効果ト
    ランジスタであることを特徴とするスイッチングパワー
    コンバータ。
23. 【請求項２３】 請求項２１記載のスイッチングパワー
    コンバータであって、前記単極性スイッチは絶縁ゲート
    バイポーラトランジスタであることを特徴とするスイッ
    チングパワーコンバータ。