JPH0799518A - 放送受信機における無線データ信号の復調器用の回路装置 - Google Patents
放送受信機における無線データ信号の復調器用の回路装置Info
- Publication number
- JPH0799518A JPH0799518A JP6122671A JP12267194A JPH0799518A JP H0799518 A JPH0799518 A JP H0799518A JP 6122671 A JP6122671 A JP 6122671A JP 12267194 A JP12267194 A JP 12267194A JP H0799518 A JPH0799518 A JP H0799518A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- auxiliary
- output
- mixed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
- H04H20/33—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by plural channels
- H04H20/34—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by plural channels using an out-of-band subcarrier signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
- H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
- H04H2201/13—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system radio data system/radio broadcast data system [RDS/RBDS]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 無線データ信号の復調をデジタル回路技術に
より有利に行う。 【構成】 多重信号ＭＰＸは混合器２において、サンプ
リングクロックパルスから得られる基準搬送波と、２つ
の互いに９０°異なる位相において混合されて、第１お
よび第２の混合信号Ｗｓ，Ｗｃが形成される。基準搬送
波と副搬送波の変化する位相位置によるエラー補正の為
ＰＬＬを用いる。混合器２とＰＬＬ３を経て無線データ
信号ＲＤＳから交通放送信号ＡＲＩを分離する。ＲＤＳ
信号は復調器４で復調され、出力Ｄ１〜Ｄ４はブロック
同期化、エラー補正回路５へ導かれ、ＲＤＳ出力を生じ
る。ＡＲＩ信号は復調器７で復調され、領域構識ＢＫ、
情報識別ＤＫ用の各種信号を発生する。ＰＬＬ３から交
通情報放送局信号ＳＫを生じる。
より有利に行う。 【構成】 多重信号ＭＰＸは混合器２において、サンプ
リングクロックパルスから得られる基準搬送波と、２つ
の互いに９０°異なる位相において混合されて、第１お
よび第２の混合信号Ｗｓ，Ｗｃが形成される。基準搬送
波と副搬送波の変化する位相位置によるエラー補正の為
ＰＬＬを用いる。混合器２とＰＬＬ３を経て無線データ
信号ＲＤＳから交通放送信号ＡＲＩを分離する。ＲＤＳ
信号は復調器４で復調され、出力Ｄ１〜Ｄ４はブロック
同期化、エラー補正回路５へ導かれ、ＲＤＳ出力を生じ
る。ＡＲＩ信号は復調器７で復調され、領域構識ＢＫ、
情報識別ＤＫ用の各種信号を発生する。ＰＬＬ３から交
通情報放送局信号ＳＫを生じる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線データ信号の伝送
が、多重信号内の抑圧された補助信号のＰＳＫにより行
なわれる形式の、放送受信機における無線データ信号の
復調器のための回路装置に関する。
が、多重信号内の抑圧された補助信号のＰＳＫにより行
なわれる形式の、放送受信機における無線データ信号の
復調器のための回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線データ信号を復調する目的で既に、
アナログ信号を処理する種々の回路が知られている。
アナログ信号を処理する種々の回路が知られている。
【０００３】
【発明の解決すべき問題点】本発明の課題は、例えばデ
ィジタル形式で設けられている無線データ信号の復調
を、ディジタル回路技術を用いて有利に実施可能にする
ことである。
ィジタル形式で設けられている無線データ信号の復調
を、ディジタル回路技術を用いて有利に実施可能にする
ことである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この課題は本発明による
回路装置により、次のようにして解決されている。即ち
ディジタル形式の多重信号（ＭＰＸ）を帯域通過濾波の
後に、放送受信機において発生されるサンプリングクロ
ックパルスから得られる２つの互いに９０°異なる位相
においてベースバンドへ混合され、第１および第２の混
合信号が形成され、正弦波状および余弦波状の波形を有
する第１および第２の補助信号が発生され、第１の混合
信号は第１の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第
２の補助信号と乗算され、これらの乗算の結果は第１の
出力信号の形成のために加算され、第１の混合信号は第
２の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第１の補助
信号と乗算され、その結果は第２の出力信号の形成のた
めに減算され、補助信号の位相は、第１の出力信号がベ
ースバンドへ低減された無線データ信号に相応する様
に、制御される。
回路装置により、次のようにして解決されている。即ち
ディジタル形式の多重信号（ＭＰＸ）を帯域通過濾波の
後に、放送受信機において発生されるサンプリングクロ
ックパルスから得られる２つの互いに９０°異なる位相
においてベースバンドへ混合され、第１および第２の混
合信号が形成され、正弦波状および余弦波状の波形を有
する第１および第２の補助信号が発生され、第１の混合
信号は第１の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第
２の補助信号と乗算され、これらの乗算の結果は第１の
出力信号の形成のために加算され、第１の混合信号は第
２の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第１の補助
信号と乗算され、その結果は第２の出力信号の形成のた
めに減算され、補助信号の位相は、第１の出力信号がベ
ースバンドへ低減された無線データ信号に相応する様
に、制御される。
【０００５】
【発明の効果】本発明による回路装置の利点は、基準搬
送波が、ディジタル処理のために形成されるサンプリン
グクロックと結合されていることにある。その結果、デ
ィジタル回路の設計が著しく簡単化される、例えば記憶
されているテーブルから基準搬送波のサンプリング値を
読み出すことができる。
送波が、ディジタル処理のために形成されるサンプリン
グクロックと結合されていることにある。その結果、デ
ィジタル回路の設計が著しく簡単化される、例えば記憶
されているテーブルから基準搬送波のサンプリング値を
読み出すことができる。
【０００６】本発明による回路装置はさらに、振幅変調
された抑圧されない搬送波を有する交通放送信号の復調
に適する。この搬送波は、無線データ信号の同時の発生
の際に、無線データ信号の副搬送波に対して９０°の位
相位置を有する。
された抑圧されない搬送波を有する交通放送信号の復調
に適する。この搬送波は、無線データ信号の同時の発生
の際に、無線データ信号の副搬送波に対して９０°の位
相位置を有する。
【０００７】計算の手間の回避は本発明による回路装置
において次のようにして達成される、即ち基準搬送波
は、正弦波の位相の場合は数字列０，１，０，−１…と
して設けられ、余弦波の位相の場合は１，０，−１，０
…とそて設けられる。
において次のようにして達成される、即ち基準搬送波
は、正弦波の位相の場合は数字列０，１，０，−１…と
して設けられ、余弦波の位相の場合は１，０，−１，０
…とそて設けられる。
【０００８】本発明の構成によれば、第２の出力信号は
ベースバンドにおける交通放送信号を形成する。これに
より簡単に無線データ信号に付加して、交通放送信号が
存在する場合はこれがベースバンドへ変換される。
ベースバンドにおける交通放送信号を形成する。これに
より簡単に無線データ信号に付加して、交通放送信号が
存在する場合はこれがベースバンドへ変換される。
【０００９】本発明の構成によれば、補助信号の位相を
制御するために、第１，第２出力信号および、該第１出
力信号と第２出力信号との乗算により生ずる第３の出力
信号（Ａ３）は、それぞれ低域通過フィルタを介して案
内され、低域通過濾波された第１および第２の出力信号
が互いに乗算され、さらに低域通過濾波された第３の出
力信号から減算され、該減算の結果は閾値回路を介して
導びかれて、補助信号を発生する発生器のための制御電
圧を形成する。これにより著しく有利に、補助信号の位
相の制御が達せられる。この場合の構成として、第１お
よび第２のそれぞれ低域通過フィルタを介して案内され
た出力信号の乗算の結果が、差形成の前に、定数と乗算
される。
制御するために、第１，第２出力信号および、該第１出
力信号と第２出力信号との乗算により生ずる第３の出力
信号（Ａ３）は、それぞれ低域通過フィルタを介して案
内され、低域通過濾波された第１および第２の出力信号
が互いに乗算され、さらに低域通過濾波された第３の出
力信号から減算され、該減算の結果は閾値回路を介して
導びかれて、補助信号を発生する発生器のための制御電
圧を形成する。これにより著しく有利に、補助信号の位
相の制御が達せられる。この場合の構成として、第１お
よび第２のそれぞれ低域通過フィルタを介して案内され
た出力信号の乗算の結果が、差形成の前に、定数と乗算
される。
【００１０】本発明において補助信号を形成する目的
で、本発明の範囲外でも有利に使用できる回路装置が用
いられる。この回路装置は、所定の曲線形状の少なくと
も１つの周期的な信号を、２つのレベルを取ることので
きる、導びかれた制御信号に依存して形成する回路装置
において、レジスタの内容を、発生される信号の周波数
よりも著しく高い周波数を有するクロックパルスによ
り、制御信号のレベルに依存してインクリメントまたは
ディクリメントし、レジスタのその都度の内容から関数
値を算出し、レジスタの内容が取り得る値の領域は、形
成されるべき信号の半周期に相応し、レジスタのオーバ
ーフローの際およびアンダーフローの際に、算出された
関数値の極性値が変化される。
で、本発明の範囲外でも有利に使用できる回路装置が用
いられる。この回路装置は、所定の曲線形状の少なくと
も１つの周期的な信号を、２つのレベルを取ることので
きる、導びかれた制御信号に依存して形成する回路装置
において、レジスタの内容を、発生される信号の周波数
よりも著しく高い周波数を有するクロックパルスによ
り、制御信号のレベルに依存してインクリメントまたは
ディクリメントし、レジスタのその都度の内容から関数
値を算出し、レジスタの内容が取り得る値の領域は、形
成されるべき信号の半周期に相応し、レジスタのオーバ
ーフローの際およびアンダーフローの際に、算出された
関数値の極性値が変化される。
【００１１】さらに本発明によれば、所定の曲線形状が
正弦波であり、余弦波状のもう１つの信号が発生され、
関数値が多項式により算出される。
正弦波であり、余弦波状のもう１つの信号が発生され、
関数値が多項式により算出される。
【００１２】本発明による回路装置の第２の構成によれ
ば、ベースバンドへ低減された無線データ信号のサンプ
リング値と、混合信号のうちの１つが、それぞれＲＤＳ
信号の１周期の持続時間にわたり加算され、加算された
サンプリング値から絶対値が形成され、複数値の絶対値
から成る差が所定の時点において１８０°位相エラーを
制御するために用いられる。この構成は、既にベースバ
ンドへ低減された無線データ信号の復調のための有利な
手段を形成する。
ば、ベースバンドへ低減された無線データ信号のサンプ
リング値と、混合信号のうちの１つが、それぞれＲＤＳ
信号の１周期の持続時間にわたり加算され、加算された
サンプリング値から絶対値が形成され、複数値の絶対値
から成る差が所定の時点において１８０°位相エラーを
制御するために用いられる。この構成は、既にベースバ
ンドへ低減された無線データ信号の復調のための有利な
手段を形成する。
【００１３】本発明の構成によれば、復調される無線デ
ータ信号を得るために、混合信号の加算されたサンプリ
ング値が用いられる。
ータ信号を得るために、混合信号の加算されたサンプリ
ング値が用いられる。
【００１４】さらに本発明の構成によれば、１８０°エ
ラーの検出が積分器を用いて行なわれ、該積分器の計数
方向は複数個の絶対値から成る差により定められ、該積
分器はオーバーフローの際に１８０°位相補正を行な
う。
ラーの検出が積分器を用いて行なわれ、該積分器の計数
方向は複数個の絶対値から成る差により定められ、該積
分器はオーバーフローの際に１８０°位相補正を行な
う。
【００１５】本発明の実施例が複数個の図面に示されて
おり、以下の記載で説明される。
おり、以下の記載で説明される。
【００１６】図において同じ部品には同じ参照記号が付
されている。実施例ならびにその部品はブロック図とし
て示されている。しかしこのことは、本発明による回路
装置が、これらのブロックに相応する個々の回路に制限
されることを意味するのではない。そうではなくして本
発明による回路装置は高度に集積化された回路を用いて
実現できる。この場合はディジタルプロセッサを使用で
きる。これは適切なプログラミングの下で、ブロック図
に示されている処理ステップを実施する。本発明による
回路装置は集積回路中の別の回路装置と共働して放送受
信機の重要な部分を構成する。
されている。実施例ならびにその部品はブロック図とし
て示されている。しかしこのことは、本発明による回路
装置が、これらのブロックに相応する個々の回路に制限
されることを意味するのではない。そうではなくして本
発明による回路装置は高度に集積化された回路を用いて
実現できる。この場合はディジタルプロセッサを使用で
きる。これは適切なプログラミングの下で、ブロック図
に示されている処理ステップを実施する。本発明による
回路装置は集積回路中の別の回路装置と共働して放送受
信機の重要な部分を構成する。
【００１７】
【実施例】図１に示された復調器回路の入力側に多重信
号が導びかれる。この信号はオーディオ情報に付加的
に、それぞれ受信される放送局に応じて、交通放送信
号、無線データ信号または両方の信号を含む。交通放送
信号は公知のように、振幅変調される副搬送波−その周
波数は５７ＫＨｚの値を有する−から成る。無線データ
信号を伝送する目的で、通常のように送信される周波数
１１８７，５Ｈｚを有する抑圧された副搬送波の位相切
り換えサンプリングが行なわれる。
号が導びかれる。この信号はオーディオ情報に付加的
に、それぞれ受信される放送局に応じて、交通放送信
号、無線データ信号または両方の信号を含む。交通放送
信号は公知のように、振幅変調される副搬送波−その周
波数は５７ＫＨｚの値を有する−から成る。無線データ
信号を伝送する目的で、通常のように送信される周波数
１１８７，５Ｈｚを有する抑圧された副搬送波の位相切
り換えサンプリングが行なわれる。
【００１８】導びかれた多重信号ＭＰＸはまず最初に混
合器２へ達する。混合器においてこの信号は、放送受信
機中で生成されたサンプリングクロックから得られた基
準搬送波と、２つの互いに９０°異なる位相位置におい
て、乗算される。この場合、混合信号ＷＳとＷＣが生ず
る。基準搬送波は副搬送波とは結合されないため、混合
信号ＷＳ，ＷＣは、基準搬送波と副搬送波との間の変化
する位相位置により生ずるエラーを有する。このエラー
を補正する目的で、位相制御ループが設けられている。
合器２へ達する。混合器においてこの信号は、放送受信
機中で生成されたサンプリングクロックから得られた基
準搬送波と、２つの互いに９０°異なる位相位置におい
て、乗算される。この場合、混合信号ＷＳとＷＣが生ず
る。基準搬送波は副搬送波とは結合されないため、混合
信号ＷＳ，ＷＣは、基準搬送波と副搬送波との間の変化
する位相位置により生ずるエラーを有する。このエラー
を補正する目的で、位相制御ループが設けられている。
【００１９】混合器２と位相制御ループ３を用いて、搬
送周波数を有する無線データ信号と交通放送信号がベー
スバンドへ低域変換される。この場合、位相制御ループ
３の特別の構成により同時に、無線データ信号ＲＤＳか
らの交通放送信号ＡＲＩの分離が行なわれる。
送周波数を有する無線データ信号と交通放送信号がベー
スバンドへ低域変換される。この場合、位相制御ループ
３の特別の構成により同時に、無線データ信号ＲＤＳか
らの交通放送信号ＡＲＩの分離が行なわれる。
【００２０】信号ＲＤＳはＲＤＳ復調器４において復調
される。この信号の出力信号Ｄ１〜Ｄ４は、ブロック同
期化およびエラー補正用の回路５へ導びかれる。この回
路の出力側６はＲＤＳデータを導びく。
される。この信号の出力信号Ｄ１〜Ｄ４は、ブロック同
期化およびエラー補正用の回路５へ導びかれる。この回
路の出力側６はＲＤＳデータを導びく。
【００２１】信号ＡＲＩは交通放送復調器７において復
調される。この場合、領域構識ＢＫと情報識別ＤＫのた
めに、この種の識別の存在を表わす信号（ＢＫ＿ＯＮ，
ＢＫＯ，ＤＫ＿ＯＮ，ＤＫＯ）が発生される。これらの
信号は出力側８，９，１０，１１から取り出される。副
搬送波の存在する場合はさらに、位相制御ループ３にお
いて、交通情報を送信する放送局を表わす信号ＳＫが形
成される。この信号は出力側１２から取り出される。
調される。この場合、領域構識ＢＫと情報識別ＤＫのた
めに、この種の識別の存在を表わす信号（ＢＫ＿ＯＮ，
ＢＫＯ，ＤＫ＿ＯＮ，ＤＫＯ）が発生される。これらの
信号は出力側８，９，１０，１１から取り出される。副
搬送波の存在する場合はさらに、位相制御ループ３にお
いて、交通情報を送信する放送局を表わす信号ＳＫが形
成される。この信号は出力側１２から取り出される。
【００２２】図２は混合器２（図１）の詳細を示す。入
力側１へまず最初に帯域通過フィルタ１５が接続されて
いる。このフィルタは、変調された副搬送波の領域に含
まれる多重信号ＭＰＸのスペクトル成分を転送する。こ
の場合、帯域幅は、多重信号と他の障害信号成分の十分
な抑圧が達せられるように、選定される。帯域通過フィ
ルタ１５に２つの乗算器１６，１７が接続されている。
乗算器には帯域通過フィルタ１５の出力信号のほかに、
入力側を介してそれぞれ１つの基準搬送波が導びかれ
る。この基準搬送波は放送受信機において発生されたク
ロック信号から導出される。これらの搬送波は５７ＫＨ
ｚの周波数を有するが、副搬送波とは結合されていな
い。計算操作を簡単化するために、有利にサンプリング
周波数２２８ＫＨｚを有する多重信号が設けられる。１
８，１９に導びかれる基準搬送波のサンプリング値は、
基準搬送波のそれぞれ１周期にわたる１，０，−１，０
または０，１，０，−１の列から成る。
力側１へまず最初に帯域通過フィルタ１５が接続されて
いる。このフィルタは、変調された副搬送波の領域に含
まれる多重信号ＭＰＸのスペクトル成分を転送する。こ
の場合、帯域幅は、多重信号と他の障害信号成分の十分
な抑圧が達せられるように、選定される。帯域通過フィ
ルタ１５に２つの乗算器１６，１７が接続されている。
乗算器には帯域通過フィルタ１５の出力信号のほかに、
入力側を介してそれぞれ１つの基準搬送波が導びかれ
る。この基準搬送波は放送受信機において発生されたク
ロック信号から導出される。これらの搬送波は５７ＫＨ
ｚの周波数を有するが、副搬送波とは結合されていな
い。計算操作を簡単化するために、有利にサンプリング
周波数２２８ＫＨｚを有する多重信号が設けられる。１
８，１９に導びかれる基準搬送波のサンプリング値は、
基準搬送波のそれぞれ１周期にわたる１，０，−１，０
または０，１，０，−１の列から成る。
【００２３】ＦＩＲフィルタとして構成されている後続
のフィルタ２０，２１において、より高い周波数を有す
る混合積（生成波）が抑圧される。その結果、ベースバ
ンドだけが残る。さらにフィルタ２０，２１を通ってか
らは以後のサンプリングレートが、２２，２３において
２４分の１に低減可能となる。これにより後続の信号処
理ステップがより低い速度で実施できる。混合信号ＷＣ
とＷＳは２４，２５から取り出されて位相調整ループ３
（図１，図３）へ導びかれる。
のフィルタ２０，２１において、より高い周波数を有す
る混合積（生成波）が抑圧される。その結果、ベースバ
ンドだけが残る。さらにフィルタ２０，２１を通ってか
らは以後のサンプリングレートが、２２，２３において
２４分の１に低減可能となる。これにより後続の信号処
理ステップがより低い速度で実施できる。混合信号ＷＣ
とＷＳは２４，２５から取り出されて位相調整ループ３
（図１，図３）へ導びかれる。
【００２４】図３に示されている位相制御ループの入力
側３１，３２へ導びかれる混合信号ＷＳとＷＣは、各１
つの乗算器３３，３４，３５，３６を用いて、それぞれ
正弦波状の補助信号ＰＳ１およびこれと９０°位相の異
なる補助信号ＰＣ１と乗算される。補助信号は正弦波／
余弦波発生器３７において発生される。乗算器３３，３
４の出力信号は３８において加算される。乗算器３５，
３６の出力信号の減算は３９において行なわれる。後述
の位相制御により、加算器３８の出力側４０に、ベース
バンドへ低減された無線データ信号ＲＤＳが生ずる。他
方、減算器３９の出力側からは低域通過フィルタ４１を
介して、ベースバンドへ低減された交通放送信号ＡＲＩ
が取り出せる。
側３１，３２へ導びかれる混合信号ＷＳとＷＣは、各１
つの乗算器３３，３４，３５，３６を用いて、それぞれ
正弦波状の補助信号ＰＳ１およびこれと９０°位相の異
なる補助信号ＰＣ１と乗算される。補助信号は正弦波／
余弦波発生器３７において発生される。乗算器３３，３
４の出力信号は３８において加算される。乗算器３５，
３６の出力信号の減算は３９において行なわれる。後述
の位相制御により、加算器３８の出力側４０に、ベース
バンドへ低減された無線データ信号ＲＤＳが生ずる。他
方、減算器３９の出力側からは低域通過フィルタ４１を
介して、ベースバンドへ低減された交通放送信号ＡＲＩ
が取り出せる。
【００２５】別の低域通過フィルタ４３、絶対値形成器
４４、減算器４５および閾値回路４６を用いて、加算器
３９の出力信号の振幅から信号ＳＫが導出される。この
信号は出力側４７から取り出され、交通放送を有する放
送局を示す。
４４、減算器４５および閾値回路４６を用いて、加算器
３９の出力信号の振幅から信号ＳＫが導出される。この
信号は出力側４７から取り出され、交通放送を有する放
送局を示す。
【００２６】次に加算器３８，３９の出力信号Ａ１とＡ
２を用いての正弦波／余弦波発生器３７の制御を説明す
る。乗算器４８を用いてまず最初に別の信号Ａ３が形成
される。信号Ａ１とＡ２のための別の乗算器４９，５０
と加算器５１，５２は、ループ増幅度の制御のために用
いられる、したがって過渡振動特性の制御のために用い
られる。信号Ａ１，Ａ２，Ａ３は低域通過フィルタ５
３，５４，５５を用いて、より高い周波数成分が除去さ
れる。低域通過フィルタ５３，５５の出力信号Ｈ１，Ｈ
２は５６において互いに乗算され、結果は５７において
定数ｎと乗算される。この乗算結果は、５８において低
域通過フィルタ５４の出力信号Ｈ３から減算される。次
に閾値回路５９を介して信号ＵＳが発生される。この信
号が正弦波／余弦波発生器３７を制御する。
２を用いての正弦波／余弦波発生器３７の制御を説明す
る。乗算器４８を用いてまず最初に別の信号Ａ３が形成
される。信号Ａ１とＡ２のための別の乗算器４９，５０
と加算器５１，５２は、ループ増幅度の制御のために用
いられる、したがって過渡振動特性の制御のために用い
られる。信号Ａ１，Ａ２，Ａ３は低域通過フィルタ５
３，５４，５５を用いて、より高い周波数成分が除去さ
れる。低域通過フィルタ５３，５５の出力信号Ｈ１，Ｈ
２は５６において互いに乗算され、結果は５７において
定数ｎと乗算される。この乗算結果は、５８において低
域通過フィルタ５４の出力信号Ｈ３から減算される。次
に閾値回路５９を介して信号ＵＳが発生される。この信
号が正弦波／余弦波発生器３７を制御する。
【００２７】信号Ａ１とＡ２は次の形式を有する： Ａ１＝ｒ・ｃｏｓ（φ）−ａ・ｓｉｎ（φ） Ａ２＝ｒ・ｓｉｎ（φ）＋ａ・ｃｏｓ（φ） ただしφは入力信号ｒ・ｃｏｓ（２π・５７ＫＨｚ＋
φ）＋ａ・ｓｉｎ（２π・５７ＫＨｚ＋φ）の間の位置
エラーであり、ｒはＲＤＳ変調度であり、ａは交通放送
変調度である。
φ）＋ａ・ｓｉｎ（２π・５７ＫＨｚ＋φ）の間の位置
エラーであり、ｒはＲＤＳ変調度であり、ａは交通放送
変調度である。
【００２８】位相検出器の役割は、信号Ａ１とＡ２か
ら、位相エラーに比例する、正弦波／余弦波発生器３７
を制御する信号を形成することである。この目的でさら
に信号Ａ３が用いられる。Ａ３は信号Ａ１とＡ２の乗算
により次のようにして得られる： Ａ３＝Ａ１・Ａ２＝０．５［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２
φ）＋［ｒ・ａ・ｃｏｓ（２φ）］／２。
ら、位相エラーに比例する、正弦波／余弦波発生器３７
を制御する信号を形成することである。この目的でさら
に信号Ａ３が用いられる。Ａ３は信号Ａ１とＡ２の乗算
により次のようにして得られる： Ａ３＝Ａ１・Ａ２＝０．５［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２
φ）＋［ｒ・ａ・ｃｏｓ（２φ）］／２。
【００２９】低域通過フィルタ５３，５５の出力信号
は、以下ではＨ１，Ｈ２で示す。低域通過フィルタ５
３，５５の遮断周波数は、ＲＤＳスペクトル成分が抑圧
されるように選定されている、即ち： Ｈ１＝−ａ・ｓｉｎ（φ）；Ｈ２＝ａ・ｃｏｓ（φ）。
低域通過フィルタ５４の遮断周波数は、信号Ｈ３が次の
形式を得るように選定される： Ｈ３＝０．５・［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）。信号Ｈ
４はＨ４＝−ａ2・ｓｉｎ（２φ）で示される。そのた
め正弦波／余弦波発生器３７のための制御信号Ｈ５は、
Ｈ５＝０．５・［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）となるよ
うに算出される。この制御信号Ｈ５は、変調の極性に依
存せずに正弦波／余弦波発生器３７を制御する。３つの
場合が生ずる。即ち交通放送信号も無線データ信号も受
信されない場合と、両方のうちの一方が受信される場合
である。次の式は、正弦波／余弦波発生器３７が全部の
場合において位相エラーφだけによりすなわちｓｉｎ
（２φ）だけにより制御されることを示す。
は、以下ではＨ１，Ｈ２で示す。低域通過フィルタ５
３，５５の遮断周波数は、ＲＤＳスペクトル成分が抑圧
されるように選定されている、即ち： Ｈ１＝−ａ・ｓｉｎ（φ）；Ｈ２＝ａ・ｃｏｓ（φ）。
低域通過フィルタ５４の遮断周波数は、信号Ｈ３が次の
形式を得るように選定される： Ｈ３＝０．５・［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）。信号Ｈ
４はＨ４＝−ａ2・ｓｉｎ（２φ）で示される。そのた
め正弦波／余弦波発生器３７のための制御信号Ｈ５は、
Ｈ５＝０．５・［ｒ2−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）となるよ
うに算出される。この制御信号Ｈ５は、変調の極性に依
存せずに正弦波／余弦波発生器３７を制御する。３つの
場合が生ずる。即ち交通放送信号も無線データ信号も受
信されない場合と、両方のうちの一方が受信される場合
である。次の式は、正弦波／余弦波発生器３７が全部の
場合において位相エラーφだけによりすなわちｓｉｎ
（２φ）だけにより制御されることを示す。
【００３０】ＲＤＳ＋交通放送：Ｈ５＝０．５・［ｒ2
−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）、 ＲＤＳだけ：Ｈ５＝０．５・ｒ2・ｓｉｎ（２φ）、 交通放送だけ：Ｈ５＝０．５・ａ2・ｓｉｎ（２φ）。
−ａ2］・ｓｉｎ（２φ）、 ＲＤＳだけ：Ｈ５＝０．５・ｒ2・ｓｉｎ（２φ）、 交通放送だけ：Ｈ５＝０．５・ａ2・ｓｉｎ（２φ）。
【００３１】図４は正弦波／余弦波発生器３７（図３）
の有利な実施例を示す。積分器６２は、６３に導びかれ
る制御信号ＵＳを積分する。この信号は極性だけを表わ
し、例えば値−１と＋１を取ることができる。６１にお
いて係数Ｋと乗算されることにより、ＵＳ′が、積分器
６２の積分領域すなわち計数領域よりも著しく小さくな
るように、値が選定される。積分器６２はレジスタであ
る。このレジスタは信号ＵＳに依存してクロックパルス
によりインクリメントまたはディクリメントされ、計数
領域を上回わるか、または下回わると、計数領域のそれ
ぞれ別の端部において作動される。この場合、オーバー
フロー信号が発生され、これは６４で極性ＶＺの変化を
生ぜさせる。
の有利な実施例を示す。積分器６２は、６３に導びかれ
る制御信号ＵＳを積分する。この信号は極性だけを表わ
し、例えば値−１と＋１を取ることができる。６１にお
いて係数Ｋと乗算されることにより、ＵＳ′が、積分器
６２の積分領域すなわち計数領域よりも著しく小さくな
るように、値が選定される。積分器６２はレジスタであ
る。このレジスタは信号ＵＳに依存してクロックパルス
によりインクリメントまたはディクリメントされ、計数
領域を上回わるか、または下回わると、計数領域のそれ
ぞれ別の端部において作動される。この場合、オーバー
フロー信号が発生され、これは６４で極性ＶＺの変化を
生ぜさせる。
【００３２】積分器６２のその都度の内容Ｘは、多項式
を算出するための回路６５へ導びかれる。この回路は、
所望の正弦関数または余弦関数への良好な近似化を形成
する。回路６５の出力側には、極性ＶＺを有する、その
都度に算出される値ＰＳＯ，ＰＣＯを乗算するための乗
算器６６，６７が設けられている。出力側６８，６９か
ら、正弦波状の信号ＰＳ１と余弦波状の信号ＰＣ１が取
り出される。積分器のオーバーフローたびに、算出され
た値の極性が変化されることにより、積分値領域が、多
項式のための定義区間［−π／２，π／２］を有する多
項式係数のシュミレーションとスケーリングを用いて識
別できる。
を算出するための回路６５へ導びかれる。この回路は、
所望の正弦関数または余弦関数への良好な近似化を形成
する。回路６５の出力側には、極性ＶＺを有する、その
都度に算出される値ＰＳＯ，ＰＣＯを乗算するための乗
算器６６，６７が設けられている。出力側６８，６９か
ら、正弦波状の信号ＰＳ１と余弦波状の信号ＰＣ１が取
り出される。積分器のオーバーフローたびに、算出され
た値の極性が変化されることにより、積分値領域が、多
項式のための定義区間［−π／２，π／２］を有する多
項式係数のシュミレーションとスケーリングを用いて識
別できる。
【００３３】多項式の算出のために実施例が図５に示さ
れている。積分内容Ｘは７１に導びかれ、７２で第１係
数が乗算され、７３でそれ自身と乗算され、７４で７３
における乗算結果と乗算される。７４における乗算の結
果Ｘ3は７５で第２の係数と乗算され、７６でＸ2と乗算
される。その結果、乗算器７６の出力側にＸ5が生ず
る。これは７７で第３の係数と乗算される。２つの加算
器７８，７９を用いて、次に出力側８０から取り出され
る多項式ＰＳＯが形成される。
れている。積分内容Ｘは７１に導びかれ、７２で第１係
数が乗算され、７３でそれ自身と乗算され、７４で７３
における乗算結果と乗算される。７４における乗算の結
果Ｘ3は７５で第２の係数と乗算され、７６でＸ2と乗算
される。その結果、乗算器７６の出力側にＸ5が生ず
る。これは７７で第３の係数と乗算される。２つの加算
器７８，７９を用いて、次に出力側８０から取り出され
る多項式ＰＳＯが形成される。
【００３４】別の出力側８１から取り出される多項式Ｐ
ＣＯを形成する目的で、８２において、Ｘ2をそれ自身
と乗算することによりＸ4が形成される。Ｘ2は８４で別
の係数と乗算される。このように形成された多項式の項
と係数の和は加算器８５と８６を用いて形成される。
ＣＯを形成する目的で、８２において、Ｘ2をそれ自身
と乗算することによりＸ4が形成される。Ｘ2は８４で別
の係数と乗算される。このように形成された多項式の項
と係数の和は加算器８５と８６を用いて形成される。
【００３５】図６のＲＤＳ復調器に入力側９１を介し
て、位相制御ループ３（図１）からの信号ＲＤＳが導び
かれる。コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループとして知られ
ている回路を用いて周波数１，１８７５Ｈｚの搬送波Ｒ
ＳＩＮが発生される。この搬送波はＲＤＳ変調の搬送波
とは次の位相関係にある：即ち同位相かまたは位相差＋
１８０°または−１８０°を有する。このループは次の
ように構成されている：即ちまず最初に信号ＲＤＳを９
２，９３において、発生された搬送波ＲＳＬＮおよびこ
れに９０°だけ位相のずらされた搬送波ＲＤＳが乗算さ
れる。これらの乗算の結果は９４，９５で低域通過濾波
され、さらに閾値回路９６，９７を介して、別の乗算器
９８へ導びかれる。この乗算器の出力信号は正弦波／余
弦波発生器を制御する。この発生器は図４の余弦波発生
器と同様に、積分器９９、多項式算出回路１００、極性
切り換え回路１００′および２つの乗算器１０１，１０
２から構成される。
て、位相制御ループ３（図１）からの信号ＲＤＳが導び
かれる。コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループとして知られ
ている回路を用いて周波数１，１８７５Ｈｚの搬送波Ｒ
ＳＩＮが発生される。この搬送波はＲＤＳ変調の搬送波
とは次の位相関係にある：即ち同位相かまたは位相差＋
１８０°または−１８０°を有する。このループは次の
ように構成されている：即ちまず最初に信号ＲＤＳを９
２，９３において、発生された搬送波ＲＳＬＮおよびこ
れに９０°だけ位相のずらされた搬送波ＲＤＳが乗算さ
れる。これらの乗算の結果は９４，９５で低域通過濾波
され、さらに閾値回路９６，９７を介して、別の乗算器
９８へ導びかれる。この乗算器の出力信号は正弦波／余
弦波発生器を制御する。この発生器は図４の余弦波発生
器と同様に、積分器９９、多項式算出回路１００、極性
切り換え回路１００′および２つの乗算器１０１，１０
２から構成される。
【００３６】乗算器９８の出力信号は、積分器９９へ導
びかれる前に、ループ増幅度に影響を与える係数ＣＲ２
で乗算される。投入接続の際のループ増幅度を高める目
的で、さらに乗算器１０４と加算器１０５が設けられて
いる。この場合、乗算器１０４には回路１０６から、同
期化の開始時には大きくてその後は減少してゆく信号が
導びかれる。そのため位相制御ループのより迅速な過渡
振動が生ぜさせられる。
びかれる前に、ループ増幅度に影響を与える係数ＣＲ２
で乗算される。投入接続の際のループ増幅度を高める目
的で、さらに乗算器１０４と加算器１０５が設けられて
いる。この場合、乗算器１０４には回路１０６から、同
期化の開始時には大きくてその後は減少してゆく信号が
導びかれる。そのため位相制御ループのより迅速な過渡
振動が生ぜさせられる。
【００３７】正弦波／余弦波発生器９９〜１０２を用い
て形成される信号ＲＳ２とＲＣ２は、直交変換回路１０
７へ導びかれる。この回路は両方の搬送波ＲＳＩＮとＲ
ＣＯＳを発生する。
て形成される信号ＲＳ２とＲＣ２は、直交変換回路１０
７へ導びかれる。この回路は両方の搬送波ＲＳＩＮとＲ
ＣＯＳを発生する。
【００３８】搬送波ＲＳＩＮは閾値回路１０８を介して
２進信号Ｄ３へ変換されて回路５（図１）へ導びかれ
る。データを含む信号Ｄ２を得る目的で、９３での乗算
の結果はＦＩＲフィルタ１１０を介して、さらに閾値回
路１１１を介して導びかれる。この信号は次に出力側１
１２において回路５（図１）へ供給される。ＦＩＲフィ
ルタ１１０は、その都度の８つの最後のサンプリング値
（これは１／１，８７５ＫＨｚの無線データ信号の１ビ
ット周期に相応する）を伝送する。
２進信号Ｄ３へ変換されて回路５（図１）へ導びかれ
る。データを含む信号Ｄ２を得る目的で、９３での乗算
の結果はＦＩＲフィルタ１１０を介して、さらに閾値回
路１１１を介して導びかれる。この信号は次に出力側１
１２において回路５（図１）へ供給される。ＦＩＲフィ
ルタ１１０は、その都度の８つの最後のサンプリング値
（これは１／１，８７５ＫＨｚの無線データ信号の１ビ
ット周期に相応する）を伝送する。
【００３９】無線データ信号の伝送の際の副搬送波の抑
圧により、復調された信号の１８０°位相位置が明確に
は形成されない。生じ得る１８０°エラーを補正する目
的で、信号ＲＤＳはもう１つのＦＩＲフィルタ１１３を
介して同じく８つのサンプリング値により案内される。
次に加算されたサンプリング値から１１４で絶対値が形
成される。ＦＩＲフィルタ１１０の出力信号からも１１
５で絶対値が形成される。この絶対値は１１６で定数Ｃ
Ｒ１と乗算されて、１１７でＦＩＲフィルタ１１３の出
力信号の絶対値から減算される。その結果は閾値回路１
１８を介して案内されて信号Ｈ１を形成する。この信号
は１８０°位相位置の補正のために用いられ、出力側１
１９から回路５（図１）へ導びかれる。ＦＩＲフィルタ
１１０の出力信号の絶対値から、さらに減算回路１２０
−これへ定数ＱＲＴが導びかれる−を用いてさらに閾値
回路１２１を用いて、信号Ｈ４が形成できる。この信号
はその都度に受信されたビットの品質を特徴づけており
出力側１２２から取り出される。
圧により、復調された信号の１８０°位相位置が明確に
は形成されない。生じ得る１８０°エラーを補正する目
的で、信号ＲＤＳはもう１つのＦＩＲフィルタ１１３を
介して同じく８つのサンプリング値により案内される。
次に加算されたサンプリング値から１１４で絶対値が形
成される。ＦＩＲフィルタ１１０の出力信号からも１１
５で絶対値が形成される。この絶対値は１１６で定数Ｃ
Ｒ１と乗算されて、１１７でＦＩＲフィルタ１１３の出
力信号の絶対値から減算される。その結果は閾値回路１
１８を介して案内されて信号Ｈ１を形成する。この信号
は１８０°位相位置の補正のために用いられ、出力側１
１９から回路５（図１）へ導びかれる。ＦＩＲフィルタ
１１０の出力信号の絶対値から、さらに減算回路１２０
−これへ定数ＱＲＴが導びかれる−を用いてさらに閾値
回路１２１を用いて、信号Ｈ４が形成できる。この信号
はその都度に受信されたビットの品質を特徴づけており
出力側１２２から取り出される。
【００４０】図７は直角変換用の回路１０７の実施例を
示す。正弦波／余弦波発生器９８〜１０２（図６）から
の両方の補助信号は入力信号１２５，１２６へ導びか
れ、ここからそれぞれ２つの乗算器１２７，１２８と１
２９，１３０へ達する。乗算器へはさらにテーブル１３
１から正弦波−および余弦波搬送波の関数値が導びかれ
る。この場合、１周期あたり数個のサンプリング値−こ
の実施例の場合は８つのサンプリング値−で十分であ
る。乗算器１２７，１２８の出力信号１３２で減算させ
て出力側１３３で搬送波ＲＣＯＳを形成する。乗算器１
２９，１３０出力信号は１３４で加算されて出力側１３
５で搬送波ＲＳＩＮを形成する。
示す。正弦波／余弦波発生器９８〜１０２（図６）から
の両方の補助信号は入力信号１２５，１２６へ導びか
れ、ここからそれぞれ２つの乗算器１２７，１２８と１
２９，１３０へ達する。乗算器へはさらにテーブル１３
１から正弦波−および余弦波搬送波の関数値が導びかれ
る。この場合、１周期あたり数個のサンプリング値−こ
の実施例の場合は８つのサンプリング値−で十分であ
る。乗算器１２７，１２８の出力信号１３２で減算させ
て出力側１３３で搬送波ＲＣＯＳを形成する。乗算器１
２９，１３０出力信号は１３４で加算されて出力側１３
５で搬送波ＲＳＩＮを形成する。
【００４１】図８に示した交通放送復調器へ１４１から
交通信号ＡＲＩが導びかれる。１４２で８分の１にサン
プリングレートが低減された後に、信号ＡＲＩは２つの
帯域通過フィルタ１４３，１４４へ達する。フィルタ１
４３は１２５Ｈｚへ狭帯域に設計されているため、放送
信号だけがこの帯域通過フィルタを通過する。次にこの
信号の振幅復調が絶対値形成回路１４５と後続の低域通
過フィルタ１４６により行なわれる。
交通信号ＡＲＩが導びかれる。１４２で８分の１にサン
プリングレートが低減された後に、信号ＡＲＩは２つの
帯域通過フィルタ１４３，１４４へ達する。フィルタ１
４３は１２５Ｈｚへ狭帯域に設計されているため、放送
信号だけがこの帯域通過フィルタを通過する。次にこの
信号の振幅復調が絶対値形成回路１４５と後続の低域通
過フィルタ１４６により行なわれる。
【００４２】帯域通過フィルタ１４４は約２０Ｈｚ〜６
０Ｈｚの帯域幅を有するため、全部の帯域識別信号を通
過させる。即ち前述の回路により個々の領域の選択は行
なわれず、領域識別が送信されるか否かだけが検出され
る。帯域通過フィルタ１４４の出力信号も絶対値形成回
路１４７と低域通過フィルタ１４８を用いて振幅復調さ
れる。復調された識別信号からその都度に２つの２進信
号が導出される。２進信号のレベルは、復調された識別
信号のレベルが異なると、０から１へ跳躍的に変化す
る。このレベル−例えば最大値の５０％と８０％−は定
数ＢＫＴ０及びＢＫＴ１として減算器１４９，１５０へ
導びかれる。減算器にはそれぞれ閾値回路１５１，１５
２が後置接続されている。出力側１５３，１５４から信
号ＢＫＯとＢＫ＿ＯＮが取り出される。これらの信号
は、領域識別が受信されることを示す。
０Ｈｚの帯域幅を有するため、全部の帯域識別信号を通
過させる。即ち前述の回路により個々の領域の選択は行
なわれず、領域識別が送信されるか否かだけが検出され
る。帯域通過フィルタ１４４の出力信号も絶対値形成回
路１４７と低域通過フィルタ１４８を用いて振幅復調さ
れる。復調された識別信号からその都度に２つの２進信
号が導出される。２進信号のレベルは、復調された識別
信号のレベルが異なると、０から１へ跳躍的に変化す
る。このレベル−例えば最大値の５０％と８０％−は定
数ＢＫＴ０及びＢＫＴ１として減算器１４９，１５０へ
導びかれる。減算器にはそれぞれ閾値回路１５１，１５
２が後置接続されている。出力側１５３，１５４から信
号ＢＫＯとＢＫ＿ＯＮが取り出される。これらの信号
は、領域識別が受信されることを示す。
【００４３】放送識別の導出を、受信電界強度にできる
だけ依存させずに実施可能にするために、放送識別用の
減算器１５５，１５６へ復調された領域識別信号の振幅
に依存する比較値が導びかれる。この目的で復調された
領域識別信号はまず最初に１５７で定数ＣＡ１と乗算さ
れ、次に１５８で別の定数ＤＫＴが加算される。
だけ依存させずに実施可能にするために、放送識別用の
減算器１５５，１５６へ復調された領域識別信号の振幅
に依存する比較値が導びかれる。この目的で復調された
領域識別信号はまず最初に１５７で定数ＣＡ１と乗算さ
れ、次に１５８で別の定数ＤＫＴが加算される。
【００４４】ＤＫ＿ＯＮ識別のための閾値はＢＫ識別の
レベルに（したがって交通放送信号３のもののレベル
に）依存する。ＤＫ＿ＯＮ識別のための閾値は次の式に
より算出される： 閾値＝ＣＡ１・Ｐ＋ＤＫＴ。
レベルに（したがって交通放送信号３のもののレベル
に）依存する。ＤＫ＿ＯＮ識別のための閾値は次の式に
より算出される： 閾値＝ＣＡ１・Ｐ＋ＤＫＴ。
【００４５】減算器１５６の入力側で、加算器１５８の
出力信号が１５９で定数Ｋと乗算される。これにより閾
値回路１６１の出力側１０６の信号ＤＫＯが既に、閾値
回路１６３の出力側１６２における信号ＤＫ＿ＯＮのよ
うに、レベルの成分において値１をとる。
出力信号が１５９で定数Ｋと乗算される。これにより閾
値回路１６１の出力側１０６の信号ＤＫＯが既に、閾値
回路１６３の出力側１６２における信号ＤＫ＿ＯＮのよ
うに、レベルの成分において値１をとる。
【図１】無線データ用信号と交通放送信号のための復調
器のブロック図である。
器のブロック図である。
【図２】図１に示された復調器の中に含まれている混合
器のブロック図である。
器のブロック図である。
【図３】図１に示された復調器の中に含まれている位相
制御ループのブロック図である。
制御ループのブロック図である。
【図４】図３に示された位相制御ループのための正弦波
／余弦波発生器のブロック図である。
／余弦波発生器のブロック図である。
【図５】図４に示された発生器のための多項式算出用の
回路装置のブロック図である。
回路装置のブロック図である。
【図６】図１に示された復調回路の中に含まれている、
無線データ信号のための復調器のブロック図である。
無線データ信号のための復調器のブロック図である。
【図７】直角変換回路のブロック図である。
【図８】図１に示される復調回路の中に含まれている、
交通放送信号用の復調器のブロック図である。
交通放送信号用の復調器のブロック図である。
２ 混合器 ３ 位相制御ループ ４ ＲＤＳ復調器 ５ ブロック同期化回路 ７ 交通放送復調器 １５ 帯域通過フィルタ １６，１７，３３，３４，３５，３６ 乗算器 ２０，２１ フィルタ ３７，９９〜１０２ 正弦波／余弦波発生器 ３９，４５ 減算器 ４１，４３ 低域通過濾波器 ４４ 絶対値形成回路 ４９，５０，６６，６７ 乗算器 ５１，５２，７８，７９，８５，８６ 加算器 ５３，５４，５５ 低域通過フィルタ ６２ 積分器 ９６，９７，１０８，１１１，１２１ 閾値回路 ９８，１０４ 乗算器 ９９ 積分器 １０５ 加算器 １１０，１１３ フィルタ １２０ 減算回路 １２７，１２８，１２９，１３０ 乗算器 １３１ テーブル １４３，１４４ 帯域通過フィルタ １４５ 絶対値形成回路 １４９，１５０，１５５，１５６ 減算器 １５１，１５２，１６１，１６３ 閾値回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デトレフ ニェンフイス ドイツ連邦共和国 ジベッセ ベルリーナ ー シュトラーセ 30 (72)発明者 ロタール フォークト ドイツ連邦共和国 ホーエンハーメルン アム ゾンネンハング 11ツェー
Claims (10)
- 【請求項１】 無線データ信号の伝送が、多重信号内の
抑圧された補助信号のＰＳＫにより行なわれる形式の、
放送受信機における無線データ信号の復調器のための回
路装置において、 ディジタル形式の多重信号（ＭＰＸ）は帯域通過濾波の
後に、放送受信機中で生成されるサンプリングクロック
パルスから得られる基準搬送波と、２つの互いに９０°
異なる位相において混合されて、べースバンドへ第１お
よび第２の混合信号（ＷＣ，ＷＳ）が形成され、 正弦波状および余弦波状の波形を有する第１および第２
の補助信号（ＰＣｌ，ＰＳｌ）が発生され、 第１の混合信号（ＷＣ）は第１の補助信号（ＰＣｌ）と
乗算され、第２の混合信号（ＷＳ）は第２の補助信号
（ＰＳｌ）と乗算され、これらの乗算の結果は第１の出
力信号（Ａ１）の形成のために加算され、 第１の混合信号（ＷＣ）は第２の補助信号（ＰＳｌ）と
乗算され、第２の混合信号（ＷＳ）は第１の補助信号
（ＰＣｌ）と乗算され、その結果は第２の出力信号（Ａ
２）の形成のために減算され、 補助信号（ＰＣｌ，ＰＳ１）の位相は、第１の出力信号
（Ａ１）がべースバンドへ低域変換された無線データ信
号（ＲＤＳ）に相応する様に、制御構成されていること
を特徴とする、放送受信機における無線データ信号の復
調器のための回路装置。 - 【請求項２】 基準搬送波は、正弦波の位相の場合は数
値列０，１，０−１…として生起し、余弦波の位相の場
合は１，０，−１，０…として生起するように構成され
ている請求項１記載の回路装置。 - 【請求項３】 第２の出力信号（Ａ２）はベースバンド
における交通放送信号である、請求項１又は２記載の回
路装置。 - 【請求項４】 補助信号（ＰＣｌ，ＰＳｌ）の位相を制
御するために、第１，第２出力信号（Ａ１，Ａ２）およ
び、該第１出力信号と第２出力信号との乗算により生ず
る第３の出力信号（Ａ３）は、それぞれ低域通過フィル
タ（５３，５５，５４）を介して導かれ、低域通過濾波
された第１および第２の出力信号（Ｈ１，Ｈ２）が互い
に乗算され、さらに低域通過濾波された第３の出力信号
（Ｈ３）から減算され、該減算の結果（Ｈ５）は閾値回
路（５９）を介して導びかれて、補助信号（ＰＣ１，Ｐ
Ｓ１）を発生する発生器（３７）のための制御電圧を形
成する、請求項１又は２記載の回路装置。 - 【請求項５】 第１および第２の、それぞれ低域通過フ
ィルタ（５３，５５）を介して案内された出力信号（Ｈ
１，Ｈ２）の乗算の結果が、差形成の前に、定数（ｎ）
と乗算される、請求項３記載の回路装置。 - 【請求項６】 所定の曲線形状を有する少なくとも１つ
の周期的な信号を、２つのレベルを取ることのできる、
導びかれた制御信号に依存して形成する回路装置におい
て、レジスタ（６２）の内容を、発生される信号の周波
数よりも著しく高い周波数を有するクロックパルスによ
り、制御信号のレベルに依存してインクリメントまたは
低分化し、レジスタ（６２）のその都度の内容から関数
値を算出し、レジスタ（６２）の内容が取り得る値の領
域は、生成されるべき信号の半周期に相応し、レジスタ
（６２）のオーバーフローの際およびアンダーフローの
際に、算出された関数値の極性が変化されることを特徴
とする、所定の曲線形状を有する少なくとも１つの周期
的な信号を、２つのレベルを取ることのできる、導びか
れた制御信号に依存して形成する回路装置。 - 【請求項７】 所定の曲線形状が正弦波であり、余弦波
状のもう１つの信号が発生され、関数値が多項式により
算出される、請求項６記載の回路装置。 - 【請求項８】 無線データ信号の伝送が、多重信号内の
抑圧された補助信号のＰＳＫにより行なわれる形式の、
放送受信機における無線データ信号の復調器のための回
路装置において、べースバンドへ低減された無線データ
信号のサンプリング値と、混合信号のうちの１つが、そ
れぞれＲＤＳ信号の１周期の持続時間にわたり加算さ
れ、加算されたサンプリング値から絶対値が形成され、
複数個の絶対値から成る差が所定の時点において１８０
°位相エラーを制御するために用いられることを特徴と
する、無線データ信号の伝送が、多重信号内の抑圧され
た補助信号のＰＳＫにより行なわれる形式の、放送受信
機における無線データ信号復調器のための回路装置。 - 【請求項９】 復調される無線データ信号を得るため
に、混合信号の加算されたサンプリング値が用いられ
る、請求項８記載の回路装置。 - 【請求項１０】 １８０°エラーの検出が積分器を用い
て行なわれ、該積分器の計数方向は複数個の絶対値から
成る差により定められ、該積分器はオーバーフローの際
に１８０°位相補正を行なう、請求項８記載の回路装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4318642.4 | 1993-06-04 | ||
| DE4318642 | 1993-06-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0799518A true JPH0799518A (ja) | 1995-04-11 |
| JP3574679B2 JP3574679B2 (ja) | 2004-10-06 |
Family
ID=6489671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12267194A Expired - Lifetime JP3574679B2 (ja) | 1993-06-04 | 1994-06-03 | 放送受信機における無線データ信号の復調器用の回路装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5521944A (ja) |
| EP (1) | EP0627834B1 (ja) |
| JP (1) | JP3574679B2 (ja) |
| AT (1) | ATE256945T1 (ja) |
| DE (2) | DE59410344D1 (ja) |
| ES (1) | ES2213146T3 (ja) |
| PT (1) | PT627834E (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084530A (en) * | 1996-12-30 | 2000-07-04 | Lucent Technologies Inc. | Modulated backscatter sensor system |
| US5784686A (en) * | 1996-12-31 | 1998-07-21 | Lucent Technologies Inc. | IQ combiner technology in modulated backscatter system |
| US6456668B1 (en) | 1996-12-31 | 2002-09-24 | Lucent Technologies Inc. | QPSK modulated backscatter system |
| US5952922A (en) * | 1996-12-31 | 1999-09-14 | Lucent Technologies Inc. | In-building modulated backscatter system |
| US6046683A (en) * | 1996-12-31 | 2000-04-04 | Lucent Technologies Inc. | Modulated backscatter location system |
| US6184841B1 (en) | 1996-12-31 | 2001-02-06 | Lucent Technologies Inc. | Antenna array in an RFID system |
| US6130623A (en) * | 1996-12-31 | 2000-10-10 | Lucent Technologies Inc. | Encryption for modulated backscatter systems |
| KR100251634B1 (ko) | 1997-08-29 | 2000-04-15 | 윤종용 | 다위상구조를가지는디지털수신기 |
| US6369710B1 (en) | 2000-03-27 | 2002-04-09 | Lucent Technologies Inc. | Wireless security system |
| US6868129B2 (en) | 2001-03-12 | 2005-03-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Demodulator for a radio receiver and method of operation |
| US7903763B2 (en) * | 2007-01-31 | 2011-03-08 | Stmicroelectronics S.R.L. | Bandwidth selection for FM applications |
| DE102014204151A1 (de) | 2014-03-06 | 2015-09-10 | Robert Bosch Gmbh | DARC-Signal-Demodulations-Schaltungsanordnung und Verfahren zu ihrem Betreiben |
| DE102014205528A1 (de) | 2014-03-25 | 2015-10-01 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Aufbereiten eines Radio-Daten-Signals für einen Rundfunkempfänger |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2408947C3 (de) * | 1974-02-25 | 1979-02-22 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Schaltungsanordnung zur Frequenzerkennung auf dem Gebiet des Verkehrsfunkempfangs |
| FR2533095A1 (fr) * | 1982-09-09 | 1984-03-16 | Europ Agence Spatiale | Procede et dispositif de demodulation d'une onde porteuse modulee en phase par une onde sous-porteuse qui est modulee en deplacement de phase par des signaux en bande de base |
| DE3510562A1 (de) * | 1985-03-23 | 1986-09-25 | Blaupunkt Werke Gmbh | Verfahren zur demodulation eines mit einer binaeren bitfolge phasenmodulierten eingangssignals und schaltungsanordnung zum durchfuehren des verfahrens |
| US4635279A (en) * | 1985-07-25 | 1987-01-06 | Rca Corporation | Arrangement for coherently generating sinusoids of different frequencies, and angle modulation data receiver using the arrangement |
| US4888793A (en) * | 1988-05-06 | 1989-12-19 | Motorola, Inc. | Phase correcting DPSK/PSK receiver with digitally stored phase correction derived from received data |
| DE4029583A1 (de) * | 1990-05-03 | 1991-11-14 | Huber Franz F Dipl Ing Fh | Bordgeraet und verfahren zum aufzeichnen und wiedergeben von verkehrsfunk-durchsagen sowie verwendung eines hilfsempfaenger-systems |
| DE4024593A1 (de) * | 1990-08-02 | 1992-03-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Verfahren und vorrichtung zur demodulation eines biphasenmodulierten signals |
| DE4102519C2 (de) * | 1991-01-29 | 1994-06-16 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur Ableitung eines Binärsignals aus einer Wechselspannung |
| JP2730346B2 (ja) * | 1991-09-30 | 1998-03-25 | 日本電気株式会社 | 分周回路 |
-
1994
- 1994-04-19 AT AT94106033T patent/ATE256945T1/de not_active IP Right Cessation
- 1994-04-19 PT PT94106033T patent/PT627834E/pt unknown
- 1994-04-19 DE DE59410344T patent/DE59410344D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-04-19 ES ES94106033T patent/ES2213146T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-04-19 EP EP94106033A patent/EP0627834B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-20 US US08/246,737 patent/US5521944A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-03 DE DE4419428A patent/DE4419428A1/de not_active Ceased
- 1994-06-03 JP JP12267194A patent/JP3574679B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3574679B2 (ja) | 2004-10-06 |
| ES2213146T3 (es) | 2004-08-16 |
| EP0627834A1 (de) | 1994-12-07 |
| DE4419428A1 (de) | 1994-12-08 |
| US5521944A (en) | 1996-05-28 |
| PT627834E (pt) | 2004-05-31 |
| EP0627834B1 (de) | 2003-12-17 |
| DE59410344D1 (de) | 2004-01-29 |
| ATE256945T1 (de) | 2004-01-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3574679B2 (ja) | 放送受信機における無線データ信号の復調器用の回路装置 | |
| EP0906656A2 (en) | Dsp implementation of a cellular base station receiver | |
| US6868129B2 (en) | Demodulator for a radio receiver and method of operation | |
| US20070047737A1 (en) | Fm stereo decoder incorporating costas loop pilot to stereo component phase correction | |
| JP2001217889A (ja) | タイミングエラー検出回路および復調回路とその方法 | |
| KR100710650B1 (ko) | 디지털 ｍｐｘ 신호 복조기용 반송파 발생 장치 | |
| JPH07120987B2 (ja) | デジタル復調装置 | |
| US5915028A (en) | Amplitude demodulator | |
| GB2331210A (en) | Timing recovery in vestigial sideband modulation | |
| WO1999027689A2 (en) | Demodulation unit and method of demodulating a quadrature signal | |
| EP1064765B1 (en) | Direct frequency selection and down-conversion for digital receivers | |
| US7149312B1 (en) | Method and device to retrieve RDS information | |
| KR100263573B1 (ko) | 스테레오 라디오 수신기에서의 멀티 플렉스 신호의 복호화 회로 | |
| CN100414844C (zh) | 具有信号通路的接收机及方法 | |
| JP3640669B2 (ja) | 受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置 | |
| JP2675553B2 (ja) | ディジタルチューナ | |
| JPH07202574A (ja) | 復調器 | |
| JP2765601B2 (ja) | 復調回路 | |
| JPH11252032A (ja) | Ｒｄｓデータ復調器 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2932289B2 (ja) | ４位相復調回路 | |
| JP3692514B2 (ja) | デジタルｆｍ受信装置 | |
| JP2001086175A (ja) | Ｖｓｂ復調器 | |
| JP3335411B2 (ja) | 周波数変換による被振幅変調隣接妨害検出装置 | |
| JP2777717B2 (ja) | Ｆｍ放送受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20031127 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040224 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040603 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040705 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070709 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080709 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080709 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090709 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090709 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100709 Year of fee payment: 6 |