JPH0799523A - 通信方法 - Google Patents

通信方法

Info

Publication number
JPH0799523A
JPH0799523A JP6153108A JP15310894A JPH0799523A JP H0799523 A JPH0799523 A JP H0799523A JP 6153108 A JP6153108 A JP 6153108A JP 15310894 A JP15310894 A JP 15310894A JP H0799523 A JPH0799523 A JP H0799523A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
analog
phase
data
signals
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP6153108A
Other languages
English (en)
Inventor
Gordon Bremer
ブレマー ゴードン
Kenneth D Ko
デビッド コー ケンネス
Luke J Smithwick
ジェイ． スミスウィック ルーク
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
AT&T Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by American Telephone and Telegraph Co Inc, AT&T Corp filed Critical American Telephone and Telegraph Co Inc
Publication of JPH0799523A publication Critical patent/JPH0799523A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/345—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information
    • H04L27/3461—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to transmit a subchannel
    • H04L27/3483—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to transmit a subchannel using a modulation of the constellation points
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J7/00—Multiplex systems in which the amplitudes or durations of the signals in individual channels are characteristic of those channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 データ信号と同時に伝送されるアナログ信号
に対する位相耐性を与え、受信した信号点の誤認の可能
性を低減し、ホワイトスペクトルに漸近するチャネルス
ペクトルを維持する。 【構成】 アナログ信号に対する第一の位相の変化がデ
ータ信号によって規定されたシンボルに基づいて導入さ
れる。このシンボルは、シンボルコンステレーションに
属する。アナログ信号４１６はデータ信号４０８に付加
されて組合せ信号４１７が構成され、この信号が前記ア
ナログおよびデータ信号に対して位相の変化を与える通
信チャネルを介して送信される。通信チャネルを介した
伝送の後には、組合せ信号は位相変化アナログ信号と位
相変化データ信号とから構成される。受信シンボルは、
位相変化データ信号によって規定され、位相シフトが位
相変化アナログ信号に対して前記受信されたシンボルの
識別に基づいて導入される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル／アナログ同
時伝送に関し、特に、アナログ信号とデジタル信号とを
多重化せず同一周波数帯に共存するように同時に伝送す
る方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、音声およびデータがあるチャネル
を介して同時に送出される場合には、周波数分割多重化
法あるいは時分割多重化法を用いて送出されている。周
波数分割多重化法においては、データチャネルおよび音
声チャネルが前記チャネルの帯域内の相異なったサブバ
ンドに割り当てられる。この種の方式の例としては、米
国特許第４，７５７，４９５号、同第４，６７２，６０
２号、および同第４，５４６，２１２号などが挙げられ
る。時分割多重化装置においては、音声信号は、サンプ
リングされ、デジタイズされ、さらにデジタルデータの
間にインタリーブされて、利用可能なチャネルを介して
通信される単一の情報ストリームが形成される。実際に
は、（例えばＴ１キャリアシステムなどの）デジタルキ
ャリアシステムがこの種の方式を用いた例である。
【０００３】１９８５年４月付けの米国特許第４，５１
２，０１３号は、同時に音声およびデータを取り扱う、
周波数分割多重化装置に近い、興味深いアプローチを提
供している。この装置においては、音声信号が濾波さ
れ、それに変調された狭帯域信号が追加されて送出され
る信号が形成される。この狭帯域変調済み信号は、キャ
リアによって変調されて音声エネルギーがわずかしか存
在しない周波数スペクトル上の位置にシフトアップされ
た狭帯域デジタル入力信号から導出されたものである。
レシーバにおいては、変調済みデジタル信号によって占
められる狭帯域内においては音声パワーは低いという事
実に基づいて、デジタル信号が適切な復調により回復さ
れる。その後、回復されたデジタル信号はトランスミッ
タにおける操作と同様に再び変調され、チャネル特性に
対応するように濾波されて受信された信号から差し引か
れる。この結果が受信された音声である。以上に述べら
れているように、この装置の顕著な特徴は、第２カラム
の第１３−１８行に記述されているように、「データ信
号を通常の音声信号周波数帯内の音声信号が存在するが
そのパワー密度特性が低いような領域内でデータ信号を
多重化することによって、アナログ音声信号および変調
済みデータ信号のすべてが単一の通常のアナログチャネ
ルを介して伝送されうる」ということである。その外、
この米国特許第４，５１２，０１３号は半二重である。
【０００４】モデムにおいては、デジタル情報は、アナ
ログ情報に変換されることによってチャネルを介して通
信されている。その最も基本的な形態においては、モデ
ムはデジタル信号を濾波し（すなわち、そのデジタル信
号を周波数軸上でシフトし）て帯域の制限された信号を
形成し、その信号が通信チャネルの透過帯域（パスバン
ド）内に位置するように変調する。例えば電話において
はパスバンドは３００Ｈｚから３５００Ｈｚの間であ
る。変調済み信号の情報伝送能力を向上させるために、
より高度化されたモデムにおいては直交変調が用いられ
ている。直交変調は２次元信号空間として書き表され
る。音声信号を送信するために信号空間を用いる例は、
１９９２年１月１４日付けの米国特許第５，９８１，６
４７号に記載されている。
【０００５】データおよび音声を送信するために信号空
間を用いる例は、アジャシ(Ajashi)らによる、「単一の
電話チャネルを介した高速デジタル／アナログパラレル
送信技法」（アイ・トリプル・イー・トランザクション
ズ・オン・コミュニケーションズ(IEEE Transactions o
n Communications)誌第３０巻第５号（１９８２年５
月）第１２１３〜１２１８ページ）という表題の論文に
記載されている。アナログおよびデータ信号が相異なっ
た時間スロット（ＴＤＭ）あるいは相異なった周波数帯
（ＦＤＭ）に分割配置されるような従来技法とは異な
り、この方法においてはデジタルおよびデータ信号がＱ
ＡＭシステムの相異なった２つのチャネルに分配されて
いる。すなわち、アジャシらは、同相チャネルをアナロ
グ信号で、それに直交するチャネルをデジタル信号で変
調することを提案している。その記述およびチャネル等
化に関連して、リム(Lim)らは、「同時アナログ／デジ
タルデータ送信における適応等化および位相追随」とい
う表題の論文（ＢＳＴＪ第６０巻第９号（１９８１年１
１月）第２０３９〜２０６３ページ）において、等化器
の性能を解析している（１９８１年のＢＳＴＪの記事に
おいては、１９８２年のＩＥＥＥの記事を「未発表の研
究」として引用している）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】これまでのところ、Ｑ
ＡＭシステムの双方のチャネルを介してデータおよび音
声の双方を同時に送信することは出来ておらず、単一の
双方向帯域制限付き通信チャネルを介して全二重にデー
タおよびアナログ信号の双方を通信することは出来てい
ない。
【０００７】
【課題を解決するための手段】アナログ信号およびデー
タ信号を同時に送信する際には、受信されたポイントの
誤認の可能性を低減し、信号全体の擬似乱数的性質を保
持するために、アナログ信号に対して位相に関する耐性
を与えることが望ましい。この耐性は、通信チャネルに
よって引き起こされた位相シフトがアナログ信号に影響
を与えないために望まれるものである。信号全体の擬似
乱数的性質は、チャネルのスペクトルがホワイトに漸近
するものである、ということを維持するために望まれる
ものである。ホワイトに近いチャネルスペクトルによ
り、チャネルの等化が容易になる。
【０００８】データ信号に対して位相に対する耐性を与
える方法はモデムの分野においては公知であり、差動Ｐ
ＳＫ等の技法を用いて実行される。本発明は、データ信
号と同時に伝送されるアナログ信号に対する位相耐性を
与えるものであり、受信された信号ポイントの誤認の可
能性を低減し、ホワイトスペクトルに漸近するチャネル
スペクトルを維持する。これらの利点は、データ信号の
うちの少なくとも１つのコンポーネントに基づいてアナ
ログ信号を修正することにより得られる。
【０００９】本発明の一実施例においては、複合アナロ
グ信号が、４信号ポイントコンステレーションにおける
信号ポイントを規定する離散値を有するデータ信号とと
もに伝送される。データ信号が第１、第２、第３、ある
いは第４象限における信号ポイントを規定する場合に
は、アナログ信号はそれぞれ０゜、９０゜、１８０゜、
および２７０゜位相シフトされる。複合アナログ／デー
タ信号が受信されると、アナログ信号は受信された信号
ポイントが位置している象限に基づいて位相シフトされ
る。受信された信号ポイントが第１、第２、第３、ある
いは第４象限にある場合には、アナログ信号はそれぞれ
０゜、２７０゜、１８０゜、および９０゜位相シフトさ
れる。このことにより、予め付加された位相シフトおよ
び通信チャネルによって導入されたあらゆる位相シフト
が補償される。
【００１０】本発明に係る１つの利点として、前記位相
シフトによってアナログ信号が擬似乱数化されることが
挙げられる。このことは、トランスミッタ内のスクラン
ブラによって擬似乱数化されたデータ信号に基づいてア
ナログ信号が修正されるために生ずる。データ信号の擬
似乱数化は、モデムの分野では公知である。その結果、
ホワイトに近いチャネルスペクトルが維持され、チャネ
ルの等化が容易になる。
【００１１】本発明は、シンボルコンステレーションに
属するシンボルを規定するＭ次元信号の特性に基づいて
Ｎ次元信号を修正する通信方法を提供する。このＮ次元
信号はＭ次元信号に追加されて複合信号が形成され、形
成された複合信号がレシーバに対して送信される。
【００１２】
【実施例】図１は、直交変調技法によってデジタルデー
タを通信するモデムの非常に基本的なブロック図であ
る。セクション１００はモデムのトランスミッタ部であ
り、セクション２００はモデムのレシーバ部である。詳
細に述べれば、トランスミッタ部においては、デジタル
データが１−ｔｏ−２マッパ１１０に供給され、マッパ
１１０は、通常同相サンプルおよび直交サンプルと呼称
される２つの出力を生成する。同相サンプルはローパス
フィルタ１５０を介して変調器１２０に供給され、変調
器１２０は供給された信号とキャリア、すなわち図１の
ｓｉｎωｔ、との積を生成する。直交サンプルはローパ
スフィルタ１６０を介して変調器１３０に供給され、変
調器１３０は供給された信号と第２のキャリアとの積を
生成する。この第２のキャリアは第１のキャリアと直交
している、すなわちｃｏｓωｔである。フィルタ１５０
および１６０は、エイリアシングを避けるために、ω未
満そして少なくともマッパ１１０の出力サンプルレート
の逆数の半分までに帯域を制限していなければならな
い。変調器１２０および１３０の出力信号は素子１４０
において加算されてモデムのトランスミッタ部のアナロ
グ信号が生成される。
【００１３】実際の動作においては、図１の装置に対し
て供給されるデジタルデータはビットストリームであ
る。素子１１０は、入力信号を、各々所定の数の連続ビ
ットよりなるシンボルのストリームとしてみなし、各々
のシンボルを同相アナログサンプルと直交アナログサン
プルとにマッピングする。
【００１４】当業者は、図１の装置において実行される
操作を、しばしば図２に示されているような信号空間ダ
イアグラムによって記述する。ｘ軸は一方のキャリア信
号（例えばｃｏｓωｔ）に対応しており、ｙ軸は他方の
キャリア信号（ｓｉｎωｔ）に対応している。よって、
素子１１０によって供給される同相および直交サンプル
は、図２の信号空間内のある位置を規定することにな
る。従って、素子１１０が生成しうるサンプルの組は、
図２の信号空間描像においてはサンプルポイントの組
（すなわちポイントのコンステレーション）に対応す
る。図２においては、例として４ポイント信号コンステ
レーションが示されている。しかしながら、より多くの
信号ポイントを有する信号ポイントコンステレーション
を生成することが可能であることは公知である。
【００１５】図２に示されているコンステレーションに
従って図１の装置によって変調された信号を受信するた
めには、受信した信号が信号空間内の第１、第２、第
３、あるいは第４象限のうちのいずれに位置するもので
あるかを識別することだけが必要である。このことは、
受信された信号に対する大きな許容度があることを意味
しており、正確な象限内に位置するあらゆる信号はその
象限内の正確なコンステレーション信号ポイントに対し
てマッピングされる。他の（おそらくより大きな）コン
ステレーションに拡張すると、信号空間はそれぞれ領域
に分割されており、レシーバ側の決定は受信された信号
が位置する領域に関してなされる。これらの領域は「隣
接領域」と呼称される。
【００１６】図１のレシーバ部においては、変調済み信
号が復調器２１０に供給される。復調器２１０は同相お
よび直交成分を回復し、それらをスライサ２２０に供給
する。スライサ２２０は同相および直交成分をシンボル
に変換し、そのシンボルをデマッパ２３０に供給する。
デマッパ２３０は、シンボルをビットストリームにマッ
ピングしてデジタルデータストリームを回復する。
【００１７】（チャネルにおいて付加される雑音に起因
するものなどの）信号歪が存在しない場合には、復調器
２１０によって受信された信号は加算器１４０によって
送出された信号と正確に同一のものであるはずであり、
（スライサ２２０による）信号が見い出された隣接領域
の決定は比較的単純でエラーフリーであるはずである。
しかしながら、送信された信号に対して追加された雑音
は受信された信号を前記信号空間内でシフトさせ、スラ
イサ２２０への入力を変化させる。言い換えれば、通信
チャネルを流れる信号に対して付加される雑音は、送信
されたサンプルポイントに対して付加される、図２の信
号空間内のベクトル信号に対応する。この付加されるベ
クトルは、未知の大きさおよび未知の位相を有してい
る。従って、追加された雑音によって、信号空間内の点
に対応する被送出信号が信号空間内の領域へと変換され
る。この現象は、図２内においては円１１によって記述
されている。この円のことを、送出された信号を取り囲
む信号空間「雑音雲」と呼称する場合もある。
【００１８】以上より、送出された信号をエラーなく検
出するためには、隣接領域が雑音雲を取り囲むのに充分
であるほど大きくなければならないことが明らかであ
る。送出された信号の平均出力は通常他の考察事項によ
って制限されているため、信号コンステレーションがｘ
軸およびｙ軸によって表現される無限の空間を覆う量も
制限されている。このことは、図２においては円１２に
よって表現されている。円１２によってなされる制限
は、雑音に関する考察によってなされる隣接領域の大き
さに関する制限とともに、コンステレーション内の送出
される信号ポイントの数を制限する。
【００１９】既に示されているように、通常のモデムデ
ザインにおいては許容される信号強度とチャネルの忠実
度の期待値とが複合してコンステレーションサイズを制
御している。雑音の少ないチャネルにおいてはより大き
なコンステレーションが可能になり、より大きなコンス
テレーションはより高いデジタルデータスループットを
可能にする。このことから、利用可能な信号空間のすべ
て、すなわち実質的にすべてを情報伝送に利用するとい
う全く革新的なアイデアが生まれる。この革新的なアプ
ローチに従ったトランスミッタ信号空間が図３に示され
ている。図３においては、複数個の信号ポイントが信号
空間内でランダムに示されている。これらのポイント
は、トランスミッタが送出可能な種々のベクトルを表わ
している。ここにはもはやそれらの各々の間の決定がな
されなければならないような「ポイントのコンステレー
ション」というものは存在しない。信号空間全体が存在
するのみである。言い換えれば、信号空間内の固定され
たコンステレーションに対してマッピングされるような
デジタル信号を有する代わりに、図３においては信号空
間にマッピングされるアナログ信号が描かれている。同
相成分を構成するアナログ信号が直交成分を構成するア
ナログ信号とは独立である場合には、図３における存立
可能な信号空間は長方形である。
【００２０】アナログ信号を図３の信号空間に従って送
出することの利点を認識した後の次なる革新は、図２お
よび図３の信号空間を交互に用いることである。すなわ
ち、この革新は、利用者のアナログ信号「あるいは」利
用者のデジタル信号をその必要が生じた場合に送出す
る、ということである。この様子は、図４に示されてい
る。
【００２１】さらに、図４の信号空間に従ってアナログ
あるいはデジタル信号のいずれかを送出することの利点
を認識した後、全く相異なった通信方法が用いられ得る
こと、すなわちアナログおよびデジタル信号の「双方」
を通信することが組み合わせられた信号空間において同
時に「表現されうる」こと、が見い出された。この様子
は図５に示されており、４つの隣接領域が破線２１およ
び２２によって識別された境界線を用いて例示の目的で
識別されている。
【００２２】図５の描像に従うと、各々のデジタルコン
ステレーションポイント（例えばポイント３１）の周囲
に「信号雲」を形成するアナログ信号は、それが完全に
単一の隣接領域内に含まれているようにダイナミックレ
ンジに関して制限されることに留意されたい。よって、
この場合においてもコンステレーションサイズ（これは
デジタルスループットに直接影響する）と送出されるア
ナログ信号のダイナミックレンジ（ある場合には「分解
能」に対応する）との間にはトレードオフの関係が存在
する。
【００２３】図６は、本発明の原理を基本的に例示する
装置を示した図である。当該装置には、ライン６１上に
印加されたデジタル信号に応答する１−ｔｏ−２次元マ
ッパ６０が含まれている。マッパ６０は、各々ライン６
１上に到達したデジタル信号に関連する、量子化された
振幅のパルスを有する２つの出力をライン６２および６
３上に生成する。図６には、さらに、ライン５１上に印
加されたアナログ信号に対して応答し、ライン５１上の
アナログ信号に関連する連続振幅のパルスを有する２つ
の出力信号をライン５２および５３上に生成する。出力
５２および６２は加算器７０内で組み合わせられ、出力
５３および６３は加算器８０において組み合わせられ
る。加算器７０および８０の出力は、図５の信号空間に
よって表現される信号の成分を生成する。図１に示され
ているように、加算器７０および８０の出力はローパス
フィルタ１５０および１６０を介して変調器１２０およ
び１３０に供給され、加算器１４０においてその和が計
算されて、モデム分野においては公知の変調済み信号が
形成される。
【００２４】図６においては、素子６０は１−ｔｏ−２
マッパとして描かれている。しかしながら、素子６０は
Ｍ−ｔｏ−Ｎマッパであってもよいことに留意された
い。すなわち、素子６０は、複数（Ｍ）個のデジタル信
号に応答するものであって相異なった複数（Ｎ）個の出
力信号を生成するものであればよい。同様に、素子５０
は、複数個のアナログ信号に応答するＪ−ｔｏ−Ｋエン
コーダでよい。さらに、素子５０および６０の後段に位
置するもの（すなわち、素子７０、８０、１２０、１３
０、１４０、１５０および１６０）、つまり直交変調器
９０を構成するものは、素子５０および６０が生成する
ように設計されている複数個の出力に応答するように構
成される。より詳細に述べれば、それらの素子は供給さ
れたすべての入力信号に対して応答しなければならず、
すなわちそれらの素子はＫ個あるいはＮ個のうちのより
大きい個数の信号を扱えなければならない。しかしなが
ら、このような状況においても、ユーザがこの二つ（Ｋ
あるいはＮ）のうちのより大きいほうをシステムの次元
とみなすことは可能であり、その場合にはある次元にお
いてはデジタルデータが無いあるいはアナログデータが
無いということになる。もちろん、デジタルデータもア
ナログデータも存在しない「次元」が存在する場合に
は、「側方」情報の等化のように、他の情報がそれらの
次元を介して送出されうる。
【００２５】信号空間の概念においては、素子５０およ
び６０のＮ個（ＮがＫよりも大きいと仮定する）の出力
信号は、多次元空間、すなわちＮ次元空間内のベクトル
の成分の集合に対応する。この多次元空間の座標は、直
交変調器９０内の直交変調信号に対応する。図６におい
ては、２つの直交変調信号はｃｏｓωｔおよびｓｉｎω
ｔであるが、他の変調信号、例えば符号分割多重化（Ｃ
ＤＭＡ）テンプレートなども利用可能である。本発明に
関しては、直交変調信号とは、複数個のコンカレント要
素信号を含む送出される信号を生成し、かつレシーバが
受信した信号を前記変調信号の各々に応答して生成され
たそれぞれの要素信号に分割することを可能にするよう
な変調信号である。さらに、図５に関連して、直交変調
器９０が素子６０によって生成された成分によって表現
される「シンボルベクトル」と素子５０によって生成さ
れた成分によって表現される「アナログ情報ベクトル」
とのベクトル和演算を実行することが理解される。この
様子は図７に示されている。
【００２６】図１に関連して、本発明の原理は、加算器
７０および８０の出力信号が直交変調器９０において組
み合わせられるという利点を有さずに直接通信される
（すなわち送出される）場合においても用いられること
に留意されたい。さらに、直交変調器９０は、単なる帯
域シフト手段であってもよい。例えば加算器７０の出力
が帯域制限されている場合には、加算器８０の出力は加
算器７０の帯域制限された出力信号を越えて帯域シフト
され、その後に加算器７０の出力と組み合わせられう
る。この様子は、図８に示されている。デジタルストリ
ームが供給されないような状況下では、本発明の原理は
素子６０を用いずに実現される。
【００２７】以上の説明においては、図６の素子５０に
対して供給される入力信号がアナログである。しかしな
がら、必ずしもこのようになっている必要はない。従来
技術に係る技法に従って、帯域制限されたアナログ信号
は（適切なナイキスト限界内で）サンプリングされう
る。ここで、素子５０への入力信号はアナログサンプル
シーケンスであり得ることに留意されたい。さらに、サ
ンプリングされたアナログ信号は、量子化されてデジタ
ル形式で表現されうる。実際、サンプリングされてデジ
タル形式に変換されたアナログ信号は、さらに振幅量子
化パルス振幅変調（ＰＡＭ）フォーマットに変換されう
る。これらの表現のすべてはアナログ信号の表現であ
る。例えば、振幅量子化ＰＡＭパルスの集合は、サンプ
リングおよび量子化（Ａ／Ｄ変換およびその後のＤ／Ａ
変換）プロセスによって導入された量子化誤差の範囲内
で元のアナログ信号と同一である。
【００２８】素子５０の入力においてアナログ信号のサ
ンプリングおよび振幅量子化が可能であるという事実は
多くの利点をもたらす。第１に、そのことによってアナ
ログ信号が素子５０に対してデジタルフォーマットで提
供されうる。次に、相異なった情報源の単純な多重化が
可能になる。よって、例えば素子５０、６０および９０
が今日のモデムが実現されている様式、すなわちストア
されたプログラムの制御下で機能する１つあるいは複数
個のマイクロプロセッサを有する形態、に従って実現さ
れうる。
【００２９】入力信号の多重化の一例は、Ａ／Ｄコンバ
ータバンク３０とそれに引き続くマルチプレクサ４０を
有する図９の実施例において示されている。コンバータ
バンク３０は、回線３３および３４上などの複数個のア
ナログ信号をデジタルフォーマットに変換し、マルチプ
レクサ４０はその入力信号を多重化してそれを素子５０
に供給する。素子３０および４０は、それぞれ従来技術
に係るＡ／Ｄコンバータおよびマルチプレクサ素子であ
る。
【００３０】素子３０および４０の組合せにより、複数
個の狭帯域アナログ信号を直交変調器９０に印加するこ
とが可能になる。ここでの主たる制限は、キャリア周波
数およびチャネルの利用可能な伝送帯域である。この狭
帯域信号は、もちろんあらゆるソースからのものであ
る。例えば、救急車にインストールされたシステムにお
いては、血圧および心拍数の狭帯域テレメトリデータを
音声と同時に通信することを可能にするために、音声帯
域が幾分犠牲になることが有り得る。
【００３１】さらに、米国特許第５，０８１，６４７号
に記載されているような、無音期間を検出してそれほど
緊急ではないテレメトリデータをその無音期間に送信す
るような、音声信号エネルギー検出器が含まれうる。こ
の様子は、図９においては素子３１および３２によって
示されている。
【００３２】（素子５０、６０および９０がデジタル方
式で実現されている場合に）素子５０への入力がデジタ
ルであるという事実と素子６０への入力もデジタルであ
るという事実とを混同してはならない。素子６０へのデ
ジタル入力は、各々「等しく」重要な数字ストリームで
ある。よって、これらの数字はシンボルに変換され、こ
れらのシンボルはコンステレーションポイントに変換さ
れ、そしてこのコンステレーションポイントは、モデム
のレシーバ部においてスライサ（例えば図１のスライサ
２２０）によって識別される隣接領域内に存在する。こ
れに反して、素子５０に供給されるデジタル信号は振幅
を表現するデジタルワードに対応しており、デジタルワ
ードの隣接ビット間の特定の相互関係は「維持されて」
いる。前述されているように、コンステレーション内の
信号点の周りの信号雲は、識別されるべき複数個の信号
点を表現している訳ではなく、基本的な区分である。
【００３３】図１０は、本発明の原理に従ったモデムの
レシーバ部の基本的なブロック図である。チャネルから
受信された変調済み入力信号は、同相および直交成分を
生成する復調器２１０に印加される。これら２つの成分
はシンボルを識別するスライサ２２０に供給され、シン
ボルはデマッパ２３０に供給される。これらすべては、
図１に示された従来技術に係るモデムにおけるアプロー
チに従ったものである。加えて、図１０にはスライサ２
２０によって生成されたシンボルに応答するマッパ２４
０が含まれている。マッパ２４０の出力は、（図１の配
置においては素子１５０および１６０に対して印加され
ている）同相および直交成分の組の正確な推定値であ
る。マッパ２４０の出力は減算器２５０および２６０に
おいて復調器２１０の出力から減算される。減算器２５
０および２６０の出力は２−ｔｏ−１デマッパ２７０に
供給され、デマッパ２７０はアナログサンプルを再結合
して元のアナログ信号の推定値を生成する。デマッパ２
７０はマッパ５０の逆関数を実行する。
【００３４】ここで、スライサ２２０が、マッパ２４０
が生成する出力信号を直接供給するように設計されてい
ることに留意されたい。さらに、デマッパ２３０は、こ
の種の入力信号に応答するように作製されうる。このた
め、図１０は、スライサ２２０およびマッパ２４０が組
み合わせられて単一の素子を形成し、デマッパ２３０と
加算器２５０および２６０が当該組み合わせられた素子
に応答する、という意味で変更されうる。
【００３５】本発明をアナログ方式で実現する（例えば
図６）場合には、マッパ５０がアナログ信号に応答す
る。複数個の出力を生成する（図示されている素子５０
の場合には２つの出力）ためには種々の方法が用いられ
うる。例えば、単一の帯域制限されたアナログ信号は、
単に濾波して選択されたサブバンドを変調することによ
り、複数個のベースバンド信号に分割されうる。あるい
は、素子５０が複数個の帯域制限されたアナログ信号を
受容し、それぞれの帯域制限されたアナログ信号を素子
５０の相異なった出力に対して割り当てることも可能で
ある。
【００３６】本発明を（アナログ回路あるいはデジタル
回路による）時分割サンプリング方式で実現する場合に
は、素子５０は、単一のアナログ信号の相異なったサン
プルを相異なった出力に単に導くか、あるいは複数個の
アナログ信号を多重化してそれらの信号よりなるサンプ
ルを何らかの簡便な方法により分配することが可能であ
る。
【００３７】本発明の通信品質を向上させるために非線
型技法が用いられうるようにするために、シンボル間干
渉を最小化する目的のチャネルの等化を実現することが
重要である。この目的を達成するために従来技術に係る
モデム技法が用いられうる。
【００３８】図１１は、等化を用いた配置を示すブロッ
ク図である。詳細に述べれば、図１１は、直後に等化ハ
ードウエアを有する復調器を示している（これら全体で
スーパーデモジュレータとみなされうる）。等化ハード
ウエアウエアは、復調器２１０とスライサ２２０との間
に配置された適応フィルタ２８０を有している。フィル
タ２８０の動作特性は、タップ更新ブロック２９０に−
修正可能な形態で−ストアされたフィルタ係数によって
制御される。タップ更新ブロック２９０は、減算器２５
０および２６０の出力信号に応答する。フィルタ２８０
の適応動作は従来技術に係るモデム技法に従って実行さ
れる。減算器２５０および２６０の出力はデマルチプレ
クサ２７５にも供給され、デマルチプレクサ２７５の出
力はデマッパ２７６に供給される。デマッパ２７６は、
図１０に示されたデマッパ２７０複数個よりなるデマッ
パバンクを有している。素子２７５および２７６は、複
数個のアナログ入力が多重化されているようなアプリケ
ーションに適合されたレシーバを例示するために含まれ
ている。もちろん、多重化が行なわれないようなアプリ
ケーションにおいてはデマッパ２７０は取り除かれる。
【００３９】ある種の適応方法に従うと、アナログ信号
のパワーが小さい場合に適応動作を実行して対応する係
数の更新を行なうことが最も容易である。このプロセス
をパワーが小さい間に限定するために、図１１において
は減算器２５０および２６０に応答する制御素子２９５
内にパワーデテクタが備えられている。ブロック２９５
も従来技術に係るものである。このブロックには、減算
器２５０および２６０の信号内に含まれるパワーを見積
もり、係数更新プロセスをイネーブル（あるいはディセ
ーブル）する制御信号をブロック２９０に対して供給す
るパワー検出回路が含まれている。もちろん、ブロック
２９５は、例えばトランスミッタからのサイド情報など
のアナログ信号以外から制御信号が導出されうるという
点で、より一般的なものである。
【００４０】図１１は、送信側モデムのトランスミッタ
部と受信側モデムのレシーバ部との間の伝送チャネルの
等化を、レシーバの復調器の後段で実現する１つの配置
を示している。しかしながら、等化は、チャネルに沿っ
たあらゆる場所、例えばモデムのトランスミッタ部にお
いてさえも実行されうる。
【００４１】図１２には、図９および図１１に示された
ものに従って構成された全二重モデムの全体の構成図が
示されている。より詳細に述べれば、トランスミッタ部
（図９）がレシーバ部（図１１）とハイブリッド３００
および減算器３１０を介して接続されている。減算器３
１０は、復調器２１０に印加される信号から不要な信号
を減算するために、従来技術に係る様式でエコーキャン
セラ３２０と協同で動作する。図を簡潔にするために、
エコーキャンセラ３２０は直交変調器９０の出力に接続
されているように示されており、エコーキャンセラ３２
０がアナログ方式である場合にはこれで充分である。し
かしながら、デジタル方式が用いられた場合に信号レー
トがかなり低い場合にはエコーキャンセラをマッパ６０
の出力に応答させるようにすることによってより高効率
となることは公知である。本発明の原理を用いた改良方
式が図１３に示されている。図１３においては、いくつ
かの素子には、例えば変調器に対応するものに「ヒルベ
ルトパスバンドフィルタ」などというように相異なった
ラベルが付されていることに留意されたい。これらは、
いくらか異なった計算を通じて希望する結果を得る回路
であり、モデム分野の当業者には公知である。
【００４２】すべてのモデムと同様、エコーのキャンセ
ルは、トレーニング期間に遠端信号源が無音状態であ
り、エコーキャンセラが減算器３１０の出力を最小化す
るように適応されているときに実行される。
【００４３】図６に関して前述されているように、素子
５０への入力はサンプリングされたアナログ信号でもサ
ンプリングされていないアナログ信号でもよい。さら
に、同様に前述されているように、素子５０が（１−ｔ
ｏ−Ｎマッパではなく）１−ｔｏ−２マッパであって素
子５０の希望される出力がサンプリングされたアナログ
信号対である場合には、このアナログ信号対は、入力ア
ナログ信号を１／Ｂだけ遅延させて遅延信号と非遅延信
号の双方をレートＢでサンプリングすることによって簡
潔に導出されうる。この方式により、レート１／２Ｂ秒
でサンプリングされた元のアナログ信号の隣接サンプル
に対応するサンプル対が得られる。実際、サンプルが互
いに隣接したものではない場合には通信のプライバシー
が向上し、図１４には非隣接サンプルから対を導出する
１つのアプローチが示されている。この方法において
は、レート２Ｂで到達したＫ個のアナログサンプルをス
トアする入力レジスタ５５、レジスタ５５の出力をスク
ランブルしてＫ個の出力を生成するスクランブリングネ
ットワーク５６、およびネットワーク５６の出力に応答
するレジスタ５７および５８が基本的には用いられてい
る。レジスタ５７および５８はＫ／２Ｂ秒ごとにＫ／２
個のアナログサンプルをストアし、ストアされたサンプ
ルを１／２Ｂ秒のレートで出力する。スクランブリング
ネットワーク５６は、単にクロス接続フィールドとする
ことが可能である。
【００４４】上述の種々の実施例は本発明の原理を例示
するものである。もちろん、他の実施例も可能であり、
前記実施例の動作を向上させるために他の素子が含めら
れうる。例えば、直交変調器９０に入力される「アナロ
グ」入力は高周波数成分をプリエンファサイズするため
に濾波されうるものであり、それに対応して減算器２５
０および２６０の「アナログ」出力はプリエンファシス
を除去するために濾波される。このプリエンファシスは
例えばＡ／Ｄコンバータ３０内あるいはそれ以前に図１
２にプリエンファシスフィルタ２０として示されている
ものなどにおいて実行されうる。この濾波は、「アナロ
グ」信号が実際にアナログである間、あるいはトランス
ミッタ部およびレシーバ部がデジタルハードウエアなど
で実現されている場合などのように「アナログ」信号が
デジタル的に表現されている場合になされる。
【００４５】他のコンフィグレーションも可能であり、
それらのコンフィグレーションの動作を向上させるため
に他の素子が含められうる。例えば、直交変調器９０に
入力される「アナログ」入力は高周波数成分をプリエン
ファサイズするために濾波されうるものであり、それに
対応して減算器２５０および２６０の「アナログ」出力
はプリエンファシスを除去するために濾波される。この
プリエンファシスは例えばＡ／Ｄコンバータ３０内ある
いはそれ以前に図１２にプリエンファシスフィルタ２０
として示されているものなどにおいて実行されうる。こ
の濾波は、「アナログ」信号が実際にアナログである
間、あるいはトランスミッタ部およびレシーバ部がデジ
タルハードウエアなどで実現されている場合などのよう
に「アナログ」信号がデジタル的に表現されている場合
になされる。
【００４６】図１５は、本発明に係るトランスミッタを
示すブロック図である。図１５は、１−ｔｏ−２エンコ
ーダすなわちマッパ５０がエンコーダ／トランスフォー
マ３００に置換されていることを除いて図６と同一であ
る。エンコーダ／トランスフォーマ３００は、マッパ６
０によって供給される信号点すなわちシンボルに基づい
てアナログ信号に対して位相シフトを導入する。位相シ
フトの値は、マッパ６０からのシンボルによってすなわ
ちマッパ６０からのシンボルによって規定されるデータ
信号によってアドレスされるルックアップテーブル３０
２から獲得される。図６に関して議論されているよう
に、トランスフォーマ３００からの出力信号とマッパ６
０からの出力とは加算され、変調されて通信チャネルを
介して送出される。
【００４７】図１６は、本発明に係る通信システムのレ
シーバを示すブロック図である。図１６のレシーバは、
デマルチプレクサ２７５が含まれておらず、２−ｔｏ−
１デマッパすなわちデコーダ２７６がデコーダ／反転ト
ランスフォーマ３２０によって置換されている以外は、
図１１のレシーバと同一である。図１１のレシーバと同
様に、通信チャネルからの信号は復調され、受信された
信号によって規定される信号点の識別が決定される。信
号点の識別は、アナログおよびデータ信号を分離するた
めに用いられ、アナログ信号は反転トランスフォーマ３
２０を通過する。反転トランスフォーマ３２０は参照ル
ックアップテーブル３４０によって規定される位相シフ
トを導入する。位相シフトは、スライサ２２０によって
供給される信号点すなわちシンボルの識別に基づいてい
る。マッパ２４０の出力をルックアップテーブル３４０
から位相シフトを得るために用いることも可能である。
ルックアップテーブル３４０はＲＡＭあるいはＲＯＭを
用いて実現される。反転トランスフォーマ３２０は、ア
ナログ信号を生成するために２−ｔｏ−１復号化も実行
する。２−ｔｏ−１復号化は、図１０のデマッパすなわ
ちデコーダ２７０によって実行されるものと同一であ
る。
【００４８】図１７は、ベクトルによって表現されるデ
ータ信号によって規定される４信号点を含む信号空間を
示した図である。信号点４００、４０２、４０４および
４０６はそれぞれデータ信号４０８、４１０、４１２お
よび４１４によって規定されている。伝送の準備ステッ
プにおいては、アナログ信号４１６が位相シフトされて
マッパ６０によって供給されるデータ信号に加算され
る。データ信号とアナログ信号４１６に対して加えられ
た位相シフトとの間の関係を例示するために、図１７に
は４信号点コンステレーションを規定する４つのデータ
信号の各々に対して加算されたアナログ信号４１６が示
されている。データ信号が第１、第２、第３あるいは第
４象限における信号点を規定している場合には、アナロ
グ信号は、それぞれ０゜、９０゜、１８０゜あるいは２
７０゜だけ位相シフトされる。言い換えれば、アナログ
信号４１６がデータ信号４０８、４１４、４１２あるい
は４１０に対して追加される場合には、アナログ信号４
１６はそれぞれ０゜、９０゜、１８０゜あるいは２７０
゜だけ位相シフトされる。この加算によって信号４１
７、４２２、４２０および４１８が生成され、（ｎｘ９
０゜）＋ψという位相シフトを追加する通信チャネルを
介して送出される。
【００４９】等化には、チャネルおよび適応フィルタに
よって導入される総位相シフト量が９０゜の整数倍とな
るように受信された信号に対して追加されなければなら
ない位相シフト量（−ψ）を決定するステップが含まれ
る。このことは、データ信号をアナログ信号なしに送出
して受信された信号を最近接信号点に揃えるために必要
とされる位相シフト量を決定することによって実現され
る。通常の動作においては−ψの位相シフトが適応フィ
ルタ２８０によって受信された信号に対して追加され
る。受信された信号に対して総位相シフト量が９０゜の
整数倍となるように位相シフトを追加する方法はモデム
分野で公知である。その結果、４信号点コンステレーシ
ョンを用いる場合には、０゜、９０゜、１８０゜、およ
び２７０゜の位相シフトのみを補償するだけでよい。
【００５０】例として、図１８は、４つの相異なった通
信チャネルに対する、それらのチャネルを介して伝送し
て適応フィルタ２８０によって位相シフトされた後の信
号４１８の位相を示している。第１のチャネルは信号４
１８を９０＋ψ度シフトしてデータ信号４１０ｃおよび
アナログ信号４１６ｃを生成する。第２のチャネルは信
号４１８を１８０＋ψ度シフトしてデータ信号４１０ｂ
およびアナログ信号４１６ｂを生成する。第３のチャネ
ルは信号４１８を２７０＋ψ度シフトしてデータ信号４
１０ａおよびアナログ信号４１６ａを生成する。第４の
チャネルは信号４１８を０＋ψ度シフトしてデータ信号
４１０ｄおよびアナログ信号４１６ｄを生成する。
【００５１】本発明は、受信されたアナログ信号に受信
されたデータ信号によって規定される受信された信号点
すなわちシンボルに基づいて受信したアナログ信号に位
相シフトを追加することによってこれらの位相シフトを
補償する。９０゜、１８０゜、２７０゜、および０゜の
位相シフトがそれぞれ受信された信号点４０２、４０
４、４０６および４００を規定するデータ信号とともに
受信されたアナログ信号に対して追加される。言い換え
れば、９０゜、１８０゜、２７０゜、および０゜の位相
シフトがそれぞれアナログ信号４１６ｄ、４１６ａ、４
１６ｂおよび４１６ｃに対して追加される。これらの位
相シフトを追加することにより、トランスフォーマ／エ
ンコーダ３００によって追加された位相シフトおよび通
信チャネルによって追加された位相シフトの残存部分が
補償される。（チャネルの位相シフトのψ゜の部分は適
応フィルタ２８０が補償することに留意されたい。）
【００５２】受信されたデータ信号４０８、４１２およ
び４１４、およびそれらに関連するアナログ信号は同様
に取り扱われる。受信されたデータ信号４１０に関して
議論されているように、９０゜、１８０゜、２７０゜、
および０゜の位相シフトがそれぞれ受信された信号点４
０２、４０４、４０６および４００を規定するデータ信
号とともに受信されたアナログ信号に対して追加され
る。これらの位相シフトは、トランスフォーマ／エンコ
ーダ３００によって追加された位相シフトおよび通信チ
ャネルによって追加された位相シフトの残存部分を補償
する。
【００５３】トランスフォーマ３００および反転トラン
スフォーマ３２０によるアナログ信号に対する修正によ
り、アナログ信号の位相および／あるいは振幅が変化す
る可能性がある。このアナログ信号の１つあるいは複数
個の成分を変更することも可能である。例えば、データ
信号によって規定される信号点すなわちシンボルに基づ
いて、アナログ信号のＱ成分が一定に保たれたままＩ成
分がスケーリングされうる。アナログ信号の成分は、互
いに独立してあるいは互いに依存して変更されうる。ア
ナログ信号をデータ信号の特定の特性に基づいて修正す
ることも可能である。この種の特性には、データ信号の
振幅および／あるいは位相、あるいはデータ信号の特定
の成分の値などが含まれる。加えて、アナログ信号はア
ナログ信号の特性に基づいて、あるいはデータ信号とア
ナログ信号の特性の組合せに基づいて修正されうる。
【００５４】ある状況下では、反転トランスフォーマ３
２０がトランスフォーマ３００によって実行された変換
の正確な逆変換を実行しない。反転トランスフォーマ３
２０はスケーリングあるいはフィルタリングなどの信号
処理を行ないうる。
【００５５】図１９は、トランスフォーマ３００の実施
例を示した図である。トランスフォーマ３００は１−ｔ
ｏ−２エンコーダすなわちマッパ５０および／あるいは
複合乗算器５１０とを有している。複合乗算器５１０
は、当業者には公知の様式で４つのデジタルあるいはア
ナログ乗算器を用いて構成されうる。複合乗算器５１０
は２−ｔｏ−１マッパ５０から２次元（ＩおよびＱ成
分）アナログ信号を受信する。複合乗算器５１０はさら
にアナログ信号に対して付加される位相シフトの正弦お
よび余弦をルックアップテーブル３０２から受信する。
位相シフトされたアナログ信号は、複合乗算器５１０の
出力において生成される。
【００５６】図２０は反転トランスフォーマ３２０を示
している。受信された信号から回復された２次元アナロ
グ信号は、反転トランスフォーマ３２０の入力に供給さ
れる。回復されたアナログ信号は複合乗算器５２０の一
方の入力において受信され、回復されたアナログ信号に
追加される位相シフトの正弦および余弦は複合乗算器５
２０の第２の入力においてルックアップテーブル３４０
から受信される。複合乗算器５２０はアナログ信号と位
相シフト角の正弦および余弦との積を計算し、トランス
フォーマ３００および通信チャネルによってもたらされ
た位相シフトを補償する位相シフトを有するアナログ信
号を生成する。複合乗算器５２０は当業者には公知の様
式で４つのデジタルあるいはアナログ乗算器を用いて構
成されうる。この機能を適切にプログラミングされたマ
イクロプロセッサすなわちマイクロコンピュータを用い
て実行することも可能である。複合乗算器５２０の出力
におけるアナログ信号は２−ｔｏ−１デコーダすなわち
デマッパ２７０を介して伝送され、出力アナログ信号が
生成される。
【００５７】４点シンボルコンステレーションの場合に
は、トランスフォーマ３００によって導入される位相シ
フトはΘT＋ΘCによって表現される。ここで、ΘTはア
ナログ信号に関して加算されるデータ信号の位相であ
り、ΘCは任意の位相オフセット定数である。反転トラ
ンスフォーマ３２０によって導入される位相シフトは、
３６０゜−ΘR−ΘCとして表現される。ここで、ΘRは
受信されたデータ信号の１つあるいは複数個の特性によ
って規定される信号点に関する位相であり、ΘCは任意
の位相オフセット定数である。
【００５８】より複雑なコンステレーションに属する信
号点を規定する信号に対して付加されたアナログ信号を
修正することも可能である。例えば、図２１は１６信号
点コンステレーションを示している。この場合、トラン
スフォーマ３００によって導入された位相シフトはΘT
＋ΘCによって表現される。ここでΘTは、アナログ信号
との総和が取られるデータ信号が第１、第２、第３ある
いは第４象限にある場合にそれぞれ０゜、９０゜、１８
０゜、および２７０゜であり、ΘCは任意の位相オフセ
ット定数である。反転トランスフォーマ３２０によって
導入される位相シフトは、３６０゜−ΘR−ΘCとして表
現される。ここでΘRは、受信されたデータ信号によっ
て規定されるデータ点が第１、第２、第３あるいは第４
象限にある場合にそれぞれ０゜、２７０゜、１８０゜あ
るいは９０゜であり、ΘCは任意の位相オフセット定数
である。この際、いずれの４つの象限のうちのいずれが
第１象限とされても上記議論には影響はなく、また、第
２象限から第４象限までが第１象限に対して時計方向に
あるいは反時計方向に順次定義されていればよい、とい
うことに留意されたい。しかしながら、これらの象限は
通信チャネルの受信端においても同一の様式で定義され
ていなければならない。また、ΘCはすべての信号点に
対して同一の値である必要はない。しかしながら、それ
らはそれぞれの信号点グループＡ1−Ｄ1、Ａ2−Ｄ2、Ａ
3−Ｄ3およびＡ4−Ｄ4内においては同一でなければなら
ない。
【００５９】本発明は、信号点の誤認の可能性を組み合
わせられたアナログおよびデータ信号の配置を改善する
ことによって低減する。アナログ信号のＩおよびＱ成分
が音声信号の隣接時間サンプルである場合には、それぞ
れの成分には相関がある。その結果、組み合わせられた
データおよびアナログ信号は、信号コンステレーション
の各々のデータ点の周りで楕円形のパターンを形成す
る。図２２は、組み合わせられた音声およびデータ信号
が時間に関して積分された場合に形成される楕円形のパ
ターンを示している。送信された信号点の識別に基づい
て信号が配置されるような象限を用いる場合には、図２
２から、第１および第３象限に関連する信号点が第にお
よび第４象限に関連する信号点よりも誤認されにくいと
いうことが明らかになる。既に議論されているように、
信号点４００、４０６、４０４および４０２を規定する
データ信号に対して付加されるアナログ信号は、それぞ
れ０゜、９０゜、１８０゜および２７０゜だけ位相シフ
トされる。図２３には、これらの位相シフトの結果得ら
れる、組み合わせられたアナログおよびデータ信号の改
善された配置が示されている。この改善された配置によ
り、第におよび第４象限内の楕円形パターンの配置が変
更され、第２および第４象限に関連する信号点の誤認の
可能性が低減される。
【００６０】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【００６１】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、ア
ナログ信号とデジタル信号とを非多重化かつ同一周波数
帯に共存するように同時に伝送する方法が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術に係るモデムの基本的な構造を示す図
である。
【図２】図１のシステムに対する信号空間および信号コ
ンステレーションの一例を示す図である。
【図３】ＱＡＭアナログシステムの信号空間を示す図で
ある。
【図４】交互デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。
【図５】複合デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。
【図６】複合デジタル／アナログシステムのトランスミ
ッタ部の一実施例を示す図である。
【図７】直交変調法の一アプローチを示す図である。
【図８】図５に示された信号空間を形成するベクトル付
加を示す図である。
【図９】複数個のアナログ信号源からの信号が同時に送
出されることを許可する配置を示す図である。
【図１０】レシーバ内の本発明の原理に従う主要な素子
を示す図である。
【図１１】適応等化を含むレシーバを示すブロック図で
ある。
【図１２】モデム全体を示すブロック図である。
【図１３】図１２に示されたモデムとわずかに異なった
実施例を示す図である。
【図１４】アナログサンプリング信号をスクランブルす
るための構造の一例を示す図である。
【図１５】アナログ信号に対する、改善された位相耐性
を実現する通信システムのトランスミッタを示すブロッ
ク図である。
【図１６】アナログ信号に対する、改善された位相耐性
を実現する通信システムのレシーバを示すブロック図で
ある。
【図１７】各々のポイントに対して位相シフトされたア
ナログ信号が付加された、送信された４つの信号ポイン
トすなわちシンボルコンステレーションを示す図であ
る。
【図１８】各々のポイントに対して位相シフトされたア
ナログ信号が付加された、受信されたされた４つの信号
ポイントすなわちシンボルコンステレーションを示す図
である。
【図１９】エンコーダ／トランスフォーマを示すブロッ
ク図である。
【図２０】デコーダ／逆トランスフォーマを示すブロッ
ク図である。
【図２１】１６ポイント信号コンステレーションを示す
図である。
【図２２】複合音声信号／データ信号が長時間にわたっ
て積分された場合に得られる楕円パターンを示す図であ
る。
【図２３】位相シフトされた音声信号とデータ信号とよ
りなる複合信号が長時間にわたって積分された場合に得
られる楕円パターンを示す図である。
【符号の説明】
２０ プリエンファシス回路 ３０ Ａ／Ｄコンバータ ３１ エネルギー検出器 ３２ スイッチ ４０ マルチプレクサ ５０ １−ｔｏ−２マッパ ５５ レジスタ ５６ スクランブリングネットワーク ５７ レジスタ ５８ レジスタ ６０ １−ｔｏ−２マッパ ９０ 直交変調器 １００ トランスミッタ １１０ １−ｔｏ−２マッパ １２０ 変調器 １３０ 変調器 １４０ 加算器 １５０ ローパスフィルタ １６０ ローパスフィルタ ２００ レシーバ ２１０ 復調器 ２２０ スライサ ２３０ デマッパ ２４０ マッパ ２７０ デマッパ ２７５ デマルチプレクサ ２７６ デマッパ ２８０ 適応フィルタ ２９０ タップ更新ブロック ２９５ コントローラ ３００ ハイブリッド ３２０ エコーキャンセラ ３００ トランスフォーマ ３０２ ルックアップテーブル ３２０ 反転トランスフォーマ ３４０ ルックアップテーブル ５１０ 複合乗算器 ５２０ 複合乗算器
フロントページの続き (72)発明者 ケンネス デビッド コー アメリカ合衆国、フロリダ、クリアウォー ター、セイバー ドライブ 2956 (72)発明者 ルーク ジェイ． スミスウィック アメリカ合衆国、フロリダ、ニュー ポー ト リッチェイ、グリムズビィ レイン 7907

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 シンボルコンステレーションにおける複
    数個のシンボルのうちの１つを規定するｍ次元信号の特
    性に基づいてｎ次元信号を修正する修正ステップと、 組合せ信号を形成する目的で、前記ｎ次元信号を前記ｍ
    次元信号に付加するステップと、 前記組合せ信号を送出するステップとからなることを特
    徴とする通信方法。
  2. 【請求項２】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    成分のうちの少なくとも１つに基づいて、前記ｎ次元信
    号の位相を修正するステップを有することを特徴とする
    請求項１の方法。
  3. 【請求項３】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    成分のうちの少なくとも１つに基づいて前記ｎ次元信号
    の振幅を修正するステップを有することを特徴とする請
    求項１の方法。
  4. 【請求項４】 前記修正ステップが、前記ｎ次元信号の
    特性と前記ｍ次元信号の特性とに基づいて前記ｎ次元信
    号を修正するステップを有することを特徴とする請求項
    １の方法。
  5. 【請求項５】 前記修正ステップが、前記ｎ次元信号の
    第１の成分を第１の方法で修正するステップおよび前記
    ｎ次元信号の第２の成分を第１の方法とは異なる方法で
    修正するステップを有することを特徴とする請求項１の
    方法。
  6. 【請求項６】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    振幅に基づいて、前記ｎ次元信号の位相を修正するステ
    ップを有することを特徴とする請求項１の方法。
  7. 【請求項７】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    位相に基づいて、前記ｎ次元信号の位相を修正するステ
    ップを有することを特徴とする請求項１の方法。
  8. 【請求項８】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    振幅に基づいて、前記ｎ次元信号の振幅を修正するステ
    ップを有することを特徴とする請求項１の方法。
  9. 【請求項９】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号の
    位相に基づいて、前記ｎ次元信号の振幅を修正するステ
    ップを有することを特徴とする請求項１の方法。
  10. 【請求項１０】 前記修正ステップが、前記ｍ次元信号
    の位相に基づいて前記ｎ次元信号の振幅および位相を修
    正するステップを有することを特徴とする請求項第１項
    に記載の通信方法。
JP6153108A 1993-06-14 1994-06-13 通信方法 Pending JPH0799523A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US7665993A 1993-06-14 1993-06-14
US076659 1993-06-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH0799523A true JPH0799523A (ja) 1995-04-11

Family

ID=22133425

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP6153108A Pending JPH0799523A (ja) 1993-06-14 1994-06-13 通信方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5881047A (ja)
EP (1) EP0630136A3 (ja)
JP (1) JPH0799523A (ja)
CA (1) CA2121934A1 (ja)

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6950388B2 (en) * 1996-08-22 2005-09-27 Tellabs Operations, Inc. Apparatus and method for symbol alignment in a multi-point OFDM/DMT digital communications system
US6118758A (en) * 1996-08-22 2000-09-12 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved transmitter architecture
US6771590B1 (en) 1996-08-22 2004-08-03 Tellabs Operations, Inc. Communication system clock synchronization techniques
US5790514A (en) * 1996-08-22 1998-08-04 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved receiver architecture
EP0851621B1 (en) * 1996-12-23 2004-06-09 Canon Kabushiki Kaisha Coded modulation for constellations with fewer bit per symbol than that which the coding scheme requires
US6072785A (en) * 1997-03-04 2000-06-06 At&T Corp Differential PSK signalling in CDMA networks
US7248626B2 (en) * 1997-12-05 2007-07-24 Paradyne Corporation System and method of communication via embedded modulation
US9432172B2 (en) 1997-12-05 2016-08-30 Rembrandt Wireless Technologies, Lp System and method of communication using at least two modulation methods
JPH11186987A (ja) * 1997-12-22 1999-07-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｃｄｍａ受信機位相追従装置
US7440498B2 (en) * 2002-12-17 2008-10-21 Tellabs Operations, Inc. Time domain equalization for discrete multi-tone systems
ES2389626T3 (es) 1998-04-03 2012-10-29 Tellabs Operations, Inc. Filtro para acortamiento de respuesta al impulso, con restricciones espectrales adicionales, para transmisión de múltiples portadoras
US6275509B1 (en) * 1998-05-14 2001-08-14 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Masked signal transceiver
CA2332902A1 (en) * 1998-05-18 1999-11-25 Digital Harmony Technologies, Inc. Combined analog/digital data transmission system
DE19912379A1 (de) * 1999-03-19 2000-10-12 Alcatel Sa Verfahren und Schaltungsanordnung zur Konzentration von analogen Signalen zu einem digitalen Datenstrom in einem Breitbandübertragungssystem
US7505531B1 (en) * 2000-03-17 2009-03-17 Bridgewave Communications, Inc. Signal communications system and method for noisy links
US20030210708A1 (en) * 2002-05-07 2003-11-13 Belotserkovsky Maxim B. Digital telephone system and protocol for joint voice and data exchange via pots line
US6937666B2 (en) * 2002-12-20 2005-08-30 Bridgewave Communications, Inc. Wideband digital radio with transmit modulation cancellation
US20060215683A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for voice quality enhancement
US20060217970A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for noise reduction
US20060217983A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for injecting comfort noise in a communications system
US20060217988A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for adaptive level control
US20060217972A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for modifying an encoded signal
US8731007B2 (en) * 2005-12-30 2014-05-20 Remec Broadband Wireless, Llc Digital microwave radio link with a variety of ports
US8711888B2 (en) * 2005-12-30 2014-04-29 Remec Broadband Wireless Llc Digital microwave radio link with adaptive data rate
CN101686215B (zh) * 2008-09-26 2012-10-17 西门子（中国）有限公司 一种信号编码调制方法及装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU456517B2 (en) * 1971-12-23 1974-12-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd Four-channel stereo receiver
JPS5113208U (ja) * 1974-07-17 1976-01-30
US4464767A (en) * 1981-09-08 1984-08-07 Paradyne Corporation System for generation of multiple pointed QAM signal spaces by use of synchronous Qam transmitters
US4525846A (en) * 1982-12-27 1985-06-25 Paradyne Corporation Modem in-band secondary channel via radial modulation
US4512013A (en) * 1983-04-11 1985-04-16 At&T Bell Laboratories Simultaneous transmission of speech and data over an analog channel
US4523311A (en) * 1983-04-11 1985-06-11 At&T Bell Laboratories Simultaneous transmission of speech and data over an analog channel
US4627077A (en) * 1983-09-20 1986-12-02 Paradyne Corporation Modified QAM data point constellation for secondary channel signalling
US4630287A (en) * 1983-12-28 1986-12-16 Paradyne Corporation Secondary channel signalling in a QAM data point constellation
US4546212A (en) * 1984-03-08 1985-10-08 Crowder, Inc. Data/voice adapter for telephone network
US4672602A (en) * 1984-11-02 1987-06-09 Itt Corporation Control and routing system
US4675880A (en) * 1985-05-02 1987-06-23 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Antimultipath communication by injecting tone into null in signal spectrum
US4757495A (en) * 1986-03-05 1988-07-12 Telebit Corporation Speech and data multiplexor optimized for use over impaired and bandwidth restricted analog channels
US5050189A (en) * 1988-11-14 1991-09-17 Datapoint Corporation Multibit amplitude and phase modulation transceiver for LAN
US5081647A (en) * 1989-01-06 1992-01-14 American Telephone & Telegraph Company Communication of a voice signal via continuous quadrature amplitude modulator
US4924516A (en) * 1989-05-23 1990-05-08 At&T Paradyne Method and system for a synchronized pseudo-random privacy modem
US5103227A (en) * 1990-09-26 1992-04-07 At&T Bell Laboratories Modulus converter for fractional rate encoding
EP0552034B1 (en) * 1992-01-14 2003-04-09 Fujitsu Limited Simultaneous transmission of data and analog voice-band signals
CA2128609C (en) * 1992-01-29 1997-11-25 Mickey Cleveland Rushing Modem including an equalizer for amplitude jitter

Also Published As

Publication number Publication date
EP0630136A3 (en) 1997-05-07
EP0630136A2 (en) 1994-12-21
US5881047A (en) 1999-03-09
CA2121934A1 (en) 1994-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0799523A (ja) 通信方法
JPH0730606A (ja) 通信方法
US5436930A (en) Simultaneous analog and digital communications with a selection of different signal point constellations based on signal energy
EP0630133B1 (en) Modem applications of simultaneous analog and digital communication
US5915003A (en) Sketching unit for transmission of sketches and notes over normal telephone lines
US5063574A (en) Multi-frequency differentially encoded digital communication for high data rate transmission through unequalized channels
US5128964A (en) Modulation method and apparatus for multicarrier data transmission
US5537441A (en) Controlled simultaneous analog and digital communication
EP1383291B1 (en) Multicarrier modulation with data dependant frequency-domain redundancy
IL109998A (en) Simultaneous analog and digital communication applications
GB2092864A (en) Transmitter
JPS5923497B2 (ja) エコ−キヤンセラ
NO308930B1 (no) Overføring av brønnloggedata over bÕndpasskanaler med bruk av kvadraturamplitudemodulasjon
US4771438A (en) Method and apparatus for phase reference recovery in high speed fast turnaround modem
US6487244B1 (en) System and method for transmitting special marker symbol
KR980012843A (ko) 주파수 영역 무반송파 am-pm 복조기
JPH0884165A (ja) π／４−ＤＱＰＳＫ位相状態エンコーダ／デコーダ、およびπ／４−ＤＱＰＳＫ送信器、およびπ／４−ＤＱＰＳＫ受信器、およびπ／４−ＤＱＰＳＫ送受信システム
WO1985004541A1 (en) Single-sideband communication system
GB2188817A (en) Vestigial sideband signal decoder
US5719923A (en) Sketching unit for transmission of sketches and notes over normal telephone lines
CA1257656A (en) Suppressed double-sideband communication system
EP1540913B1 (en) Modulation and demodulation of a combination of analog and digital signals
US20050276341A1 (en) Method and apparatus for transmitting and/or receiving data
Kim et al. Symbol timing recovery using digital spectral line method for 16-CAP VDSL system
EP0690607A2 (en) Method and apparatus for transmitting information