JPH08111983A - 電子機器用電源回路 - Google Patents
電子機器用電源回路Info
- Publication number
- JPH08111983A JPH08111983A JP6246606A JP24660694A JPH08111983A JP H08111983 A JPH08111983 A JP H08111983A JP 6246606 A JP6246606 A JP 6246606A JP 24660694 A JP24660694 A JP 24660694A JP H08111983 A JPH08111983 A JP H08111983A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- voltage
- circuit
- load
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 22
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、直流安定化電源回路と位相制御回
路の電力が同等でないときでも高調波の発生を抑制する
ことを目的とする。 【構成】 本発明の電子機器用電源回路は、交流電源電
圧と所定の位相幅の交流負荷用交流電圧の絶対値の差に
応じた合成信号に基づいて昇圧チョッパー手段８のスイ
ッチングのデューティー比を制御する。
路の電力が同等でないときでも高調波の発生を抑制する
ことを目的とする。 【構成】 本発明の電子機器用電源回路は、交流電源電
圧と所定の位相幅の交流負荷用交流電圧の絶対値の差に
応じた合成信号に基づいて昇圧チョッパー手段８のスイ
ッチングのデューティー比を制御する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、共通の交流電源から交
流負荷と直流負荷に同時に電力を供給する電子機器用電
源回路に関し、特に、交流電圧の位相角を制御して交流
負荷への供給電力を調整するときに、高調波電流による
電力系統の各種障害を低減した電子機器用電源回路に関
する。
流負荷と直流負荷に同時に電力を供給する電子機器用電
源回路に関し、特に、交流電圧の位相角を制御して交流
負荷への供給電力を調整するときに、高調波電流による
電力系統の各種障害を低減した電子機器用電源回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電子機器用電源回路として、例え
ば、特開平３−１７３３５４号に示される直流安定化電
源回路がある。図５はこの従来の直流安定化電源回路を
示し、交流電源１から入力した交流電圧を一次整流して
直流電圧に変換するブリッジ整流器７と、当該直流電圧
を昇圧する昇圧チョッパー回路８と、昇圧チョッパー回
路８の出力電圧を所定の電圧に変換するコンバータ回路
１３と、昇圧チョッパー回路８を制御するチョッパー制
御回路３１を備えて構成されている。
ば、特開平３−１７３３５４号に示される直流安定化電
源回路がある。図５はこの従来の直流安定化電源回路を
示し、交流電源１から入力した交流電圧を一次整流して
直流電圧に変換するブリッジ整流器７と、当該直流電圧
を昇圧する昇圧チョッパー回路８と、昇圧チョッパー回
路８の出力電圧を所定の電圧に変換するコンバータ回路
１３と、昇圧チョッパー回路８を制御するチョッパー制
御回路３１を備えて構成されている。
【０００３】昇圧チョッパー回路８は、チョッパー制御
回路３１によってオン、オフするトランジスタ９と、ト
ランジスタ９がオンのときエネルギーを蓄積し、オフの
とき蓄積したエネルギーを放出するチョークコイル１０
と、チョークコイル１０から放出されたエネルギーによ
って充電されるコンデンサー１１と、コンデンサー１１
の放電電流の逆流を防ぐダイオード１２より構成されて
いる。
回路３１によってオン、オフするトランジスタ９と、ト
ランジスタ９がオンのときエネルギーを蓄積し、オフの
とき蓄積したエネルギーを放出するチョークコイル１０
と、チョークコイル１０から放出されたエネルギーによ
って充電されるコンデンサー１１と、コンデンサー１１
の放電電流の逆流を防ぐダイオード１２より構成されて
いる。
【０００４】コンバータ回路１３は、コンバータ制御回
路１４から出力される制御信号に基づいてオン、オフす
るトランジスタ１５と、入力電圧を所定の電圧に変換す
るトランス１６と、トランス１６の１次巻線に直列に挿
入されたダイオード１７と、ダイオード１９Ａ、１９
Ｂ、コイル２０、及びコンデンサ２１より成る二次整流
平滑回路１８と、直流負荷が接続される端子２２Ａ、２
２Ｂより構成されている。
路１４から出力される制御信号に基づいてオン、オフす
るトランジスタ１５と、入力電圧を所定の電圧に変換す
るトランス１６と、トランス１６の１次巻線に直列に挿
入されたダイオード１７と、ダイオード１９Ａ、１９
Ｂ、コイル２０、及びコンデンサ２１より成る二次整流
平滑回路１８と、直流負荷が接続される端子２２Ａ、２
２Ｂより構成されている。
【０００５】チョッパー制御回路３１は、ブリッジ整流
器７の出力電圧を検出する電圧検出手段２３と、コンデ
ンサ１１の電圧を検出すると共に検出電圧を所定の値で
分圧した電圧を出力する電圧検出手段２４と、電圧検出
手段２４の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して誤
差信号を出力する誤差増幅器２５と、電圧検出手段２３
から出力される電圧信号と誤差増幅器２５から出力され
る誤差信号を乗算して、基準信号を生成する乗算器２６
と、昇圧チョッパー回路８に流れる電流を検出して、電
流信号を出力する電流検出手段２７と、乗算器２６から
出力される基準信号と電流検出手段２７から出力される
電流信号の誤差を増幅して誤差信号を出力する誤差増幅
器２８と、所定の周波数（トランジスタ９のスイッチン
グ周波数）の鋸歯状波の信号を出力する発振器２９と、
誤差増幅器２８から出力される誤差信号と発振器から出
力される鋸歯状波の信号を比較して、誤差信号のレベル
に応じたデューティ比のパルス信号を出力し、昇圧チョ
ッパー回路８のトランジスタ９のオン、オフを制御する
比較回路３０より構成されている。
器７の出力電圧を検出する電圧検出手段２３と、コンデ
ンサ１１の電圧を検出すると共に検出電圧を所定の値で
分圧した電圧を出力する電圧検出手段２４と、電圧検出
手段２４の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して誤
差信号を出力する誤差増幅器２５と、電圧検出手段２３
から出力される電圧信号と誤差増幅器２５から出力され
る誤差信号を乗算して、基準信号を生成する乗算器２６
と、昇圧チョッパー回路８に流れる電流を検出して、電
流信号を出力する電流検出手段２７と、乗算器２６から
出力される基準信号と電流検出手段２７から出力される
電流信号の誤差を増幅して誤差信号を出力する誤差増幅
器２８と、所定の周波数（トランジスタ９のスイッチン
グ周波数）の鋸歯状波の信号を出力する発振器２９と、
誤差増幅器２８から出力される誤差信号と発振器から出
力される鋸歯状波の信号を比較して、誤差信号のレベル
に応じたデューティ比のパルス信号を出力し、昇圧チョ
ッパー回路８のトランジスタ９のオン、オフを制御する
比較回路３０より構成されている。
【０００６】以下、上記した直流安定化電源回路の動作
を説明する。まず、交流電源１からブリッジ整流器７に
交流電圧が印加されると、ブリッジ整流器７は交流電圧
を一次整流して、直流電流として昇圧チョッパー回路８
に供給する。この昇圧チョッパー回路８への電圧は電圧
検出手段２３で検出され、電圧信号が乗算器２６に出力
される。
を説明する。まず、交流電源１からブリッジ整流器７に
交流電圧が印加されると、ブリッジ整流器７は交流電圧
を一次整流して、直流電流として昇圧チョッパー回路８
に供給する。この昇圧チョッパー回路８への電圧は電圧
検出手段２３で検出され、電圧信号が乗算器２６に出力
される。
【０００７】直流電圧を入力した昇圧チョッパー回路８
は、入力電圧に基づいてトランジスタ９のオン、オフと
チョークコイル１０のエネルギーの蓄積と放出によっ
て、コンデンサ１１を充電する。コンデンサ１１が充電
されると、コンバータ回路１３がトランジスタ１５のオ
ン、オフによって充電電圧を所定の電圧に変換して直流
負荷に供給する。
は、入力電圧に基づいてトランジスタ９のオン、オフと
チョークコイル１０のエネルギーの蓄積と放出によっ
て、コンデンサ１１を充電する。コンデンサ１１が充電
されると、コンバータ回路１３がトランジスタ１５のオ
ン、オフによって充電電圧を所定の電圧に変換して直流
負荷に供給する。
【０００８】コンデンサ１１の充電電圧は、電圧検出部
２４によって検出され、所定の値で分圧した電圧値が誤
差増幅器２５に出力される。誤差増幅器２５はコンデン
サ１１の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して、誤
差信号として乗算器２６に出力し、乗算器２６は電圧検
出手段２３から出力される電圧信号と誤差信号を乗算し
て、基準信号として誤差増幅器２８に出力する。一方、
電流検出手段２７は、昇圧チョッパー回路８の回路電流
を検出して、誤差増幅器２８に電流信号を出力してお
り、誤差増幅器２８から基準信号と電流信号の誤差が比
較回路３０に出力される。比較回路３０は誤差信号と発
振器２９より鋸歯状波の信号を入力しており、誤差信号
と鋸歯状波の信号を比較して、誤差信号のレベルに応じ
たデューティ比のパルス信号を出力し、トランジスタ９
のオン、オフを制御する。トランジスタ９のオン、オフ
を制御することにより、昇圧チョッパー回路８への入力
電流波形を交流電源電圧波形と同形、つまり、正弦波に
制御する。これによって電力系統等へ各種障害を及ぼす
高調波電流の発生を抑制する。
２４によって検出され、所定の値で分圧した電圧値が誤
差増幅器２５に出力される。誤差増幅器２５はコンデン
サ１１の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して、誤
差信号として乗算器２６に出力し、乗算器２６は電圧検
出手段２３から出力される電圧信号と誤差信号を乗算し
て、基準信号として誤差増幅器２８に出力する。一方、
電流検出手段２７は、昇圧チョッパー回路８の回路電流
を検出して、誤差増幅器２８に電流信号を出力してお
り、誤差増幅器２８から基準信号と電流信号の誤差が比
較回路３０に出力される。比較回路３０は誤差信号と発
振器２９より鋸歯状波の信号を入力しており、誤差信号
と鋸歯状波の信号を比較して、誤差信号のレベルに応じ
たデューティ比のパルス信号を出力し、トランジスタ９
のオン、オフを制御する。トランジスタ９のオン、オフ
を制御することにより、昇圧チョッパー回路８への入力
電流波形を交流電源電圧波形と同形、つまり、正弦波に
制御する。これによって電力系統等へ各種障害を及ぼす
高調波電流の発生を抑制する。
【０００９】図６は、この直流安定化電源回路６に交流
負荷用の位相制御回路２を接続したものであり、ドライ
ブ制御回路５で位相制御スイッチ３のオン、オフを制御
することにより位相制御負荷４の位相制御を行うように
構成されている。
負荷用の位相制御回路２を接続したものであり、ドライ
ブ制御回路５で位相制御スイッチ３のオン、オフを制御
することにより位相制御負荷４の位相制御を行うように
構成されている。
【００１０】しかし、図６の電子機器用電源回路による
と、図７の(A) に示す交流電源電圧Ｖinが交流電源１よ
り出力されると、位相制御負荷４に図７の(B) に示す位
相制御電圧Ｖa が印加され、ブリッジ整流器７より図７
の(C) に示す電圧Ｖb が出力され、直流安定化電源回路
６に図７の(D) に示す電流Ｉb が供給され、位相制御回
路２に図７の(E) に示す電流Ｉa が供給される。従っ
て、交流電源１より供給される電流Ｉa ＋Ｉb は図７の
(F) に示す電流Ｉa+b になる。その結果、高調波障害を
発生することになる。
と、図７の(A) に示す交流電源電圧Ｖinが交流電源１よ
り出力されると、位相制御負荷４に図７の(B) に示す位
相制御電圧Ｖa が印加され、ブリッジ整流器７より図７
の(C) に示す電圧Ｖb が出力され、直流安定化電源回路
６に図７の(D) に示す電流Ｉb が供給され、位相制御回
路２に図７の(E) に示す電流Ｉa が供給される。従っ
て、交流電源１より供給される電流Ｉa ＋Ｉb は図７の
(F) に示す電流Ｉa+b になる。その結果、高調波障害を
発生することになる。
【００１１】そこで、このような位相制御回路と直流安
定化電源回路を組み合わせた電子機器用電源回路の高調
波障害を抑制するための高調波抑制回路が、例えば、特
開平６−１２１５２３号によって提案されている。この
高調波抑制回路は、位相制御回路が交流負荷へ電流を供
給する期間だけ直流安定化電源回路の動作を停止させる
構成を有する。
定化電源回路を組み合わせた電子機器用電源回路の高調
波障害を抑制するための高調波抑制回路が、例えば、特
開平６−１２１５２３号によって提案されている。この
高調波抑制回路は、位相制御回路が交流負荷へ電流を供
給する期間だけ直流安定化電源回路の動作を停止させる
構成を有する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の高調波
抑制回路によると、直流安定化電源回路の電力と、位相
制御回路の電力がほぼ同等でないと機器の合成入力電流
波形が正弦波にならないという不都合がある。
抑制回路によると、直流安定化電源回路の電力と、位相
制御回路の電力がほぼ同等でないと機器の合成入力電流
波形が正弦波にならないという不都合がある。
【００１３】従って、本発明の目的は直流安定化電源回
路と位相制御回路の電力が同等でないときでも高調波の
発生を抑制することができる電子機器用電源回路を提供
することである。
路と位相制御回路の電力が同等でないときでも高調波の
発生を抑制することができる電子機器用電源回路を提供
することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を実現
するため、交流電源電圧の所定の位相幅にわたってオン
して得られた交流負荷用交流電圧に基づいて上記位相幅
に応じた交流電力を交流負荷に供給する位相制御手段
と、交流電源電圧に応じた第１の信号と交流負荷の交流
電力に応じた第２の信号の絶対値の差に応じた合成信号
を出力する信号合成手段と、交流電源電圧を整流して得
られた直流電圧を昇圧して直流負荷用直流電圧を発生す
る昇圧チョッパー手段と、合成信号に基づいて昇圧チョ
ッパー手段の昇圧スイッチング動作のデューティ比を制
御して、交流負荷の負荷電流と直流負荷の負荷電流の和
の電流波形を交流電源電圧の波形に対応させる制御手段
を備えた電子機器用電源回路を提供するものである。
するため、交流電源電圧の所定の位相幅にわたってオン
して得られた交流負荷用交流電圧に基づいて上記位相幅
に応じた交流電力を交流負荷に供給する位相制御手段
と、交流電源電圧に応じた第１の信号と交流負荷の交流
電力に応じた第２の信号の絶対値の差に応じた合成信号
を出力する信号合成手段と、交流電源電圧を整流して得
られた直流電圧を昇圧して直流負荷用直流電圧を発生す
る昇圧チョッパー手段と、合成信号に基づいて昇圧チョ
ッパー手段の昇圧スイッチング動作のデューティ比を制
御して、交流負荷の負荷電流と直流負荷の負荷電流の和
の電流波形を交流電源電圧の波形に対応させる制御手段
を備えた電子機器用電源回路を提供するものである。
【００１５】上記信号合成手段は、交流電源電圧を整流
して得られた直流電圧を上記第１の信号とし、交流負荷
用交流電圧、或いはそれに基づく交流電流を上記第２の
信号とし、第１、及び第２の信号を差動増幅する差動増
幅回路を含み、上記制御手段は、直流負荷用直流電圧に
応じた電圧信号を基準電圧信号と比較して第１の誤差信
号を出力する第１の比較回路と、第１の誤差信号と差動
増幅回路の出力を乗算して乗算信号を出力する乗算回路
と、直流負荷の直流電流に応じた電流信号と乗算信号を
比較して第２の誤差信号を出力する第２の比較回路と、
第２の誤差信号を基準発振信号と比較してＰＷＭ信号を
出力するＰＷＭ回路を備え、ＰＷＭ信号によって前記昇
圧チョパー手段のスイッチングトランジスタをオン、オ
フする構成を有していることが好ましい。
して得られた直流電圧を上記第１の信号とし、交流負荷
用交流電圧、或いはそれに基づく交流電流を上記第２の
信号とし、第１、及び第２の信号を差動増幅する差動増
幅回路を含み、上記制御手段は、直流負荷用直流電圧に
応じた電圧信号を基準電圧信号と比較して第１の誤差信
号を出力する第１の比較回路と、第１の誤差信号と差動
増幅回路の出力を乗算して乗算信号を出力する乗算回路
と、直流負荷の直流電流に応じた電流信号と乗算信号を
比較して第２の誤差信号を出力する第２の比較回路と、
第２の誤差信号を基準発振信号と比較してＰＷＭ信号を
出力するＰＷＭ回路を備え、ＰＷＭ信号によって前記昇
圧チョパー手段のスイッチングトランジスタをオン、オ
フする構成を有していることが好ましい。
【００１６】
【作用】共通の交流電源から交流負荷と直流負荷へ同時
に電力を供給する。交流負荷への電力供給は位相制御手
段の導通角（オンの位相幅）を制御することによって制
御される。交流負荷用交流電圧は交流電源電圧と差動増
幅されて合成信号が生成される。この合成信号が直流負
荷用直流電圧と基準電圧の差に応じた誤差信号と乗算さ
れて乗算信号を生成する。直流負荷用直流電流がこの乗
算信号と比較されて電流誤差が生成される。この電流誤
差信号がＰＷＭ用基準信号と比較されてＰＷＭ制御信号
が生成される。このＰＷＭ制御信号によって昇圧チョパ
ー手段のチョークコイルのエネルギーの蓄積、及び放出
の時限制御が行われる。これによって交流負荷用電流と
直流負荷用電流の和が交流電源電圧の波形に一致させら
れる。
に電力を供給する。交流負荷への電力供給は位相制御手
段の導通角（オンの位相幅）を制御することによって制
御される。交流負荷用交流電圧は交流電源電圧と差動増
幅されて合成信号が生成される。この合成信号が直流負
荷用直流電圧と基準電圧の差に応じた誤差信号と乗算さ
れて乗算信号を生成する。直流負荷用直流電流がこの乗
算信号と比較されて電流誤差が生成される。この電流誤
差信号がＰＷＭ用基準信号と比較されてＰＷＭ制御信号
が生成される。このＰＷＭ制御信号によって昇圧チョパ
ー手段のチョークコイルのエネルギーの蓄積、及び放出
の時限制御が行われる。これによって交流負荷用電流と
直流負荷用電流の和が交流電源電圧の波形に一致させら
れる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の電子機器用電源回路につい
て、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
て、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１８】図１には、本発明の一実施例として、複写
機に適用される電子機器用電源回路の構成が示されてい
る。この電子機器用電源回路は、露光ランプ等の位相制
御負荷４の位相制御を行う位相制御回路２と、ＤＣモー
タ、制御ＩＣ等の直流負荷へ給電を行う直流安定化電源
回路６より構成されている。
機に適用される電子機器用電源回路の構成が示されてい
る。この電子機器用電源回路は、露光ランプ等の位相制
御負荷４の位相制御を行う位相制御回路２と、ＤＣモー
タ、制御ＩＣ等の直流負荷へ給電を行う直流安定化電源
回路６より構成されている。
【００１９】位相制御回路２は、所定のタイミングで制
御信号を出力するドライブ制御回路５と、この制御信号
に基づいてオン、オフして、交流負荷４に所定の位相幅
にわたって交流電流Ｉa を供給する位相制御スイッチ３
を有して構成されている。
御信号を出力するドライブ制御回路５と、この制御信号
に基づいてオン、オフして、交流負荷４に所定の位相幅
にわたって交流電流Ｉa を供給する位相制御スイッチ３
を有して構成されている。
【００２０】直流安定化電源回路６は、交流電源１から
入力した交流電圧Ｖinを一次整流して直流電圧に変換す
るブリッジ整流器７と、この直流電圧を昇圧する昇圧チ
ョッパー回路８と、昇圧チョッパー回路８の出力電圧を
所定の電圧に変換して直流負荷に出力するコンバータ回
路１３と、昇圧チョッパー回路８を制御するチョッパー
制御回路３１と、位相制御負荷４に印加される電圧Ｖa
を検出し、その絶対値の電圧信号Ｖc を出力する位相制
御電圧検出手段３２を備えて構成されている。
入力した交流電圧Ｖinを一次整流して直流電圧に変換す
るブリッジ整流器７と、この直流電圧を昇圧する昇圧チ
ョッパー回路８と、昇圧チョッパー回路８の出力電圧を
所定の電圧に変換して直流負荷に出力するコンバータ回
路１３と、昇圧チョッパー回路８を制御するチョッパー
制御回路３１と、位相制御負荷４に印加される電圧Ｖa
を検出し、その絶対値の電圧信号Ｖc を出力する位相制
御電圧検出手段３２を備えて構成されている。
【００２１】昇圧チョッパー回路８は、チョッパー制御
回路３１によってオン、オフするトランジスタ９と、ト
ランジスタ９がオンのときエネルギーを蓄積し、オフの
とき蓄積したエネルギーを放出するチョークコイル１０
と、チョークコイル１０から放出されたエネルギーによ
って充電されるコンデンサー１１と、当該コンデンサー
１１の放電電流の逆流を防ぐダイオード１２より構成さ
れている。
回路３１によってオン、オフするトランジスタ９と、ト
ランジスタ９がオンのときエネルギーを蓄積し、オフの
とき蓄積したエネルギーを放出するチョークコイル１０
と、チョークコイル１０から放出されたエネルギーによ
って充電されるコンデンサー１１と、当該コンデンサー
１１の放電電流の逆流を防ぐダイオード１２より構成さ
れている。
【００２２】コンバータ回路１３は、コンバータ制御回
路１４から出力される制御信号に基づいてオン、オフす
るトランジスタ１５と、一次巻線に印加される入力電圧
を所定の電圧に変換するトランス１６と、トランス１６
の１次巻線に直列に挿入されたダイオード１７と、ダイ
オード１９Ａ、１９Ｂ、コイル２０、及びコンデンサ２
１より成る二次整流平滑回路１８と、ＤＣモータ、制御
ＩＣ等の直流負荷が接続される端子２２Ａ、２２Ｂより
構成されている。
路１４から出力される制御信号に基づいてオン、オフす
るトランジスタ１５と、一次巻線に印加される入力電圧
を所定の電圧に変換するトランス１６と、トランス１６
の１次巻線に直列に挿入されたダイオード１７と、ダイ
オード１９Ａ、１９Ｂ、コイル２０、及びコンデンサ２
１より成る二次整流平滑回路１８と、ＤＣモータ、制御
ＩＣ等の直流負荷が接続される端子２２Ａ、２２Ｂより
構成されている。
【００２３】チョッパー制御回路３１は、ブリッジ整流
器７の出力電圧を検出して、電圧信号Ｖb (a) を出力す
る電圧検出手段２３と、位相制御負荷４の印加電圧Ｖa
を検出して、その絶対値の電圧信号Ｖc (b) を出力する
位相制御電圧検出手段３２と、電圧検出手段２３より出
力される電圧信号Ｖb (a) と位相制御電圧検出手段３２
より出力される電圧信号Ｖc (b) を減算、増幅して、合
成信号ｃを出力する信号合成手段３３と、コンデンサー
１１の電圧を検出すると共に検出電圧を所定の値で分圧
した電圧値として出力するコンデンサ電圧検出部２４
と、コンデンサ電圧検出部２４の電圧値と基準電圧Ｖ
REF の誤差を増幅して、誤差信号ｄを出力する誤差増幅
器２５と、合成手段３３から出力される合成信号ｃと誤
差増幅器２５から出力される誤差信号ｄを乗算して、基
準信号ｅを生成する乗算器２６と、昇圧チョッパー回路
８に流れる電流Ｉb ’を検出して、電流信号を出力する
電流検出手段２７と、乗算器２６から出力される基準信
号ｅと電流検出手段２７から出力される電流信号Ｉb ’
の誤差を増幅して、誤差信号ｆを出力する誤差増幅器２
８と、所定の周波数（トランジスタ９のスイッチング周
波数）の鋸歯状波の信号ｇを出力する発振器２９と、誤
差増幅器２８から出力される誤差信号ｆと発振器から出
力される鋸歯状波の信号ｇを比較して、誤差信号ｆのレ
ベルに応じたデューティ比のパルス信号ｈを出力し、昇
圧チョッパー回路８のトランジスタ９のオン、オフを制
御する比較回路３０より構成されている。
器７の出力電圧を検出して、電圧信号Ｖb (a) を出力す
る電圧検出手段２３と、位相制御負荷４の印加電圧Ｖa
を検出して、その絶対値の電圧信号Ｖc (b) を出力する
位相制御電圧検出手段３２と、電圧検出手段２３より出
力される電圧信号Ｖb (a) と位相制御電圧検出手段３２
より出力される電圧信号Ｖc (b) を減算、増幅して、合
成信号ｃを出力する信号合成手段３３と、コンデンサー
１１の電圧を検出すると共に検出電圧を所定の値で分圧
した電圧値として出力するコンデンサ電圧検出部２４
と、コンデンサ電圧検出部２４の電圧値と基準電圧Ｖ
REF の誤差を増幅して、誤差信号ｄを出力する誤差増幅
器２５と、合成手段３３から出力される合成信号ｃと誤
差増幅器２５から出力される誤差信号ｄを乗算して、基
準信号ｅを生成する乗算器２６と、昇圧チョッパー回路
８に流れる電流Ｉb ’を検出して、電流信号を出力する
電流検出手段２７と、乗算器２６から出力される基準信
号ｅと電流検出手段２７から出力される電流信号Ｉb ’
の誤差を増幅して、誤差信号ｆを出力する誤差増幅器２
８と、所定の周波数（トランジスタ９のスイッチング周
波数）の鋸歯状波の信号ｇを出力する発振器２９と、誤
差増幅器２８から出力される誤差信号ｆと発振器から出
力される鋸歯状波の信号ｇを比較して、誤差信号ｆのレ
ベルに応じたデューティ比のパルス信号ｈを出力し、昇
圧チョッパー回路８のトランジスタ９のオン、オフを制
御する比較回路３０より構成されている。
【００２４】信号合成手段３３は、図２に示すように、
電圧検出手段２３より出力される電圧信号Ｖb (a) と位
相制御電圧検出手段３２より出力される電圧信号Ｖ
c (b) を減算、増幅するオペアンプ３４と、位相制御回
路２の電力と直流安定化電源回路６の電力に対して、オ
ペアンプ３４の減算、増幅値の設定を行う抵抗Ｒ1 、Ｒ
2を有して構成されている。
電圧検出手段２３より出力される電圧信号Ｖb (a) と位
相制御電圧検出手段３２より出力される電圧信号Ｖ
c (b) を減算、増幅するオペアンプ３４と、位相制御回
路２の電力と直流安定化電源回路６の電力に対して、オ
ペアンプ３４の減算、増幅値の設定を行う抵抗Ｒ1 、Ｒ
2を有して構成されている。
【００２５】以下、本発明の電子機器用電源回路の動作
について、図３のタイミングチャートを参照しながら説
明する。
について、図３のタイミングチャートを参照しながら説
明する。
【００２６】まず、図３の(A) に示す交流電源電圧Ｖin
が交流電源１より出力されると、位相制御スイッチ３の
位相制御によって、図３の(B) に示す位相制御電圧Ｖa
が位相制御負荷４に印加され、位相制御負荷４に所定の
位相幅（９０°の導通角）にわたって交流電流Ｉa が供
給される。位相制御負荷４に印加される位相制御電圧Ｖ
a は、位相制御電圧検出手段３２によって検出され、図
３の(D) に示すように、位相制御電圧Ｖa の絶対値を表
す電圧信号Ｖc (b) として信号合成手段３３に出力され
る。
が交流電源１より出力されると、位相制御スイッチ３の
位相制御によって、図３の(B) に示す位相制御電圧Ｖa
が位相制御負荷４に印加され、位相制御負荷４に所定の
位相幅（９０°の導通角）にわたって交流電流Ｉa が供
給される。位相制御負荷４に印加される位相制御電圧Ｖ
a は、位相制御電圧検出手段３２によって検出され、図
３の(D) に示すように、位相制御電圧Ｖa の絶対値を表
す電圧信号Ｖc (b) として信号合成手段３３に出力され
る。
【００２７】また、交流電源１からブリッジ整流器７に
交流電圧Ｖinが印加されると、ブリッジ整流器７が交流
電圧Ｖinを一次整流して、直流電圧Ｖb (a) として昇圧
チョッパー回路８に供給する。この昇圧チョッパー回路
８の入力電圧Ｖb (a) は電圧検出手段２３によって検出
され、図３の(C) に示す電圧信号Ｖb (a) として信号合
成手段３３に出力される。
交流電圧Ｖinが印加されると、ブリッジ整流器７が交流
電圧Ｖinを一次整流して、直流電圧Ｖb (a) として昇圧
チョッパー回路８に供給する。この昇圧チョッパー回路
８の入力電圧Ｖb (a) は電圧検出手段２３によって検出
され、図３の(C) に示す電圧信号Ｖb (a) として信号合
成手段３３に出力される。
【００２８】直流電圧を入力した昇圧チョッパー回路８
は、制御トランジスタ９のオン、オフとチョークコイル
１０のエネルギーの蓄積と放出によって、コンデンサ１
１を充電する。コンデンサ１１が充電されると、コンバ
ータ回路１３がトランジスタ１５のオン、オフによって
充電電圧を直流負荷に応じた所定の電圧（例えば、５
Ｖ、１２Ｖ、２４Ｖ）に変換して、端子２２Ａ、２２Ｂ
に接続された直流負荷に供給する。
は、制御トランジスタ９のオン、オフとチョークコイル
１０のエネルギーの蓄積と放出によって、コンデンサ１
１を充電する。コンデンサ１１が充電されると、コンバ
ータ回路１３がトランジスタ１５のオン、オフによって
充電電圧を直流負荷に応じた所定の電圧（例えば、５
Ｖ、１２Ｖ、２４Ｖ）に変換して、端子２２Ａ、２２Ｂ
に接続された直流負荷に供給する。
【００２９】コンデンサ１１の充電電圧は、電圧検出手
段２４によって検出され、所定の値で分圧した電圧値が
誤差増幅器２５に出力される。誤差増幅器２５はコンデ
ンサ１１の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して、
誤差信号ｄとして乗算器２６に出力する。
段２４によって検出され、所定の値で分圧した電圧値が
誤差増幅器２５に出力される。誤差増幅器２５はコンデ
ンサ１１の電圧値と基準電圧ＶREF の誤差を増幅して、
誤差信号ｄとして乗算器２６に出力する。
【００３０】一方、信号合成手段３３は電圧検出手段２
３から出力される電圧信号Ｖb (a)と位相制御電圧検出
手段３２から出力される電圧信号Ｖc (b) を減算、増幅
して、図３の(E) に示す合成信号ｃを乗算器２６に出力
する。
３から出力される電圧信号Ｖb (a)と位相制御電圧検出
手段３２から出力される電圧信号Ｖc (b) を減算、増幅
して、図３の(E) に示す合成信号ｃを乗算器２６に出力
する。
【００３１】乗算器２６は信号合成手段３３から出力さ
れる合成信号ｃと誤差増幅器２５から出力される誤差信
号ｄを乗算し、基準電圧ＶREF に対してコンデンサ１１
の充電電圧が低い場合には、図３の(F) に示すような実
線の基準信号ｅを、また、基準電圧ＶREF に対してコン
デンサ１１の充電電圧が高い場合には、図３の(G) に示
すような実線の基準信号ｅを誤差増幅器２８に出力す
る。誤差増幅器２８はこの基準信号ｅと共に電流検出手
段２７で検出した昇圧チョッパー回路８の回路電流に基
づく電流信号Ｉb に応じた信号Ｉb ’を入力しており、
基準信号ｅと電流信号Ｉb ’の誤差を増幅した誤差信号
ｆ（ｄ−Ｉb ’）を比較回路３０に出力する。
れる合成信号ｃと誤差増幅器２５から出力される誤差信
号ｄを乗算し、基準電圧ＶREF に対してコンデンサ１１
の充電電圧が低い場合には、図３の(F) に示すような実
線の基準信号ｅを、また、基準電圧ＶREF に対してコン
デンサ１１の充電電圧が高い場合には、図３の(G) に示
すような実線の基準信号ｅを誤差増幅器２８に出力す
る。誤差増幅器２８はこの基準信号ｅと共に電流検出手
段２７で検出した昇圧チョッパー回路８の回路電流に基
づく電流信号Ｉb に応じた信号Ｉb ’を入力しており、
基準信号ｅと電流信号Ｉb ’の誤差を増幅した誤差信号
ｆ（ｄ−Ｉb ’）を比較回路３０に出力する。
【００３２】比較回路３０は、誤差信号ｆと発振器２９
より鋸歯状波の信号ｇを入力しており、誤差信号ｆと鋸
歯状波の信号ｇを比較して、誤差信号ｆのレベルに応じ
たデューティ比のパルス信号ｈをトランジスタ９に出力
し、パルス信号ｈに応じてトランジスタ９はオン、オフ
する。
より鋸歯状波の信号ｇを入力しており、誤差信号ｆと鋸
歯状波の信号ｇを比較して、誤差信号ｆのレベルに応じ
たデューティ比のパルス信号ｈをトランジスタ９に出力
し、パルス信号ｈに応じてトランジスタ９はオン、オフ
する。
【００３３】このように制御トランジスタ９のオン、オ
フを制御することによって、図３の(J) に示すように、
図３の(I) に示す位相制御回路２の入力電流波形Ｉa と
図３の(H) に示す直流安定化電源回路６の入力電流波形
Ｉb との合成入力電流波形Ｉ a+b をほぼ正弦波にするこ
とができ、電力系統等へ各種障害を及ぼす高調波電流の
発生を抑制することができる。
フを制御することによって、図３の(J) に示すように、
図３の(I) に示す位相制御回路２の入力電流波形Ｉa と
図３の(H) に示す直流安定化電源回路６の入力電流波形
Ｉb との合成入力電流波形Ｉ a+b をほぼ正弦波にするこ
とができ、電力系統等へ各種障害を及ぼす高調波電流の
発生を抑制することができる。
【００３４】図４には、本発明の第２の実施例が示され
ている。この実施例の電子機器用電源回路は、位相制御
回路２に電流検出手段３５を設け、電流検出手段３５か
ら信号合成手段３３に位相制御回路２の位相制御波形Ｉ
c を提供するようにしており、このような構成でも、第
１の実施例と同様な効果を得ることができる。
ている。この実施例の電子機器用電源回路は、位相制御
回路２に電流検出手段３５を設け、電流検出手段３５か
ら信号合成手段３３に位相制御回路２の位相制御波形Ｉ
c を提供するようにしており、このような構成でも、第
１の実施例と同様な効果を得ることができる。
【００３５】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明の電子機器用
電源回路によると、交流電源電圧と所定の位相幅の交流
負荷用交流電圧の絶対値の差に応じた合成信号に基づい
て昇圧チョッパー手段のスイッチングのデューティー比
を制御したので、交流負荷の負荷電流と直流負荷の負荷
電流の和の電流波形を交流電源電圧の波形に対応させる
ことができる。これによって交流負荷と直流負荷の電力
が同等でなくても高調波障害を抑制することができる。
電源回路によると、交流電源電圧と所定の位相幅の交流
負荷用交流電圧の絶対値の差に応じた合成信号に基づい
て昇圧チョッパー手段のスイッチングのデューティー比
を制御したので、交流負荷の負荷電流と直流負荷の負荷
電流の和の電流波形を交流電源電圧の波形に対応させる
ことができる。これによって交流負荷と直流負荷の電力
が同等でなくても高調波障害を抑制することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】一実施例の信号合成手段を示す回路図。
【図３】一実施例のタイミングチャート。
【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図。
【図５】従来の電子機器用電源回路を示す回路図。
【図６】従来の他の電子機器用電源回路を示す回路図。
【図７】従来の他の電子機器用電源回路のタイミングチ
ャート。
ャート。
１ 交流電源 ２ 位相制御回路 ３ 位相制御スイッチ ４ 位相制御負荷 ５ ドライブ制御回路 ６ 直流安定化電源回路 ７ ブリッジ整流器 ８ 昇圧チョッパー回路 ９ トランジスタ １０ チョークコイル １１ コンデンサ １２ ダイオード １３ コンバータ回路 １４ コンバータ制御回路 １５ トランジスタ １６ トランス １７ ダイオード １８ 二次整流平滑回路 １９Ａ，１９Ｂ ダイオード ２０ コイル ２１ コンデンサ ２２Ａ、２２Ｂ 端子 ２３ 電圧検出手段 ２４ 電圧検出手段 ２５ 誤差増幅器 ２６ 乗算器 ２７ 電流検出手段 ２８ 誤差増幅器 ２９ 発振器 ３０ 比較回路 ３１ チョッパー制御回路 ３２ 位相制御電圧検出手段 ３３ 信号合成手段 ３４ オペアンプ ３５ 位相制御電流検出手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｕ 7/48 9181−5Ｈ
Claims (3)
- 【請求項１】 交流負荷と直流負荷を有する電子機器用
電源回路において、 交流電源電圧の所定の位相幅にわたってオンして得られ
た交流負荷用交流電圧に基づいて前記位相幅に応じた交
流電力を前記交流負荷に供給する位相制御手段と、 前記交流電源電圧に応じた第１の信号と前記交流負荷の
交流電力に応じた第２の信号の絶対値の差に応じた合成
信号を出力する信号合成手段と、 前記交流電源電圧を整流して得られた直流電圧を昇圧し
て直流負荷用直流電圧を発生する昇圧チョッパー手段
と、 前記合成信号に基づいて前記昇圧チョッパー手段の昇圧
スイッチング動作のデューティ比を制御して、前記交流
負荷の負荷電流と前記直流負荷の負荷電流の和の電流波
形を前記交流電源電圧の波形に対応させる制御手段を備
えたことを特徴とする電子機器用電源回路。 - 【請求項２】 前記信号合成手段は、前記交流電源電圧
を整流して得られた前記直流電圧を前記第１の信号と
し、前記交流負荷用交流電圧を前記第２の信号とし、前
記第１、及び第２の信号を差動増幅する差動増幅回路を
含み、 前記制御手段は、前記直流負荷用直流電圧に応じた電圧
信号を基準電圧信号と比較して第１の誤差信号を出力す
る第１の比較回路と、前記第１の誤差信号と前記差動増
幅回路の出力を乗算して乗算信号を出力する乗算回路
と、前記直流負荷の前記直流電流に応じた電流信号と前
記乗算信号を比較して第２の誤差信号を出力する第２の
比較回路と、前記第２の誤差信号を基準発振信号と比較
してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路を備え、前記ＰＷ
Ｍ信号によって前記昇圧チョパー手段のスイッチングト
ランジスタをオン、オフする構成の請求項１の電子機器
用電源回路。 - 【請求項３】 前記信号合成手段は、前記交流電源電圧
を整流して得られた前記直流電圧を前記第１の信号と
し、前記交流負荷用交流電圧に基づく交流電流を前記第
２の信号とし、前記第１、及び第２の信号を差動増幅す
る差動増幅回路を含み、 前記制御手段は、前記直流負荷用直流電圧に応じた電圧
信号を基準電圧信号と比較して第１の誤差信号を出力す
る第１の比較回路と、前記第１の誤差信号と前記差動増
幅回路の出力を乗算して乗算信号を出力する乗算回路
と、前記直流負荷の前記直流電流に応じた電流信号と前
記乗算信号を比較して第２の誤差信号を出力する第２の
比較回路と、前記第２の誤差信号を基準発振信号と比較
してＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路を備え、前記ＰＷ
Ｍ信号によって前記昇圧チョパー手段のスイッチングト
ランジスタをオン、オフする構成の請求項１の電子機器
用電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6246606A JPH08111983A (ja) | 1994-10-12 | 1994-10-12 | 電子機器用電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6246606A JPH08111983A (ja) | 1994-10-12 | 1994-10-12 | 電子機器用電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08111983A true JPH08111983A (ja) | 1996-04-30 |
Family
ID=17150915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6246606A Pending JPH08111983A (ja) | 1994-10-12 | 1994-10-12 | 電子機器用電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08111983A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107656124A (zh) * | 2017-04-24 | 2018-02-02 | 深圳市华芯邦科技有限公司 | 无需外部采样电阻的Boost负载电流检测电路及方法 |
-
1994
- 1994-10-12 JP JP6246606A patent/JPH08111983A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107656124A (zh) * | 2017-04-24 | 2018-02-02 | 深圳市华芯邦科技有限公司 | 无需外部采样电阻的Boost负载电流检测电路及方法 |
| CN107656124B (zh) * | 2017-04-24 | 2023-06-09 | 深圳市华芯邦科技有限公司 | 无需外部采样电阻的Boost负载电流检测电路及方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7254048B2 (en) | Power supply capable of AC and DC input utilizing winding of transformer as boost inductor | |
| CN102739079B (zh) | 电源电路 | |
| WO2006027917A1 (ja) | 電源装置 | |
| WO1999049560A1 (fr) | Source d'energie | |
| JP2010124567A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3196554B2 (ja) | 電流モード型スイッチング安定化電源装置 | |
| JP3390688B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH11136942A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH08111983A (ja) | 電子機器用電源回路 | |
| JP2835279B2 (ja) | Ａｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3872172B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH089639A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2612220B2 (ja) | 整流電源装置 | |
| JPH09289770A (ja) | 高力率コンバータ | |
| JP3096229B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| TWI664790B (zh) | 分散式單級車載充電裝置及其方法 | |
| JP3161571B2 (ja) | 交流入力電源装置 | |
| JP3483128B2 (ja) | ランプ用電源回路 | |
| JP3096211B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2821844B2 (ja) | 交流アーク放電灯点灯用電源装置及び点灯方法 | |
| JP2581906Y2 (ja) | 三相ｃｖｃｆ装置 | |
| JP3288367B2 (ja) | 力率改善回路 | |
| JP3638064B2 (ja) | ワンコンバータ方式充電器の制御回路 | |
| JP3364498B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3231175B2 (ja) | スイッチング電源装置 |