JPH08107367A - 高周波受信信号における帯域内干渉を低減させる装置 - Google Patents
高周波受信信号における帯域内干渉を低減させる装置Info
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- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的は、高周波受信信号における帯
域内干渉を低減させる装置であって、従来の装置の欠点
を解消できる装置を提供することにある。 【構成】 本発明の装置は、受信信号から干渉信号を濾
過するフィルタ手段と、濾過した受信信号と通信チャン
ネルの見積り応答に基づいて処理された局部発生信号と
を比較することにより、送信された見込みが最も高いデ
ジタルデータを決定する手段とを有している。
域内干渉を低減させる装置であって、従来の装置の欠点
を解消できる装置を提供することにある。 【構成】 本発明の装置は、受信信号から干渉信号を濾
過するフィルタ手段と、濾過した受信信号と通信チャン
ネルの見積り応答に基づいて処理された局部発生信号と
を比較することにより、送信された見込みが最も高いデ
ジタルデータを決定する手段とを有している。
Description
【産業上の利用分野】本発明は、高周波受信信号におけ
る帯域内干渉を低減させる装置に関する。
る帯域内干渉を低減させる装置に関する。
【従来の技術】そのような信号（例えば、ＨＦ通信チャ
ンネルに関する高速シリアルデータ（１秒間当たり２．
４ｋ／ｂｉｔｓ））における主要な２つの干渉源は、他
のユーザからの干渉及び多重路伝搬である。多重路伝搬
により、デジタル通信リンクの符号間干渉が引き起こさ
れる。符号間干渉は、送信情報の各ビットが８ミリ秒の
オーダの大きな時間差間隔をもって受信機に数回到達す
ることによって生じる。１秒間当たり２．４ｋ／ｂｉｔ
ｓで各ビットは０．４１７ミリ秒間持続し、従って送信
情報は、多重路伝搬により受信機側で混乱しかつ間違っ
たものとなる。この種の問題を解決する技術として２つ
の技術が知られている。第１の技術はチャンネル等化
（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ）であ
る。この技術は、受信信号を、この信号を受信したチャ
ンネルの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）に等しい応答をもつフ
ィルタに通すことによって作動する。この形式のシステ
ムの欠点は、そのようなチャンネルの逆数を作ることが
必ずしも可能でないことである。上記問題を解決する他
の既知の技術は、チャンネル見積り器（ｃｈａｎｎｅｌ
ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）である（例えば、ＷＯ−Ａ−８８
／０９５９１ 参照）。このチャンネル見積り器は、チ
ャンネルの応答（レスポンス）を識別することにより作
勤する。データの検出は、受信データ（歪みデータ）
と、既にチャンネルのモデルに通されている、局部発生
したデータ流れとを比較することによって行われる。
ンネルに関する高速シリアルデータ（１秒間当たり２．
４ｋ／ｂｉｔｓ））における主要な２つの干渉源は、他
のユーザからの干渉及び多重路伝搬である。多重路伝搬
により、デジタル通信リンクの符号間干渉が引き起こさ
れる。符号間干渉は、送信情報の各ビットが８ミリ秒の
オーダの大きな時間差間隔をもって受信機に数回到達す
ることによって生じる。１秒間当たり２．４ｋ／ｂｉｔ
ｓで各ビットは０．４１７ミリ秒間持続し、従って送信
情報は、多重路伝搬により受信機側で混乱しかつ間違っ
たものとなる。この種の問題を解決する技術として２つ
の技術が知られている。第１の技術はチャンネル等化
（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ）であ
る。この技術は、受信信号を、この信号を受信したチャ
ンネルの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）に等しい応答をもつフ
ィルタに通すことによって作動する。この形式のシステ
ムの欠点は、そのようなチャンネルの逆数を作ることが
必ずしも可能でないことである。上記問題を解決する他
の既知の技術は、チャンネル見積り器（ｃｈａｎｎｅｌ
ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）である（例えば、ＷＯ−Ａ−８８
／０９５９１ 参照）。このチャンネル見積り器は、チ
ャンネルの応答（レスポンス）を識別することにより作
勤する。データの検出は、受信データ（歪みデータ）
と、既にチャンネルのモデルに通されている、局部発生
したデータ流れとを比較することによって行われる。
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術の上記欠点を解決できる装置を提供することにあ
る。
技術の上記欠点を解決できる装置を提供することにあ
る。
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信信
号から干渉信号を濾過するフィルタ手段と、濾過した受
信信号と通信チャンネルの見積り応答に基づいて処理さ
れた局部発生信号とを比較することにより、送信された
見込みが最も高いデジタルデータを決定する手段とを有
していることを特徴とするデジタルデータを表す高周波
受信信号における帯域内干渉を低減させる装置が提供さ
れる。イコライザは、干渉排除応答にある減衰の除去を
単に試みるに過ぎないため、チャンネルの応答の補償に
イコライザを使用した場合には、フィルタ手段が減衰を
試みた干渉信号が存在するときに受信することは不可能
である。
号から干渉信号を濾過するフィルタ手段と、濾過した受
信信号と通信チャンネルの見積り応答に基づいて処理さ
れた局部発生信号とを比較することにより、送信された
見込みが最も高いデジタルデータを決定する手段とを有
していることを特徴とするデジタルデータを表す高周波
受信信号における帯域内干渉を低減させる装置が提供さ
れる。イコライザは、干渉排除応答にある減衰の除去を
単に試みるに過ぎないため、チャンネルの応答の補償に
イコライザを使用した場合には、フィルタ手段が減衰を
試みた干渉信号が存在するときに受信することは不可能
である。
【実施例】以下、添付図面を参照して、本発明により構
成された高周波受信信号における干渉低減装置について
詳細に説明する。図１に示すように、本発明の、高周波
受信信号における干渉低減装置は、ＳＳＢ送信を受信す
る無線受信機１に組み込まれていて、干渉排除回路２
と、チャンネル見積り復調器３とを有している。このチ
ャンネル見積り復調器３は、受信機１の音声出力をデジ
タル形式に変換するＡ−Ｄ変換器４からデジタルデータ
を受信する。次に、図２〜図４に関連して干渉排除回路
２について説明する。一般的な音声出力のスペクトルが
図３に示されている。２つのピークは、例えば干渉する
２進ＦＳＫ送信により形成された干渉を示している。受
信信号はサンプリングされ、スペクトル分析器５によっ
て対応するスペクトルが作られる。もちろん、受信信号
のスペクトルの全体的形状は知られており、このため、
干渉識別回路６が、送信信号のスペクトルの全体的形状
と同じ全体的形状をもつ概念的テンプレートＴを発生す
ることを可能にする。同時に、周波数スペクトルが、干
渉識別回路６の信号のスペクトルを横切る等サブ帯域
（ｅｑｕａｌ ｓｕｂ−ｂａｎｄ）の数に分割される。
スペクトルの振幅が各サブ帯域内で評価され、最小振幅
の例えば６個のサブ帯域が平均化される。次に、テンプ
レートのレベルを、６個の最小サブ帯域の平均レベルに
関連付けて、テンプレートを周波数スペクトル上に重ね
合わせる。これを終えたならば、次に、干渉識別回路６
は、実際の周波数応答の振幅がテンプレートより上にあ
るか下にあるかを、各帯域について評価する。振幅がテ
ンプレートより上にあれば、プログラム可能フィルタ７
がそのサブ帯域についてのノッチを発生する。出力がテ
ンプレートより下にあれば、ノッチは発生されない。従
って、プログラム可能フィルタ７の対応するノッチに干
渉ピークが生じ（図４）、プログラム可能フィルタ７の
出力が、該フィルタ７から濾過された干渉を有するよう
になる。フィルタ７は、所望の頻度で更新することがで
きる。ノッチは均一な深さを有している。次の復調器３
の説明は、送信搬送波の４相復調について行う。従っ
て、各送信符号は、送信機の復調器へのデータ入力の２
ビットを表すものである。チャンネル見積り復調器３
は、濾過信号を受け、該濾過信号を、復調器８により、
副搬送波の周波数（すなわち、９０°位相がずれた信
号）の複合音に復調して、２つのサンプル（１つは同相
のサンプルで、他は直角位相のサンプル）の流れを作
る。図６には、サンプルの一般的なシーケンスが示され
ている。送信機は、データの１６０個の符号を送信し、
その後に２００個の符号からなるフレーム中の４０個の
基準符号（トレーニング符号）が続けられる。トレーニ
ングシーケンス発生器９の復調器には、同じ４０個の基
準符号が記憶される。各符号は、００、０１、１０、１
１の４つの値のうちの１つをもつことができ、この値
は、図７の信号星座グラフに表すことができる。既知の
トレーニングシーケンスと関連付けることにより、フレ
ームタイミングが最初に確立される。搬送波周波数はＨ
Ｆ帯域（３〜３０ＭＨｚ）にあり、通常、送信は上空波
により行われることに留意されたい。電離層によって送
信信号の多重反射が生じ易く、従って、受信信号は多重
路歪みを受ける。この通信チャンネルの周波数応答は確
認することができるし、それどころか、そのインパルス
応答を決定することもでき、次に、信号の可能な組み合
わせを通過させ、どの組み合わせが受信信号に最も近い
か（従って、送信された見込みが最も高いか）を確認す
ることができる。多重路／干渉イクシジョン（ｍｕｌｔ
ｉｐａｔｈ ａｎｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｅｘ
ｃｉｓｉｏｎ） が存在すると、復調器８の出力は、星
座の酷く歪んだバージョンになってしまうであろう。イ
ンパース濾過作業を適用せずして元の送信データを再生
するのが、チャンネル見積りデコーダ（復号器）１０の
機能である。通信チャンネルのインパルス応答（このイ
ンパルス応答は、電離層経路及びイクシジョンフィルタ
２の両方を含んでいる）は、復調器８の出力に現れた歪
んだトレーニングシーケンスと、トレーニングシーケン
ス発生器９のトレーニングシーケンス符号（これらの符
号は送信信号の符号と同じである）とを比較することに
よって見積もられる。インパルス応答の見積りは、例え
ば、１６ビットの実数と１６ビットの虚数とからなる１
２個の複素数の値でなされる。チャンネル見積り器の最
新のアルゴリズム（演算規則）は、２つの演算モードを
有している。各モードの操作に対し、３つの入力が必要
である。すなわち、これらは、受信した（歪んだ）デー
タ符号と、電離層経路にイクシジョンフィルタ（チャン
ネル見積り自体）を加えた複合インパルス応答のモデル
と、デジタル基準信号とである。デジタル基準信号は、
トレーニング中においては、既知の、局部的に発生した
トレーニングシーケンスからなる適当な「ｎ」の連続符
号であり、デシジョン−ディレクテッド演算中において
は、検出器によってなされた「ｎ」の最新の決定値の配
列である（ここで、「ｎ」は、符号期間（ｓｙｍｂｏｌ
ｐｅｒｉｏｄｓ）中に測定されたチャンネル見積りの長
さである）。最も簡単な形態においては、チャンネル見
積り復調器３の作動は次の通りである。チャンネル見積
り器１０には、送信チャンネル（フィルタ２を含む）の
インパルス応答のモデルが既に入っており、かつ、検出
器１１によってなされた「ｎ」の最新の連続決定値が入
っているものと考えられる。遅延回路１２の出力におい
て受けられた新しい各符号は、可能性のある４つの送信
符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３又はＳ４（図７）のうちの任意の
１つから生じることが思い出されよう。従って、「ｎ」
の最新の連続決定値は、「ｎ」の４つの連続符号に拡大
される。最古の符号は「ｎ」での長さを保持すべく見捨
てられており、最後の符号は可能性ある４つの符号の各
々である。このようにして得られた４つの連続する
「ｎ」符号の各々は、チャンネル見積りのインパルス応
答に従って回旋し、実際に送信された符号の４つの見積
りが得られる。例えば、これらの見積りは、図７におけ
る点Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３及びＥ４により表され、同時に、
遅延回路７の出力に新たに到達した実際の符号は、図７
においてＲで示すことができる。各見積りは、各見積り
とそれぞれの受信符号との間の信号星座グラフ上の距離
の測定値を与えるコストに関連している。最低コストで
の見積り（図７の場合には見積りＥ１）の決定がなさ
れ、従ってこの決定により、送信された見込みが最も高
いものは符号Ｓ１であると考えることができる。電離層
は急速に変化することから、チャンネルの見積りは、連
続的に到達する符号に対しては確実なものではない。従
って、決定された見積りのコストは、複合チャンネルの
インパルス応答（チャンネル見積り）のモデルを更新す
るのに使用される。受信された各データフレームの開始
時には、チャンネル見積り配列の全ての構成要素（ｃｏ
ｍｐｏｎｅｎｔｓ）がゼロの値にクリアされる。次に、
決定シーケンス（ヒストリー）に代えて既知のトレーニ
ングシーケンスの適当な符号を用い、チャンネル見積り
更新プロセスの１符号当たり１回の連続的繰り返し（ｓ
ｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｏｎｃｅ−ｐｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ
ｉｔｅｒａｔｉｏｎｓ）を行うことにより新しい見積
りを構成する。この間、決定プロセスは不要である。ト
レーニング期間の終時に、更新プロセスは、データ決定
プロセスにおける遅延に等しい期間だけ休止しなければ
ならない。（デシジョン−ディレクテッド）更新が再開
すると、既知のトレーニングシーケンスの最後の「ｎ」
符号が、チャンネル見積り器へのデジタル基準シーケン
ス入力として使用される。その後、連続する符号につい
て、この決定ヒストリーには新たなデータの決定が付加
され、また、その最古の構成要素は見捨てられてその長
さを「ｎ」に保持する。決定の精度を向上させるため、
以前に決定した「ｎ」の単連続を用いる代わりに、以前
の符号のより多数の連続を用いてもよい。この場合に
は、「ｎ」符号の或るものは決定値にはならないが、
（多分、見込みは低いが）受信符号を作ることもできる
他の符号になるであろう。これらの連続は、可能性のあ
る４つの符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４の各々で拡大さ
れ、チャンネル及びフィルタ７のインパルス応答のモデ
ルで回旋される。より多数の見積り及び関連のコストが
作られ、かつそれらの１つの代えて１つの決定がなされ
るであろう。チャンネル及びフィルタ７のインパルス応
答の幾つかのモデルを用いることにより、更に精度を高
めることができるであろう。「ｎ」符号の各々の拡大さ
れた連続が、インパルス応答の各モデルで回旋されて、
多数の見積り及びコストを作る。この場合、検出器は
「Ｖｉｔｅｒｂｉ」デコーダに似たものとなり、すなわ
ち、最大見込み形又は略最大見込み形の検出器となる
（少数のチャンネル見積りを用いる点を除く）。この形
式の検出プロセスの例が、Ａ．Ｐ．Ｃｌａｒｋ著、「デ
ジタルモデムに適応性のある検出器（Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏ
ｄｅｍｓ）」（１９８９年、ロンドン、Ｐｅｎｔｅｃｈ
Ｐｒｅｓｓ社発行）に記載されている。チャンネルの
応答を補償するのにチャンネル見積り復調器を用いるこ
との利点は、チャンネル見積り復調器が、干渉排除フィ
ルタの作動を妨げないことにある。チャンネルの応答の
補償にイコライザを用いると、イコライザは干渉排除フ
ィルタのノッチを等化することをも試み、干渉排除フィ
ルタの作動が無効になってしまう。本発明の範囲を逸脱
することなくして種々の変更を加えることが可能であ
る。従って、上記干渉排除フィルタを用いる代わりに、
適応性のあるフィルタを用いることもできる。そのよう
なフィルタは、その出力をモニタリングして、平均二乗
出力を最小にする。この効果により、受信信号のスペク
トル中のあらゆるピークが減衰される。この場合に、受
信信号のスペクトルがモニタリングされることはない。
この別の方法は、送信信号のスペクトルが基本的にフラ
ットであることが知られている場合（従って、適応性の
あるフィルタが減衰を試みるピークが干渉信号からのも
のである場合）にのみ使用される。また、本発明は、ス
ペクトルのＶＨＦ領域及び他の領域にも首尾良く適用す
ることができ、更に、上記説明に係るもの以外のデータ
速度（ｄａｔａ ｒａｔｅｓ）にも適用することができ
る。また、本発明の装置の構成要素をハードウェアに関
連して説明したけれども、構成要素がソフトウェアによ
り実施される場合にも本発明を適用することができる。
成された高周波受信信号における干渉低減装置について
詳細に説明する。図１に示すように、本発明の、高周波
受信信号における干渉低減装置は、ＳＳＢ送信を受信す
る無線受信機１に組み込まれていて、干渉排除回路２
と、チャンネル見積り復調器３とを有している。このチ
ャンネル見積り復調器３は、受信機１の音声出力をデジ
タル形式に変換するＡ−Ｄ変換器４からデジタルデータ
を受信する。次に、図２〜図４に関連して干渉排除回路
２について説明する。一般的な音声出力のスペクトルが
図３に示されている。２つのピークは、例えば干渉する
２進ＦＳＫ送信により形成された干渉を示している。受
信信号はサンプリングされ、スペクトル分析器５によっ
て対応するスペクトルが作られる。もちろん、受信信号
のスペクトルの全体的形状は知られており、このため、
干渉識別回路６が、送信信号のスペクトルの全体的形状
と同じ全体的形状をもつ概念的テンプレートＴを発生す
ることを可能にする。同時に、周波数スペクトルが、干
渉識別回路６の信号のスペクトルを横切る等サブ帯域
（ｅｑｕａｌ ｓｕｂ−ｂａｎｄ）の数に分割される。
スペクトルの振幅が各サブ帯域内で評価され、最小振幅
の例えば６個のサブ帯域が平均化される。次に、テンプ
レートのレベルを、６個の最小サブ帯域の平均レベルに
関連付けて、テンプレートを周波数スペクトル上に重ね
合わせる。これを終えたならば、次に、干渉識別回路６
は、実際の周波数応答の振幅がテンプレートより上にあ
るか下にあるかを、各帯域について評価する。振幅がテ
ンプレートより上にあれば、プログラム可能フィルタ７
がそのサブ帯域についてのノッチを発生する。出力がテ
ンプレートより下にあれば、ノッチは発生されない。従
って、プログラム可能フィルタ７の対応するノッチに干
渉ピークが生じ（図４）、プログラム可能フィルタ７の
出力が、該フィルタ７から濾過された干渉を有するよう
になる。フィルタ７は、所望の頻度で更新することがで
きる。ノッチは均一な深さを有している。次の復調器３
の説明は、送信搬送波の４相復調について行う。従っ
て、各送信符号は、送信機の復調器へのデータ入力の２
ビットを表すものである。チャンネル見積り復調器３
は、濾過信号を受け、該濾過信号を、復調器８により、
副搬送波の周波数（すなわち、９０°位相がずれた信
号）の複合音に復調して、２つのサンプル（１つは同相
のサンプルで、他は直角位相のサンプル）の流れを作
る。図６には、サンプルの一般的なシーケンスが示され
ている。送信機は、データの１６０個の符号を送信し、
その後に２００個の符号からなるフレーム中の４０個の
基準符号（トレーニング符号）が続けられる。トレーニ
ングシーケンス発生器９の復調器には、同じ４０個の基
準符号が記憶される。各符号は、００、０１、１０、１
１の４つの値のうちの１つをもつことができ、この値
は、図７の信号星座グラフに表すことができる。既知の
トレーニングシーケンスと関連付けることにより、フレ
ームタイミングが最初に確立される。搬送波周波数はＨ
Ｆ帯域（３〜３０ＭＨｚ）にあり、通常、送信は上空波
により行われることに留意されたい。電離層によって送
信信号の多重反射が生じ易く、従って、受信信号は多重
路歪みを受ける。この通信チャンネルの周波数応答は確
認することができるし、それどころか、そのインパルス
応答を決定することもでき、次に、信号の可能な組み合
わせを通過させ、どの組み合わせが受信信号に最も近い
か（従って、送信された見込みが最も高いか）を確認す
ることができる。多重路／干渉イクシジョン（ｍｕｌｔ
ｉｐａｔｈ ａｎｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｅｘ
ｃｉｓｉｏｎ） が存在すると、復調器８の出力は、星
座の酷く歪んだバージョンになってしまうであろう。イ
ンパース濾過作業を適用せずして元の送信データを再生
するのが、チャンネル見積りデコーダ（復号器）１０の
機能である。通信チャンネルのインパルス応答（このイ
ンパルス応答は、電離層経路及びイクシジョンフィルタ
２の両方を含んでいる）は、復調器８の出力に現れた歪
んだトレーニングシーケンスと、トレーニングシーケン
ス発生器９のトレーニングシーケンス符号（これらの符
号は送信信号の符号と同じである）とを比較することに
よって見積もられる。インパルス応答の見積りは、例え
ば、１６ビットの実数と１６ビットの虚数とからなる１
２個の複素数の値でなされる。チャンネル見積り器の最
新のアルゴリズム（演算規則）は、２つの演算モードを
有している。各モードの操作に対し、３つの入力が必要
である。すなわち、これらは、受信した（歪んだ）デー
タ符号と、電離層経路にイクシジョンフィルタ（チャン
ネル見積り自体）を加えた複合インパルス応答のモデル
と、デジタル基準信号とである。デジタル基準信号は、
トレーニング中においては、既知の、局部的に発生した
トレーニングシーケンスからなる適当な「ｎ」の連続符
号であり、デシジョン−ディレクテッド演算中において
は、検出器によってなされた「ｎ」の最新の決定値の配
列である（ここで、「ｎ」は、符号期間（ｓｙｍｂｏｌ
ｐｅｒｉｏｄｓ）中に測定されたチャンネル見積りの長
さである）。最も簡単な形態においては、チャンネル見
積り復調器３の作動は次の通りである。チャンネル見積
り器１０には、送信チャンネル（フィルタ２を含む）の
インパルス応答のモデルが既に入っており、かつ、検出
器１１によってなされた「ｎ」の最新の連続決定値が入
っているものと考えられる。遅延回路１２の出力におい
て受けられた新しい各符号は、可能性のある４つの送信
符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３又はＳ４（図７）のうちの任意の
１つから生じることが思い出されよう。従って、「ｎ」
の最新の連続決定値は、「ｎ」の４つの連続符号に拡大
される。最古の符号は「ｎ」での長さを保持すべく見捨
てられており、最後の符号は可能性ある４つの符号の各
々である。このようにして得られた４つの連続する
「ｎ」符号の各々は、チャンネル見積りのインパルス応
答に従って回旋し、実際に送信された符号の４つの見積
りが得られる。例えば、これらの見積りは、図７におけ
る点Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３及びＥ４により表され、同時に、
遅延回路７の出力に新たに到達した実際の符号は、図７
においてＲで示すことができる。各見積りは、各見積り
とそれぞれの受信符号との間の信号星座グラフ上の距離
の測定値を与えるコストに関連している。最低コストで
の見積り（図７の場合には見積りＥ１）の決定がなさ
れ、従ってこの決定により、送信された見込みが最も高
いものは符号Ｓ１であると考えることができる。電離層
は急速に変化することから、チャンネルの見積りは、連
続的に到達する符号に対しては確実なものではない。従
って、決定された見積りのコストは、複合チャンネルの
インパルス応答（チャンネル見積り）のモデルを更新す
るのに使用される。受信された各データフレームの開始
時には、チャンネル見積り配列の全ての構成要素（ｃｏ
ｍｐｏｎｅｎｔｓ）がゼロの値にクリアされる。次に、
決定シーケンス（ヒストリー）に代えて既知のトレーニ
ングシーケンスの適当な符号を用い、チャンネル見積り
更新プロセスの１符号当たり１回の連続的繰り返し（ｓ
ｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｏｎｃｅ−ｐｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ
ｉｔｅｒａｔｉｏｎｓ）を行うことにより新しい見積
りを構成する。この間、決定プロセスは不要である。ト
レーニング期間の終時に、更新プロセスは、データ決定
プロセスにおける遅延に等しい期間だけ休止しなければ
ならない。（デシジョン−ディレクテッド）更新が再開
すると、既知のトレーニングシーケンスの最後の「ｎ」
符号が、チャンネル見積り器へのデジタル基準シーケン
ス入力として使用される。その後、連続する符号につい
て、この決定ヒストリーには新たなデータの決定が付加
され、また、その最古の構成要素は見捨てられてその長
さを「ｎ」に保持する。決定の精度を向上させるため、
以前に決定した「ｎ」の単連続を用いる代わりに、以前
の符号のより多数の連続を用いてもよい。この場合に
は、「ｎ」符号の或るものは決定値にはならないが、
（多分、見込みは低いが）受信符号を作ることもできる
他の符号になるであろう。これらの連続は、可能性のあ
る４つの符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４の各々で拡大さ
れ、チャンネル及びフィルタ７のインパルス応答のモデ
ルで回旋される。より多数の見積り及び関連のコストが
作られ、かつそれらの１つの代えて１つの決定がなされ
るであろう。チャンネル及びフィルタ７のインパルス応
答の幾つかのモデルを用いることにより、更に精度を高
めることができるであろう。「ｎ」符号の各々の拡大さ
れた連続が、インパルス応答の各モデルで回旋されて、
多数の見積り及びコストを作る。この場合、検出器は
「Ｖｉｔｅｒｂｉ」デコーダに似たものとなり、すなわ
ち、最大見込み形又は略最大見込み形の検出器となる
（少数のチャンネル見積りを用いる点を除く）。この形
式の検出プロセスの例が、Ａ．Ｐ．Ｃｌａｒｋ著、「デ
ジタルモデムに適応性のある検出器（Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏ
ｄｅｍｓ）」（１９８９年、ロンドン、Ｐｅｎｔｅｃｈ
Ｐｒｅｓｓ社発行）に記載されている。チャンネルの
応答を補償するのにチャンネル見積り復調器を用いるこ
との利点は、チャンネル見積り復調器が、干渉排除フィ
ルタの作動を妨げないことにある。チャンネルの応答の
補償にイコライザを用いると、イコライザは干渉排除フ
ィルタのノッチを等化することをも試み、干渉排除フィ
ルタの作動が無効になってしまう。本発明の範囲を逸脱
することなくして種々の変更を加えることが可能であ
る。従って、上記干渉排除フィルタを用いる代わりに、
適応性のあるフィルタを用いることもできる。そのよう
なフィルタは、その出力をモニタリングして、平均二乗
出力を最小にする。この効果により、受信信号のスペク
トル中のあらゆるピークが減衰される。この場合に、受
信信号のスペクトルがモニタリングされることはない。
この別の方法は、送信信号のスペクトルが基本的にフラ
ットであることが知られている場合（従って、適応性の
あるフィルタが減衰を試みるピークが干渉信号からのも
のである場合）にのみ使用される。また、本発明は、ス
ペクトルのＶＨＦ領域及び他の領域にも首尾良く適用す
ることができ、更に、上記説明に係るもの以外のデータ
速度（ｄａｔａ ｒａｔｅｓ）にも適用することができ
る。また、本発明の装置の構成要素をハードウェアに関
連して説明したけれども、構成要素がソフトウェアによ
り実施される場合にも本発明を適用することができる。
【図１】本発明の装置のブロック図である。
【図２】干渉排除フィルタのブロック図である。
【図３】受信信号の一般的な周波数応答を示すグラフで
ある。
ある。
【図４】プログラム可能フィルタの対応する周波数応答
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図５】チャンネル見積り復調器のブロック図である。
【図６】送信されたデータ流れを概略的に示すグラフで
ある。
ある。
【図７】信号の星座図である。
１ 無線受信機 ２ 干渉排除回路（イクシジョンフィルタ） ３ チャンネル見積り復調器 ４ Ａ−Ｄ変換器 ５ スペクトル分析器 ６ 干渉識別回路 ７ プログラム可能フィルタ ８ 復調器 ９ トレーニングシーケンス発生器 １０ チャンネル見積りデコーダ（復号器） １１ 検出器 １２ 遅延回路
Claims (10)
- 【請求項１】 受信信号から干渉信号を濾過するフィル
タ手段と、濾過した受信信号と通信チャンネルの見積り
応答に基づいて処理された局部発生信号とを比較するこ
とにより、送信された見込みが最も高いデジタルデータ
を決定する手段とを有していることを特徴とするデジタ
ルデータを表す高周波受信信号における帯域内干渉を低
減させる装置。 - 【請求項２】 前記フィルタ手段は、高周波受信信号の
スペクトルが、送信信号の既知のスペクトル中には存在
しないピークをもつ周波数で減衰を生じさせるように構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の装置。 - 【請求項３】 前紀フィルタ手段が、受信信号のスペク
トルと送信信号の既知のスペクトルとの比較に応答して
減衰を生じさせるように構成されていることを特徴とす
る請求項２に記載の装置。 - 【請求項４】 前記フィルタ手段が、減衰が生じる周波
数で均一深さのノッチを作るように構成されていること
を特徴とする請求項３に記載の装置。 - 【請求項５】 前記受信信号が、基準サンプルが点在す
るデジタルデータ流れを示していることを特徴とする請
求項１〜４のいずれか１項に記載の装置。 - 【請求項６】 各基準サンプルに順次使用するときに、
局部発生した受信基準サンプル及び各可能性のある状態
を用いてチャンネルの見積り応答を更新することを特徴
とする請求項５に記載の装置。 - 【請求項７】 新たに受信した各データサンプルに使用
するときに、新たな受信サンプルについての可能性のあ
る１つのサンプル状態を備えている決定値の複数の連続
が、チャンネル及びフィルタ手段の応答の見積りのイン
パルス応答で回旋され、新たな受信データサンプルに対
応する、送信された見込みが最も高いサンプル状態を得
ることを特徴とする請求項６に記載の装置。 - 【請求項８】 高周波搬送周波数が３〜３０ＭＨｚの範
囲内にあることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１
項に記載の装量。 - 【請求項９】 添付図面に関連して説明したものと実質
的に同じ構成の装置。 - 【請求項１０】 請求項１〜９のいずれか１項に記截の
装置を組み込んだ受信機。
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