JPH0792486B2

JPH0792486B2 - 静電量モニタ−装置

Info

Publication number: JPH0792486B2
Application number: JP62203953A
Authority: JP
Inventors: ティーウィリアムズブルース
Original assignee: ブル−ステイ− ウイリアムズ
Priority date: 1986-08-20
Filing date: 1987-08-17
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPS63106574A; US4797620A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電気測定技術、特に静電界、静電圧、または静
電荷のような静電量の検出測定を行なう静電量モニター
装置に関する。

現在の物体表面の静電位をモニターするシステムでは静
電検出電極が用いられ、その電極表面を測定表面に対し
て物理的に振動させて、その振動の周波数の変調信号を
発生させるようになっており、この信号が測定表面の電
位を表わす。検出器と測定表面間の距離に影響されない
高精度を達成するシステムでは、発生された検出器の信
号は復調および積分処理されて帰還信号を発生し、この
信号が検出器の基準レベルとして帰還せしめられる。例
えば米国特許3,852,667、4,205,267、4,370,616号等に
開示されているこの公知の帰還技術を使用して、検出器
表面と測定表面間の電圧差、従って静電界をゼロとな
し、測定精度をこれら二つの面の間の間隔とは無関係な
らしめることによって、高測定精度が達成される。

しかしながら、この電圧／電界ゼロ化技術の主な欠点
は、測定された不知量と同じ大きさの帰還電圧レベルを
発生させる必要があることである。この技術を電子写真
に適用する場合、２〜３キロボルトの測定表面電圧がし
ばしば要求される。測定表面電圧の変動に追従して高速
度で高電圧を発生させる必要性は、複写機や高速プリン
ターに直接使用する場合のように表面静電圧モニターへ
の適用においてコスト的制約を与えるとともに、これら
の機器における高電圧に対する安全対策の問題をも提起
する。

加うるに、２〜３キロボルトが印加される回路では、ハ
イブリッド回路の使用は不可能であり、従って、このコ
スト低減製造技術の使用を無効ならしめる。

本発明の主たる目的は、新規で改良された非接触式静電
量モニター装置を提供するにある。

本発明の他の目的は、測定表面との間隔に影響されない
高圧表面静電圧モニター装置において高圧回路の使用を
排除することにある。

本発明の他の目的は、検出器電極と測定表面の間の変位
電極がゼロであるモニター装置を提供するにある。

本発明の他の目的は、検出器が接続される測定表面と検
出器電極との間の静電界が高い場合でも、測定表面に容
量性負荷を生ぜしめない構成を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、測定表面との間隔に無関係
な精度のよい高圧表面静電位測定が可能であり、小型で
経済的な寿命の長い広帯域の装置を提供するにある。

本発明のさらに他の目的は、高圧静電面モニター用電子
回路であってハイブリッド型に容易になしうる電子回路
を有するモニター装置を提供するにある。

本発明の装置は、静電界、静電圧、静電荷等の静電量に感応する検出電極
と、この電極に作用連結され、この電極とこの電極が露呈さ
れている静電量を担った表面との間の容量結合（capaci
tive coupling）を変化させる手段、特に電極を表面に
対して動かす変調手段と、前記電極に接続され加算節（summing node）として機能
する第１入力端と、第２入力端と、出力端とを有する増
幅器とからなる。

この増幅器はこの増幅器に与えられる検出電極からの電
圧が電極と測定表面間の容量の変化によって変化しない
ようにその出力端と第１入力端の間に接続されたインピ
ーダンス手段によって加算増幅器として機能する。

この増幅器の第１入力端は反転入力端（inverting inpu
t）であり、第２入力端は非反転入力端（non−invertin
g input）である。

変調手段は第１の電流が検出電極と測定表面間の電圧お
よびこの両者間の容量変化によって検出電極と測定表面
間の容量を通して流れる容量変位電流（capacitance di
splacement current）の形で抵抗手段を通して流れるよ
うにする。

増幅器の第２入力端に正弦波電圧信号、特に交流電圧を
与える手段が設けられている。この信号は変調手段の周
波数と同じ周波数を有するとともに、電極と測定面間の
容量に前記第１の電流を消去する大きさと位相を有する
第２の電流を発生させる振幅と位相を有している。

従って、正弦波電圧の振幅の変化と測定表面上の静電量
の大きさの比は、電極と測定表面間の容量とこの容量の
変化の比によって固定され、これによって正弦波電圧の
振幅と位相が静電量の大きさと極性に関する情報を与え
る。

以下図面を参照して本発明を詳細に説明する。

第１図は従来の非接触型静電検出器を示す。検出器の電
極Ｅ（10でも示す。以下同じ）は変調器Ｎ（14）によっ
て測定される表面Ｓ（12）に連結されこの表面に対して
機械的に振動させられ、表面Ｓと電極Ｅ間の静電容量Ｃ
（点線で示す）の容量変調dC/dtを生ぜしめる。もしＣ
と電極Ｅの等価抵抗負荷Ｒの時定数が電極Ｅの振動周期
Ｔ（振動周波数の逆数）に比べて長く、かつ、端子Ｙが
端子Ｙからの点線による帰線で示すように零ボルトの基
準電位にあれば、緩衝増幅器Ａ（16）の出力端および接
続点Ｘに正弦波電圧が発生される。この電圧の周波数は
電極Ｅの振動周波数と同じであり、またその振幅はに等しい。

これは検出系の式Qc＝CVcから証明できる。ここにQcは
容量Ｃに貯えられた電荷、Vcは検出電極Ｅと測定表面Ｓ
間の電位差である。

上述の式を時間で微分すると、の関係式が得られる。

便宜上、d/dtをΔに置き換えると、 ΔQc＝ＣΔVc＋VcΔＣとなる。

時定数RCによって電荷Qcは電荷Ｅの時間振動を越えて変
化しないから、ΔQcは零、すなわち、ΔQc＝０となり、
また、電極Ｅが点Ｙで接地されているから、Vc＝Vsであ
る。従ってＣΔVc＝VcΔＣ、従ってここにΔVcは増幅器Ａによって緩衝されて、点Ｘに現わ
れる検出器の電圧変化である。例えば、表面Ｓに電池Ｐ
（18）によって1000ボルトの電圧（Vs）が加えられ、Ｃ
＝10^-11ファラッド、ΔＣ＝10^-13ファラッド（ピーク
間）、Ｒ＝10¹¹オームと仮定すると、点Ｘには（ピーク間）の電圧が発生する。

アース線を取り除いて、高電圧発生器22によって発生さ
れる線20上の帰還電圧Vmによって点Ｙを1000ボルトにし
て、差電圧Vcを零にすると、点Ｘの信号ΔVcは零にな
る。すると、電圧モニタVm（24）で読み取られるフィー
ドバック電圧は表面電圧Vsを表わす。

この種の装置においては、高電圧発生器22の出力は点Ｘ
の出力と復調器／積分器回路26によって自動的に調節さ
れ、点Ｘの信号（電圧）を零にする。従って、電圧モニ
タVmは、高電圧発生器22の電圧能力によって制限される
広い範囲にわたって表面Ｓの電圧Vsに追従しこの電圧を
表わすことになる。

測定表面Ｓと電極Ｅ間の距離Ｄが変化しても、上述の式
は同じに保たれ、高電圧発生器22は電圧Vmを常に発生
し、Vc従ってΔVcを零にする。距離Ｄが大きいときの
み、復調器／積分器回路26が点Ｘの信号ΔVcの小さい値
に応答するのに充分なゲインを有することが必要であ
る。このように、電位差Vc、従って表面Ｓと電極Ｅ間の
電界を零に保つ（Qc＝０）ことによって、電圧Vmが距離
Ｄの広い変化範囲にわたり表面Ｓの電圧Vsに追従する。

本発明の装置が従来のものと異なる一つの点は、高電圧
発生器の代りに、第２図に示すように、正弦波発生器
（sinusoid generator）Ｇ（30）を用いる点である。第
１図と同様に、電極Ｅ（10′）は表面Ｓ（12′）に物理
的に結合され、変調器Ｎ（14′）によって表面Ｓに対し
て振動せしめられ、静電結合Ｃと容量変調ΔＣとを生ぜ
しめる。しかし、本発明の装置では、増幅器Ａ（32）は
その出力端36が抵抗器Ｒ（34）の形態のインピーダンス
手段を介して電流加算節（current summing node）すな
わち反転入力端（inverting input）38に接続されるこ
とにより加算増幅器として機能する。この抵抗器Ｒの接
続によって、第１図に示す構成とは異なり、電極Ｅは増
幅器の仮想的グラウンド加算節（virtual ground summi
ng onde）に接続されるので、この種の増幅器の動作特
性によってΔＣに対してΔVc項を発生させない。

さらに、差動増幅器A₁（44）が増幅器Ａの出力端36（点
Ｘ）と非反転入力端（non−inverting input）40（点
Ｙ）の間の電圧をモニターし、抵抗器Ｒの両端の電圧、
従ってこの抵抗器を流れる電流を測定する。抵抗器Ｒに
接続された増幅器Ａの反転入力端38の電圧は、この種の
増幅器において公知のように、常に増幅器Ａの非反転入
力端40（点Ｙ）の電圧に追従しているので、増幅器A₁は
抵抗器Ｒに加わる電圧をモニターすることになる。点線
で示すように点Ｙで接地されていると、検出回路の式は
Qc＝CVc、従って上述のようにΔQc＝ＣΔVc＋VcΔＣと
なる。

振動の全周期における電極Ｅの電圧Vcは、電極Ｅが増幅
器Ａの加算節38に接続されているために変化することが
できず、従って、ΔVc＝０、ＣΔVc＝０であるからΔQc
＝VcΔＣとなる。

ΔQc、電流I₁は容量変位電流（capacitance displaceme
nt current）で、電極Ｅと表面Ｓ間の電圧と、電極Ｅと
表面Ｓ間の容量の変化ΔＣとによって容量Ｃを流れる。
この変位電流I₁が帰還抵抗器Ｒに流れ、増幅器Ａの出力
端36と点ＸにI₁Rに等しい出力信号電圧V₁を生ぜしめ
る。もしΔＣが正弦波であれば、V₁は正弦波となり、そ
の周波数は電極Ｅの振動周波数と等しく、その振幅は表
面Ｓの電位VsとΔＣの大きさとに比例する。例えば、電
池ＰによってVs＝1000ボルトが与えられ、Ｃ＝10^-11フ
ァラッド、ΔＣ＝10^-13ファラッド（ピーク間）、Ｒ＝1
0¹¹オームであり、点Ｙが接地されているとすると、点
Ｘにおける電圧V₁は、 V₁＝Ｒ［VcΔＣ］＝10¹¹［1000・10^-13］＝10¹¹・10^-10＝10ボルト（ピーク間）となる。

電圧V₁は抵抗Ｒと電源電圧Vs（点Ｙが接地されているの
でVcはVsに等しい）とΔＣとの積に等しい正弦波であ
る。

Ｙ点における点線で示す接地が断たれ、正弦波電圧発生
器Ｇが接続されると、点Ｙ、従って、増幅器Ａの非反転
入力端40に加わる電圧はこの種の増幅器の動作特性によ
り増幅器Ａの電流ノード（current node）、すなわち、
反転入力端38に現われる。正弦波電圧発生器Ｇによって
増幅器32の反転入力端38、すなわち、電流ノードに正弦
波電圧信号V_Gが与えられると、新たな電流I₂が電極Ｅと
表面Ｓ間の容量Ｃに流れる。この電流I₂は電極Ｅと表面
Ｓ間の容量Ｃと電圧発生器Ｇの電圧変化ΔV_Gとに等し
い。従って、I₂＝ＣΔV_Gになる。電圧信号V_Gは電圧計54
によって指示ないしモニターされる。ΔV_Gの周波数がΔ
Ｃを生ぜしめる変調器14′からの信号と同じであれば、
表面電圧V_Sと変調ΔＣとによって容量Ｃを流れる電流I₁
を正確に相殺するような容量Ｃを流れる電流I₂を発生さ
せる電圧発生器の電圧ΔV_Gの振幅と位相（変調器14′に
対して０度あるいは180度）を見出すことができる。従
って、この場合の式は ΔQC＝ＣΔV_G＋V_SΔＣとなる。

もしI₂とI₁が等しく逆向きの電流であると、 ΔQ_C＝Ｉ＝I₂＋I₁＝０となる。

I₂＝ＣΔV_G I₁＝VcΔＣ I₂＝I₁であれば、ＣΔV_G＝VcΔＣ従って、ΔV_G（交流信号）と表面電圧V_S（直流レベル）
の比はΔC/Cの比によって固定される。ここにΔC/Cは検
出器電極Ｅと表面Ｓ間の容量Ｃと電極Ｅの運動によるこ
の容量の変化ΔＣとの比である。

電極Ｅと表面Ｓ間の距離Ｄの関係として比ΔC/Cは、電
圧Ｅの固定されたピークからピークまでの運動に対して
一定に保たれ、従って電圧発生器Ｇの電圧V_Gと測定され
た表面電圧V_Sとの比はいかなる距離Ｄに対しても一定に
保たれ、I₂とI₁の和を零に等しくする。電流I₂とI₁の差
が抵抗器Ｒに流れ、増幅器Ａの出力端36、従って、点Ｘ
に電圧V₁を生ぜしめる。

（I₂−I₁）Ｒに等しいこの電圧は増幅器A₁によって差動
増幅され、増幅信号を点Ｙにフィードバックさせ電圧発
生器Ｇの電圧に置き換えＶ_F.B.＝V_Gとするのに必要な電
圧を端子V₁に生ぜしめる。このようにして形成された閉
ループ系は（I₂−I₁）項を零にし、これによって交流帰
還信号Ｖ_F.B.と測定された表面電圧V_Sの間の比例関係を
定数として固定する。

第３図の実施例の帰還回路において、Vm（58）は表示器
（オシロスコープ、交流電圧計等）で、Ｖ_F.B.の値をモ
ニターすることによって距離Ｄの変動にかかわらず測定
表面電圧V_Sの値を正確に指示するのに使用される。増幅
器A₁（44′）の出力は交流増幅器60の入力端に加えら
れ、その出力は交流帰還信号として線62によって点Ｙ、
従って、増幅器Ａ（32′）の入力端40′を与えられる。
交流増幅器60は容量変調率に等しい周波数付近でバンド
パス（bandpass）特性を有する同調増幅器である。

本発明の他の実施例においては、測定表面Ｓに加えら
れ、高利得増幅器に過負荷を与えたり、不安定を生じる
ような速いあるいは大きい信号の効果を弱めるのに帰還
技術が用いられる。第４図に示すこの実施例において、
ゼロに等しくない電流I₁とI₂の差によって生じた信号V₁
が位相感応復調器DM（68）によって復調されるが、この
復調器は変調器14からの点Ｚにおける電圧を標準位相
として使用する。点Ｚの電圧は電極Ｅの運動従ってΔＣ
項と周波数および位相において相関関係にある。復調処
理によって復調器68の出力端に差I₂−I₁に比例する直流
信号V₂が発生する。復調処理によるこの直流信号V₂の極
性はI₂とI₁の絶対差、すなわち、I₂がI₁より大きいか小
さいかを示す。復調器DM（68）は点Ｚおよび線70を介し
て復調器14から位相および基準信号を得て、周波数と
位相においてΔＣ項に相関せしめられた信号成分のみが
復調器DMによって復調され、優れた雑音除去とシステム
の過負荷からの保護とを保証する。

復調器68の出力は電流I₂とI₁の絶対差を示す極性の直流
レベルであり、これが抵抗器72を介して増幅器A₂（74）
の入力端に与えられる。この増幅器は高利得積分増幅器
でその出力端と入力端の間にコンデンサ76が接続されて
いる。増幅器A₂の時定数はシステムノイズと速度性能に
相反せず、かつシステムの安定性を保証するように選ば
れる。

増幅器A₂の出力端は線78によって可変利得反転増幅器
（inverting amplifier）A₃（80）の制御端子に接続さ
れる。増幅器A₃への入力は変調器14から点Ｚを経て線
82によって与えられる。この入力信号は周波数と位相に
おいてΔＣ変調と相関関係にある。振幅が可変で位相が
点Ｚに対して180度シフトされた増幅器A₃の出力は、抵
抗器84を介して加算増幅器A₄（88）に与えられ、点Ｚか
ら線82、抵抗器86を介して直接送られてきた信号と加算
される。従って、増幅器A₄の出力は振幅が可変な信号で
あり、点Ｚに対するこの信号の位相は増幅器A₂の直流出
力によって０度あるいは180度のいずれかに指定され
る。

線90に現われる増幅器A₄の出力は帰還基準電圧Ｖ_F.B.と
して点Ｙと増幅器Ａ（32）の非反転入力端40を介し
て電極Ｅに直接加えられる。こうして形成された閉ルー
プ系はVsΔＣとＣΔＶ_F.B.とによってＲに生じるそれぞ
れの電流を加算することによって信号Ｖを零にし、これ
によってΔＶ_F.B.とVs間の必要な比例関係をもたらす。
抵抗器Ｒに流れる電流が加算されて零になると、電極Ｅ
と表面Ｓ間の変位電流も零になる。この点が本発明の主
たる目的である。

例えば直流０ボルトの表面電圧Vsが加えられ、帰還電圧
Ｖ_F.B.も零であるとする。検出器にはVsΔＣによる電流
は生じないし、帰還電圧Ｖ_F.B.による対抗電流も生じな
い。点V₁の正弦波は零、点V₂における復調器DMの出力は
零、増幅器A₂の出力は増幅器A₃の出力と点Ｚの電圧との
増幅器A₄における加算値がＶ_F.B.の値を零にするのに要
する電流値となる。これは安定した閉ループ状態であ
る。

今ここで電池Ｐから＋1000ボルトの直流電圧Vsを表面Ｓ
に加えると、検出器の電流VsΔＣに応答して正弦波が点
V₁に現われる。このV₁信号は復調されて直流電圧V₂とな
り、この電圧が増幅器V₂を前の電圧レベルVs＝０から新
しい直流レベルに変え、増幅器A₄の出力に新しい値の交
流帰還電圧Ｖ_F.B.を発生させる。これによって検出器回
路に電流Ｖ_F.B.Ｃを発生しVsΔＣ電流をゼロにし、V₁電
圧を再び零にする。これによって復調器68の出力を零に
し、増幅器A₂の直流出力がV₁電圧が再びゼロにするのに
必要な正確な帰還交流値Ｖ_F.B.を発生させる特定の直流
値に維持される。Ｖ_F.B.の値はVsに正比例し、比例定数
はΔC/Cに等しい。ここで、電極Ｅと表面Ｓ間の距離Ｄ
を変えてもＶ_F.B.は一定に保たれる。

ＣとΔＣの関係を温度、時間、空気圧等の広い範囲にわ
たって一定に維持することを保証するために、検出器の
電極面Ｅのピーク間の機械的な往復運動を一定に保持す
る必要がある。これは電極面Ｅを安定した駆動特性を有
する振動発生器によって一定な駆動信号で駆動すること
によって達成できる。あるいは別の方法として、ピーク
間の検出器の運動測定技術を用いて駆動信号の振幅を修
正し閉ループ方法でコンスタントなピーク間運動を行な
わせることもできる。この方法は、コンスタントな振幅
の駆動信号で駆動されるときでもピーク間の検出器の運
動を変化させるおそれのある漂遊機械結合（stray mech
anical coupling）の影響のために、好ましい方法であ
る。

第５図は本発明の非接触型静電検出器の探子ないしプロ
ーブ100を示す。プローブ100は導電材料からなるハウジ
ングＨ（102）を有し、ハウジングＨには測定面Ｓに対
向して開口ないし孔Ｏ（104）が設けられている。プロ
ーブ100内には増幅器Ａ（106）、検出電極Ｅ（108）お
よび振動発生器Ｌ（110）が収容されている。プローブ
の寸法は小さくするために、増幅器Ａをプローブ外部に
設け、プローブ内には小さい前置増幅器を内蔵してもよ
い。

振動発生器Ｌは変調器の駆動部からの線112上の電気信
号を機械的振動に変換し検出器の電極Ｅを開口Ｏを介し
て表面Ｓに対して振動させる。振動発生器Ｌは圧電変換
素子で形成される。電磁装置を用いて同様に動作させる
こともできる。圧電変換素子Ｐ（114）の形をした検知
手段が検出電極Ｅに連結されており、振動発生器Ｌの振
動をモニターすることによって電極のピークからピーク
までの往復運動を測定する。電極Ｅは振動発生器Ｌに直
接取り付けられる。圧電変換素子Ｐの代りに電磁装置も
使用できる。

圧電変換素子Ｐが電極Ｅに機械的に強固に結合されてい
ると、素子Ｐの出力は時間に対する電極Ｅの位置の変化
に関する情報、すなわち周波数と位相の情報を提供する
ので、変換素子Ｐの出力は第２図の正弦波電圧発生器Ｇ
および第４図の点Ｚの信号源として使用することができ
る。さらに、素子Ｐの出力は振動発生器Ｌに与えられる
駆動信号の振幅を制御して電極Ｅのピークからピークま
でのコンスタントな運動を発生させるのに使用すること
もできる。これはＣとΔＣの間の固定比を保証し、表面
直流電圧Vsと交流帰還信号Ｖ_F.B.の間の固定比例関係を
提供する。

プローブ100に接続された第５図の制御回路はＣとΔＣ
の一定の比を与えるとともにシステム全体を動作させる
のに必要な制御信号を提供する。導電材料からなるプロ
ーブハウジング102は線116によって点Ｙに接続され、第
４図の増幅器A₄からの信号Ｖ_F.B.をプローブ100の増幅
器Ａに与える。抵抗器Ｒ（120）が接続された増幅器Ａ
は第２図〜第４図におけると同様に加算増幅器として接
続されている。増幅器Ａの反転入力端は線122によって
電極Ｅ（108）に接続され、また非反転入力端は線124に
よってハウジング102を介して線116に接続されている。
増幅器Ａの出力端は線128によって点Ｘ、従って、第４
図の増幅器A₁の入力端48″に接続されている。素子Ｐは
ここでは別体の圧電変換チップとして示されているが、
振動発生器Ｌの一部分を分離しこの分離した部分に別の
電気的な接続を行なうことによって圧電素子Ｌの一体化
された部分として形成することもできる。

感知素子Ｐは線128によって増幅器A₅（130）に接続さ
れ、この増幅器から電極Ｅの振動の測定値、すなわち、
ΔＣに対して周波数と位相において相関関係にある出力
が得られる。増幅器A₅の出力端は線132によって点Ｚに
接続されている。増幅器A₅の出力端はさらに線134によ
って利得制御された直流増幅器A₇（136）にも接続され
ている。増幅器A₇の出力端は線112によって振動発生器
（圧電素子）Ｌに接続され、駆動信号を振動発生器Ｌに
与え電極Ｅを振動させる。電極Ｅは絶縁支持部材Ｆ（14
0）を介して素子Ｌに連結されている。素子Ｐが増幅器A
₅、A₇を介して素子Ｌに接続されることにより（増幅器A
₇によって）利得制御された帰還ループを形成し、その
機械的共振周波数で素子Ｌの振動（運動）を生ぜしめ
る。

増幅器A₅の出力の振幅、従って、素子Ｌと電極Ｅのピー
クからピークまで振動の振幅を安定化させ固定するため
に、検出器の運動を表わす増幅器A₅の出力のピークがピ
ーク検出器146によって検出され、点Ｗに加えられた基
準電圧−V_REFと比較される。詳述すると、ピーク検出器
146の入力端が線148によって増幅器A₅の出力線132に接
続され、検出器146の出力が抵抗器150に加えられてい
る。基準電圧−V_REFが抵抗器152に加えられており、二
つの抵抗器150、152は直列接続されて分圧器を形成して
いる。

増幅器A₅のピーク値と点Ｗにおける基準レベルの差は抵
抗器150、152の接続点に現われ、これが増幅器A₆（15
3）の入力端に加えられ、ここで積分されて直流制御信
号を発生し、この信号が線160を介して増幅器A₇に与え
られる。このようにして振幅制御が達成され、プローブ
の機械的取り付け方、素子Ｌや電極Ｅの空気負荷（airl
oading）を発生させる空気の密度の変化や素子Ｌの共振
効果等に関係なく、電極Ｅのピーク間運動を固定保持
し、従ってΔＣとＣの比を固定保持する。

公知のプローブと高直流電圧帰還回路を用いた表面静電
圧モニターシステムでは、特に電極Ｅと表面Ｓ間の距離
Ｄが大きい場合、増幅器Ａの出力端と点Ｘ（第１図）に
おいてS/N比を高く維持するためにＣに対するΔＣの高
い比が必要である。この要件は機械的摩耗によって電極
Ｅの振動発生源の耐用年数を著しく減少させ、あるいは
圧電式振動源の場合は減極作用または（および）機械的
ストレスのためにその寿命を短くする。しかし、本発明
のプローブにおいては、電極Ｅの運動行程は短く維持さ
れ、Ｃに対するΔＣの比が例えば１対500の既知の固定
された比に維持される。この小さい比によって、３キロ
ボルトのVsを正確に測定するために要求される交流帰還
電圧Ｖ_F.B.はピークからピークまでが６ボルトであり、
この値は普通のモノリシック増幅器を用いるハイブリッ
ド回路の範囲内に充分入る値である。このように小さい
値のＣ、従って電極Ｅの小さい運動によってプローブの
振動発生系の摩耗とストレスがずっと小さくなる。さら
に本発明の検出器では、Ｃに対するΔＣの比がより小さ
いので、電極Ｅのより高い動作周波数が許容され、シス
テムの測定帯域幅を増大させることができる。

第４図の回路構成における増幅器A₄の出力（Ｖ_F.B.）は
第５図の線116に現われるが、この出力は測定表面の電
圧Vsに比例する交流信号で、オシロスコープ、交流メー
タ、または他の交流応答バイスによって読み取ることが
できる。この交流信号Ｖ_F.B.を整流ろ波して表面電圧Vs
に比例する直流電圧を得ることもできる。

さらに、表面電圧Vsの極性（すなわち、プラスかマイナ
ス）に応じた出力情報を得るために、点Ｚに現われる信
号を基準位相として用いて信号Ｖ_V.B.を第４図の復調器
DMと同様の復調器によって処理することができる。この
技術はシステムが発生するノイズだけてなく表面Ｓに現
われるノイズを除去するモニターシステムのノイズ除去
機能を改善する。

第６図は本発明による低交流電圧帰還を用いた非接触型
高圧表面静電位モニターシステムの回路図である。この
システムは第５図と同様のプローブ100′を備えてい
る。電極Ｅ′は素子Ｌ′によって駆動され、素子Ｌ′は
線170上の駆動信号に応答動作する駆動トランスデュー
サＤによって振動させられる。検知手段ないしトランス
デュサＰ′が振動信号を線172に送り出す。トランスデ
ュサＤおよびＰ′は圧電式とすることができる。

増幅器Ａが前記の構成と同様に加算増幅器として接続さ
れており、抵抗器Ｒの値を例えば22MΩである。増幅器
Ａの非反転入力端は線176によって線180に接続され、こ
の線180には後述のように交流帰還信号が与えられる。
線180は浮動ないし内部基準点182に接続されている。

増幅器Ａの出力は点Ｘと抵抗器186を介して前述の実施
例の増幅器A₁と同様の増幅器A₁の負入力端に与えられ、
その正入力端は線188によって線180に接続されている。
帰還抵抗器190が増幅器A₁の出力端から負入力端に接続
されている。一例として、図示の装置において抵抗器18
6は10kΩであり、抵抗器190は470KΩである。

増幅器A₁の出力は一対の抵抗器を介して増幅器194の負
入力端と正入力端にそれぞれ接続されている。この増幅
器194はこれまでの実施例における復調器DMとして動作
する。増幅器194の出力端は帰還抵抗器を介して入力端
に接続されている。例えば、図示の装置においては、入
力抵抗器および帰還抵抗器は各々22kΩの抵抗値を有す
る。

駆動信号が次に説明する構成によって増幅器194の正入
力端に加えられる。FET198のソース−ドレーン回路が線
180と増幅器194の正入力端の間に接続されている。FET1
98のゲート端子が抵抗器200を介して線180に接続される
とともに、コンデンサ202を介して増幅器A₇（204）の出
力端に接続されている。帰還抵抗器206が増幅器A₇の出
力端と一方の入力端との間に接続されている。この同じ
入力端は抵抗器208を介して線210に接続されている。こ
の線210には後述するように、線172から振動信号の増幅
信号が与えられている。増幅器A₇の他方の入力端は線21
2によって線180に接続されている。図示の回路において
例えばFET198はJ110タイプ、抵抗器200は1MΩ、コンデ
ンサ202は0.02μＦ、抵抗器206は4.7MΩ、抵抗器208は4
7kΩである。

復調器の増幅器194の出力端は直列接続された抵抗器21
8、220からなるフィルタに接続されている。抵抗器218
と220の接続点はコンデンサ222を介して線180に接続さ
れている。図示回路において、抵抗器218、220はそれぞ
れ例えば10kΩ、100kΩで、コンデンサ222は0.1μＦで
ある。上記フィルタは第４図の増幅器A₂と同様の積分増
幅器A₂の負入力端に接続されている。増幅器A₂の正入力
端は線224によって線180に接続されている。例えば、図
示回路において、増幅器A₂の出力端子は100kΩの抵抗器
に接続され、この抵抗器は0.01μＦのコンデンサを介し
て増幅器A₂の負入力端に接続されている。増幅器A₂の出
力端子は抵抗器226を介して第４図の増幅器A₃と同様の
電圧制御された増幅器A₃の制御端子に接続されている。
増幅器A₃の負入力端は抵抗器228を介して線180に接続さ
れ、さらに抵抗器230を介して線210に接続されている。
増幅器A₃の正入力端は線234によって線180に接続されて
いる。図示回路において、例えば、抵抗器226は15kΩ、
抵抗器228は100Ω、抵抗器230は22kΩである。

増幅器A₃の出力端子は線236によって第４図の増幅器A₄
と同様の加算増幅器A₄の負入力端子に接続されるととも
に、抵抗器238を介して線210にも接続されている。増幅
器A₄の正入力端子は線240によって線180に接続されてい
る。図示回路においては、抵抗器238は例えば22kΩであ
る。増幅器A₄の出力端子は22kΩの抵抗器を介して増幅
器A₄の負入力端子に接続されている。増幅器A₄の出力す
なわち帰還電圧Ｖ_F.B.は線224に現われ、この電圧がレ
ベル移動変圧器（level shifting transformer）246の
一次巻線に加えられる。この変圧器の二次巻線はアース
と一対の交流出力端子248との間に接続されている。変
圧器246の一次巻線の他方の端子は第４図の回路の接続
点Ｙと同様の接続点Ｙに接続されている。

帰還交流電圧Ｖ_F.B.は接続点Ｙ、従って線180上に現れ
る。前述のように、端子248の交流出力は試験表面Ｓに
加わる電圧Vsに比例する交流信号であるので、オシロス
コープ、交流メータ、または他の交流応答機器によって
読み取ることができる。

信号Ｖ_F.B.を整流ろ波して表面電圧Vsに比例する直流電
圧に変えることもできる。第６図の回路において、表面
電圧Vsの極性に応じた出力情報を得るために、接続点Ｚ
の電圧に相当する信号を基準位相として用い第４図の復
調器DMと同様の復調器によって帰還電圧_F.B.を処理する
ことができる。さらに、この構成はシステムのノイズお
よび表面Ｓのノイズに対するこのモニターシステムのノ
イズ除去機能をも改善する。詳述すると、接続点Ｙの電
圧が線250と抵抗器252を介して緩衝増幅器B₁の負入力端
子に加えられる。増幅器B₁の正入力端子は接地され、そ
の出力端子は直列接接続された抵抗器254と電位差計256
を介して負入力端子に接続されている。電位差計256は
直流出力の校正を行なう。例えば、図示回路において、
抵抗器254は33kΩ、抵抗器256は20kΩである。

増幅器B₁の出力端子はそれぞれ抵抗器260、262を介して
復調段の増幅器B₂の負入力端子と正入力端子に接続され
ている。前述の実施例の回路の接続点Ｚに現れる信号と
同様の信号が次に説明する構成によって基準位相として
増幅器B₂の正入力端子に加えられる。

増幅器A₇の出力が線270によって抵抗器272を介して光結
合素子（ホトカプラ）274に接続されている。ホトカプ
ラ274は線276によってシステムの電源部280の出力線278
にも接続されている。ホトカプラ274の出力端子は線284
によってPNPトランジスタ286のエミッタに接続されてい
る。このトランジスタのベース端子は接地され、またカ
ソード端子はFET290のゲート端子に接続されている。FE
T290のゲート端子はさらに抵抗器292を介して負電圧レ
ベル−Ｖに接続されている。FET290のソース／ドレーン
回路は増幅器B₂の正入力端子とアース間に接続されてい
る。例えば、図示の回路において、抵抗器272は6.8k
Ω、抵抗器292は22kΩ、FET290はJ110タイプ、電圧レベ
ル＋Ｖ、−Ｖは16ボルトである。

復調器の増幅器B₂の出力はローパスフィルタの入力に与
えられ、このフィルタの出力は直流出力端子296に与え
られる。詳述すると、ローパスフィルタには増幅器B₃が
含まれており、この増幅器B₃の正入力端子に増幅器B₂の
出力端子が直列接続された抵抗器300,302を介して接続
されている。増幅器B₃の正入力端子はまたコンデンサ30
4を介して接地されている。増幅器B₃の出力端はその負
入力端子に直接接続されるとともに、コンデンサ306を
介して抵抗器300と302の接続点に接続されている。例え
ば、図示の回路においては、抵抗器300、302はそれぞれ
470kΩ、コンデンサ304は0.001μＦ、コンデンサ306は
0.01μＦである。

線170上の駆動信号は次のようにして得られる。線172上
の振動信号が抵抗器310を介して、第５図の回路の増幅
器と同様の増幅器A₅の負入力端子に与えられる。増幅器
A₅の正入力端子は線180と278の線312に接続されてい
る。増幅器A₅の出力端子は抵抗器314を介してその負入
力端子に接続されるとともに、線210にも接続されてい
る。例えば、図示回路においては、抵抗器310は47kΩ、
抵抗器314は470kΩである。

緩衝増幅器A₅の出力端子はダイオード316からなる整流
器／フィルター段に接続されている。ダイオード316の
アノードは増幅器A₅に接続され、そのカソードはコンデ
ンサ318を介して線278に接続されている。ダイオード31
6のカソードはさらに直列接続された抵抗器320、322を
介して交流出力の校正を行なう電位差計342に接続され
ている。例えば、図示の回路においてはコンデンサ318
は0.22μＦ、抵抗器320は100kΩ、抵抗器322は150kΩで
ある。電位差計342は20kΩで15ボルトの負基準電源に接
続されている。

整流器／フィルター段の出力端子は積分器に接続されて
いる。詳述すると、抵抗器320、322の接続点が第５図と
同様の積分増幅器A₆の負入力端子に接続されている。増
幅器A₆の正入力端子は線278に接続されている。増幅器A
₆の出力端子は直列接続された抵抗器とコンデンサを介
してその負入力端子に接続されている。例えば、図示の
回路において上述の抵抗器とコンデンサはそれぞれ10k
Ωと0.1μＦである。積分増幅器A₆の出力端子は抵抗器3
30を介して、第５図と同様の電圧制御された増幅器A₇の
制御端子に接続されている。増幅器A₇の負入力端子は抵
抗器332を介して線278に接続され、さらに抵抗器334を
介して線210に接続されている。増幅器A₇の正入力端子
は線336によって線278に接続されている。例えば、図示
回路においては、抵抗器330は15kΩ、抵抗器332は100
Ω、抵抗器334は22kΩである。増幅器A₇の出力端子は線
340によって、第５図と同様の加算増幅器A₈の負入力端
子に接続されている。増幅器A₈の正入力端子は線278
に、またその出力端子は抵抗器を介してその負入力端子
に接続され、さらに線170にも接続されている。この抵
抗器は例えば22kΩである。

以下本発明の諸態様を要約する。

（１）ａ）静電界、静電圧、静電荷等の静電量に感応す
る検出電極と、ｂ）前記検出電極に作用連結され、この検出電極とこの
検出電極が露呈されている静電量を担った表面との間の
容量結合を変化させる容量結合変化手段と、ｃ）加算節として機能する第１入力端と、第２入力端と
を有する増幅器と、ｄ）前記検出電極を前記増幅器の第１入力端に接続する
手段とからなり、ｅ）前記増幅器は、この増幅器に現われる前記検出電極
からの電圧が前記検出電極と前記表面との間の容量の変
化によって変化しないように、前記出力端と第１入力端
の間に接続されたインピーダンス手段によって加算増幅
器として接続され、ｆ）前記容量結合変化手段が、前記検出電極と前記表面
間の電圧および前記検出電極と前記表面間の容量の変化
により前記検出電極と前記表面間の容量を流れる容量変
位電流として第１の電流を前記インピーダンス手段に流
すように動作し、ｇ）前記容量変化手段の周波数に等しい周波数を有する
とともに、前記第１の電流を消去する大きさと位相の第
２の電流を前記検出電極と前記表面間の容量に発生させ
る振幅と位相を有する正弦波電圧信号を前記増幅器の前
記第２の入力端に与え、前記正弦波電圧の振幅の変化と
前記表面上の静電量の大きさとの間の比が前記検出電極
と前記表面間の容量とこの容量の変化の比によって固定
されるようにする正弦波電圧信号付与手段を併せ備え、ｈ）前記正弦波電圧の振幅と位相が前記静電量の大きさ
と極性に関する情報を与えるようにした非接触式静電量
モニター装置。

（２）前記増幅器の第１入力端が反転入力端であり、第
２入力端が非反転入力端である（１）項の装置。

（３）前記容量結合変化手段が前記電極を機械的に振動
させて容量変調を行なわせる変調手段からなる（１）項
の装置。

（４）前記電極の等価抵抗負荷の時定数が、検出器電流
を発生させる前記電極の振動周期に比べて短い（３）項
の装置。

（５）前記増幅器の前記出力端と前記第２入力端の間の
電圧をモニターするモニター手段を更に含む（１）項の
装置。

（６）前記モニター手段が第１入力端と第２入力端と出
力端とを有する差動増幅器からなり、前記差動増幅器の
第１入力端が前記加算増幅器の出力端に接続され、前記
差動増幅器の第２入力端が前記加算増幅器の第２入力端
に接続され、これにより前記差動増幅器の出力電圧が、
前記容量結合の変化率に等しい周波数を有するとともに
前記測定表面上の静電量の大きさおよび前記測定面と前
記電極間の容量の変化に比例する振幅を有する正弦波と
なる（５）項の装置。

（７）前記正弦波電圧信号付与手段に接続され、この信
号の振幅をモニターするモニター手段を更に含む（１）
項の装置。

（８）ａ）静電界、静電圧、静電荷等の静電量に感応す
る検出電極と、ｂ）前記検出電極に作用連結され、この検出電極をこの
検出電極が露呈されている静電量を担った表面に対して
動かし、前記検出電極と前記表面間の容量の容量変調を
生ぜしめる変調手段と、ｃ）加算節として機能する反転入力端である第１入力端
と、非反転入力端である第２入力端と、出力端とを有す
る増幅器と、ｄ）前記検出電極を前記増幅器の前記第１入力端に接続
する手段とからなり、ｅ）前記増幅器が前記出力端と前記第１入力端の間に接
続されたインピーダンスによって加算増幅器として接続
され、ｆ）前記増幅器の前記第２入力端に前記変調手段の周波
数に等しい周波数を有する交流電圧信号を与える交流電
圧信号付与手段を併せ備え、ｇ）これによって前記交流電圧信号の振幅と位相が前記
インピーダンスを流れるネット電流がゼロになる値を有
するとき、前記振幅と位相の値が前記測定表面上の前記
静電量の大きさと極性に比例するようにした非接触式静
電検出装置。

（９）前記インピーダンスが前記増幅器の仮想的グラウ
ンド加算節に接続され、前記電極がこの電極と前記測定
表面間の容量の変化による電圧変化を前記増幅器の入力
端に生ぜしめないようにした（８）項の装置。

（10）前記変調手段が、前記電極と前記測定表面間の電
圧および前記電極と前記測定表面間の容量の変化によっ
て前記電極と前記測定表面間の容量を流れる容量変位電
流の形態で第１の電流を前記インピーダンスを通して流
すように動作する（９）項の装置。

（11）前記交流電圧信号の振幅および位相が、前記第１
の電流を消去して前記交流電圧信号の振幅の変化と前記
測定表面上の静電量の比が前記電極と前記測定表面間の
容量とこの容量の変化の比によって固定されるような大
きさと位相とをもつ第２の電流を前記電極と前記測定表
面間の容量に流す値を有する（10）項の装置。

（12）前記電極の等価抵抗負荷の時定数が、検出器電流
を発生させる前記電極の振動周期に比べて小さい（８）
項の装置。

（13）前記増幅器の前記出力端と前記第２入力端間の電
圧をモニターするモニター手段を更に含む（８）項の装
置。

（14）前記モニター手段が反転入力端と非反転入力端と
出力端とを有する差動増幅器からなり、前記非反転入力
端が前記加算増幅器の出力端に接続され、前記反転入力
端が前記加算増幅器の非反転入力端に接続され、これに
より前記差動増幅器の出力電圧が前記容量変調率に等し
い周波数を有するとともに前記測定表面上の静電量の大
きさに比例する振幅を有する交流である（13）項の装
置。

（15）前記交流電圧信号付与手段に接続され、この交流
電圧の振幅をモニターする手段を更に含む（８）項の装
置。

（16）ａ）前記増幅器の前記出力端と第２入力端間の電
圧をモニターする手段と、ｂ）前記交流電圧信号付与手段に接続され前記交流電圧
の振幅をモニターする手段を更に含む（８）項の装置。

（17）前記モニター手段が反転入力端と非反転入力端と
出力端とを有する差動増幅器からなり、前記非反転入力
端が前記加算増幅器の出力端に接続され、前記反転入力
端が前記加算増幅器の非反転入力端に接続され、これに
より前記差動増幅器の出力電圧が前記容量変調率に等し
い周波数を有するとともに前記測定表面上の静電量の大
きさと極性に比例する振幅と位相を有する交流である
（16）項の装置。

（18）前記交流電圧信号付与手段が、ａ）反転入力端と非反転入力端と出力端とを有し、前記
非反転入力端が前記加算増幅器の出力端に接続され、前
記反転入力端が前記加算増幅器の非反転入力端に接続さ
れ、これにより前記容量変調率に等しい周波数と前記イ
ンピーダンスを流れる正味電流の大きさに比例する振幅
とを有する交流出力電圧を発生する差動増幅器と、ｂ）前記差動増幅器の出力端に接続された入力端と前記
加算増幅器の非反転入力端に接続された出力端とを有す
る交流増幅器とからなり、ｃ）これによって前記交流増幅器の出力が前記加算増幅
器の非反転入力端に前記容量変調率に等しい周波数と前
記インピーダンスを流れるネット電流の振幅をゼロとす
る振幅と位相を有する交流電圧を与えるようにした
（８）項の装置。

（19）前記交流増幅器の出力端に接続され、前記交流電
圧信号の振幅をモニターし、前記交流電圧信号の振幅が
前記測定表面上の静電量の大きさに比例するようにする
手段をさらに含む（18）項の装置。

（20）前記交流増幅器が前記容量変調率に等しい周波数
付近のバンドパス特性を有する同調増幅器である（18）
項の装置。

（21）ａ）静電界、静電圧、静電苛等の静電量に感応す
る検出電極と、ｂ）前記検出電極に作用連結され、この検出電極をこの
検出電極が露呈されている静電量を担って表面に対して
動かし、前記検出電極と前記測定表面間の容量の変調を
生ぜしめる変調手段と、ｃ）加算節として機能する反転入力端である第１入力端
と、非反転入力端である第２入力端と、出力端とを有す
る増幅器と、ｄ）前記電極を前記増幅器の第１入力端に接続する手段
とからなり、ｅ）前記増幅器は前記出力端と前記第１入力端の間に接
続されたインピーダンスによって加算増幅器として接続
され、ｆ）前記加算増幅器の出力端と第２入力端に接続され、
前記インピーダンスの両端の電圧をモニターしてそこを
流れる電流を示す出力を発生するモニター手段と、ｇ）出力端と、前記モニター手段の出力端に接続された
第１入力端と、前記変調手段に接続され前記検出電極の
運動に周波数および位相において相関する信号を得る第
２入力端とを有し、前記抵抗器を流れる電流の差に比例
する出力信号を発生させる位相感応復調手段と、ｈ）前記復調手段の出力端に接続された入力端と、前記
加算増幅器の第２入力端に接続された出力端とを有し、
前記モニター手段の出力をゼロにするのに充分な振幅を
有する交流電圧を発生する帰還電圧発生手段とからな
り、ｉ）前記帰還交流電圧の振幅が前記静電量の大きさに比
例するようにした非接触式静電量モニター装置。

（22）前記帰還電圧発生手段の出力端に接続され前記帰
還電圧の振幅をモニターして前記静電量の大きさに関す
る情報を提供するモニター手段をさらに含む（21）項の
装置。

（23）前記帰還電圧発生手段が、ａ）前記復調手段の出力端に接続された入力端を有する
とともに出力端を有する高利得積分増幅器と、ｂ）出力端と、前記変調手段に接続され容量変調に相関
せしめられた周波数と位相を有する信号を得る入力端
と、前記積分増幅器の出力端に接続された直流制御入力
端とを有する可変利得反転増幅器と、ｃ）前記最初の加算増幅器の第２入力端に接続された出
力端を有する第２加算増幅器と、ｄ）前記反転増幅器の出力端を前記第２加算増幅器の入
力端に接続する手段と、ｅ）前記変調手段を前記第２加算増幅器の前記入力端に
接続し、前記容量変調に相関せしめられた周波数と位相
を有する入力信号を前記第２加算増幅器に与える手段と
からなる（21）項の装置。

（24）前記第２加算増幅器の出力端に接続され、前記第
２加算増幅器の出力の振幅をモニターして前記静電量の
大きさに関する情報を提供する手段をさらに含む（23）
項の装置。

（25）ａ）測定されるべき静電量を有する表面に向けて
配置される開口を有するハウジングと、ｂ）前記ハウジング内に配置され前記開口を通して前記
測定表面に露呈される検出電極と、ｃ）前記電極に連結されこの電極を前記測定表面に対し
て運動させて前記電極と前記測定表面の間の容量の容量
変調を生ぜしめる電気機械トランスデューサ手段と、ｄ）前記トランスデューサ手段に駆動信号を与える駆動
信号付与手段と、ｅ）前記トランスデューサ手段に接続され、時間に対す
る前記電極の位置の変動に関する周波数および位相の情
報をもつ信号を取り出す検知手段と、ｆ）前記ハウジングに備えられ、加算節として作用する
反転入力端である第１入力端と非反転入力である第２入
力端と出力端とを有する増幅器と、ｇ）前記電極を前記増幅器の第１入力端に接続する手段
とからなり、ｈ）前記増幅器は前記出力端と前記第１入力端の間に接
続されたインピーダンスによって加算増幅器として接続
されており、ｉ）前記増幅器の出力端と第２入力端を前記抵抗の両端
の電圧をモニターする手段に接続する手段と、ｊ）前記増幅器の第２入力端に前記変調手段の周波数に
等しい周波数をもつ交流電圧信号を与える手段とを併せ
備え、ｋ）前記交流電圧信号の振幅が前記抵抗を通して流れる
ネット電流がゼロとなる値を有するとき、前記振幅値が
前記静電量の大きさに比例するようにした静電量モニタ
ー装置のプローブ。

（26）前記駆動信号付与手段と前記検知手段に接続さ
れ、前記トランスデューサ手段をその機械的共振周波数
で振動させる利得制御された帰還ループを提供する手段
をさらに含んでいる（25）項の装置。

（27）前記駆動信号付与手段と前記検知手段に接続さ
れ、前記駆動信号の振幅を制御して前記電極のコンスタ
ントなピークからピークへの運動を行なわせ、前記電極
と前記測定表面間の容量とこの容量の変化の比を固定保
持し、前記測定表面上の静電量の大きさと前記交流電圧
信号の振幅との固定した比例関係を与える制御手段をさ
らに含んでいる（25）項の装置。

（28）前記制御手段がａ）前記検知手段に接続された入力端と出力端とを有す
る信号増幅器と、ｂ）前記駆動信号付与手段に接続された出力端を有する
利得制御された直流増幅器と、ｃ）前記信号増幅器の出力端を前記利得制御された直流
増幅器の入力端に接続する手段と、ｄ）前記信号増幅器の出力端に接続されるとともに、前
記利得制御された直流増幅器に制御関係に接続され、前
記信号増幅器の出力のピークを検出し、検出されたピー
ク値を基準値と比較し、その差を制御信号として前記利
得制御された直流増幅器に与える信号処理手段とからな
る（27）項の装置。

（29）前記信号処理手段が、ａ）前記信号増幅器の出力端に接続された入力端と出力
端とを有するピーク検出器と、ｂ）出力端を有する基準電圧源と、ｃ）前記利得制御された直流増幅器に制御関係に接続さ
れた出力端を有する積分増幅器と、ｄ）前記ピーク検出器の出力端と前記基準電圧源の出力
端とを前記積分増幅器の入力端に接続する手段とからな
る（28）項の装置。

（30）測定されるべき静電量を有する表面に露呈される
検出電極と、この電極に連結されこの電極を前記表面に対して動かし
て前記電極と前記表面間の容量の変調を生ぜしめる電気
機械トランスデューサ手段と、このトランスデューサ手段に駆動信号を与える手段と、前記トランスデューサ手段に接続され前記電極の位置の
時間に対する変化に関し周波数および位相の情報を有す
る信号を得る検知手段と、前記駆動信号付与手段と前記検知手段に接続され前記駆
動信号の振幅を制御して前記電極のコンスタントなピー
クからピークへの運動を行なわせ、前記電極と前記測定
表面間の容量とこの容量の変化の比を固定保持する制御
手段とからなる静電量モニター装置。

（31）前記制御手段が、ａ）前記検知手段に接続された入力端と出力端とを有す
る信号増幅器と、ｂ）前記駆動信号付与手段に接続された出力端を有する
利得制御された直流増幅器と、ｃ）前記信号増幅器の出力端を前記利得制御された直流
増幅器の入力端に接続する手段と、ｄ）前記信号増幅器の出力端に接続されるとともに、前
記利得制御された直流増幅器に制御関係に接続され、前
記信号増幅器の出力のピークを検出し、検出されたピー
ク値を基準値と比較し、その差を制御信号として前記利
得制御された増幅器に与える信号処理手段とからなる
（30）項の装置。

（32）前記信号処理手段が、ａ）前記信号増幅器の出力端に接続された入力端と出力
端とを有するピーク検出器と、ｂ）出力端を有する基準電圧源と、ｃ）前記利得制御された直流増幅器に制御関係に接続さ
れた出力端を有する積分増幅器と、ｄ）前記ピーク検出器の出力端と前記基準電圧源の出力
端とを前記積分増幅器の入力端に接続する手段とからな
る（31）の装置。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の非接触式静電検出装置のブロック図、第２図は本発明の一実施例にかかる装置のブロック図、第３図は本発明の他の実施例のブロック図、第４図は本発明の更に他の実施例のブロック図、第５図は本発明の装置におけるプローブの構成の一部を
ブロック図で示す概略図、第６図は本発明の一実施例にかかる装置の詳細な回路図
である。Ｅ……電極、Ｌ……振動発生器、Ｎ……変調器、Ｓ……測定表面、 X,Y,Z……接続点、 22……高電圧発生器、 26……復調器／積分器回路、 60……交流増幅器、 68……復調器、 146……ピーク検出器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ａ）静電界、静電圧、静電荷等の静電量に
感応する検出電極と、ｂ）前記検出電極に作用連結され、この検出電極とこの
検出電極が露呈されている静電量を担った表面との間の
容量結合を変化させる容量結合変化手段と、ｃ）加算節として機能する第１入力端と、第２入力端
と、出力端とを有する増幅器と、ｄ）前記検出電極を前記増幅器の第１入力端に接続する
手段とからなり、ｅ）前記増幅器は、この増幅器に現われる前記検出電極
からの電圧が前記検出電極と前記表面との間の容量の変
化によって変化しないように、前記出力端と第１入力端
の間に接続されたインピーダンス手段によって加算増幅
器として接続され、ｆ）前記容量結合変化手段が、前記検出電極と前記表面
間の電圧および前記検出電極と前記表面間の容量の変化
により前記検出電極と前記表面間の容量を流れる容量変
位電流として第１の電流を前記インピーダンス手段に流
すように動作し、ｇ）前記容量変化手段の周波数に等しい周波数を有する
とともに、前記第１の電流を消去する大きさと位相の第
２の電流を前記検出電極と前記表面間の容量に発生させ
る振幅と位相を有する正弦波電圧信号を前記増幅器の前
記第２入力端に与え、前記正弦波電圧の振幅の変化と前
記表面上の静電量の大きさとの間の比が前記検出電極と
前記表面間の容量とこの容量の変化の比によって固定さ
れるようにする正弦波電圧信号付与手段を併せ備え、ｈ）前記正弦波電圧の振幅と位相が前記静電量の大きさ
と極性に関する情報を与えるようにしたことを特徴とす
る静電量モニター装置。
【請求項２】ａ）測定されるべき静電量を有する表面に
向けて配置される開口を有するハウジングと、ｂ）前記ハウジング内に配置され前記開口を通して前記
測定表面に露呈される検出電極と、ｃ）前記電極に連結されこの電極を前記測定表面に対し
て運動させて前記電極と前記測定表面の間の容量の容量
変調を生ぜしめる電極機械トランスデューサ手段と、ｄ）前記トランスデューサ手段に駆動信号を与える駆動
信号付与手段と、ｅ）前記トランスデューサ手段に接続され、時間に対す
る前記電極の位置の変動に関する周波数および位相の情
報をもつ信号を取り出す検知手段と、ｆ）前記ハウジングに備えられ、加算節として作用する
反転入力端である第１入力端と非反転入力である第２入
力端と出力端とを有する増幅器と、ｇ）前記電極を前記増幅器の第１入力端に接続する手段
とからなり、ｈ）前記増幅器は前記出力端と前記第１入力端の間に接
続されたインピーダンスによって加算増幅器として接続
されており、ｉ）前記増幅器の出力端と第２入力端を前記抵抗の両端
の電圧をモニターする手段に接続する手段と、ｊ）前記増幅器の第２入力端に前記電気機械トランスデ
ューサ変調手段の周波数に等しい周波数をもつ交流電圧
信号を与える手段とを併せ備え、ｋ）前記交流電圧信号の振幅が前記抵抗を通して流れる
ネット電流がゼロとなる値を有するとき、前記振幅値が
前記静電量の大きさに比例するようにしたことを特徴と
るす静電量モニター装置。