JPH08115503A - 書込予補償を最適化する方法、書込予補償最適化回路およびディスクドライブ - Google Patents
書込予補償を最適化する方法、書込予補償最適化回路およびディスクドライブInfo
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- JPH08115503A JPH08115503A JP7256344A JP25634495A JPH08115503A JP H08115503 A JPH08115503 A JP H08115503A JP 7256344 A JP7256344 A JP 7256344A JP 25634495 A JP25634495 A JP 25634495A JP H08115503 A JPH08115503 A JP H08115503A
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- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10194—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using predistortion during writing
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 大量生産環境に適応した、部分応答最大尤度
（ＰＲＭＬ）磁気記録チャネルのための書込予補償最適
化を提供する。 【解決手段】 書込予補償の最適量は、磁気記録媒体に
最悪例の非線形遷移シフト（「ＮＬＳＴ」）を生ずるた
めの公知のトリビットデータパターンを書込み、記録さ
れたデータパターンを読戻し、最適化されるＰＲＭＬチ
ャネルと関連する１以上のイコライズされたデータサン
プルレベルのための平均二乗誤差（「ＭＳＥ」）を計算
することにより決定される。書込および読戻しプロセス
は、書込まれたパターンに適用される予補償の量を異な
らせて繰返される。書込予補償の最適量は、選択された
サンプルレベルに対するＭＳＥを最小化するかまたは３
値のＰＲＭＬサンプルレベルの中間および頂部または底
部の間のＭＳＥを最小化することで決定される。
（ＰＲＭＬ）磁気記録チャネルのための書込予補償最適
化を提供する。 【解決手段】 書込予補償の最適量は、磁気記録媒体に
最悪例の非線形遷移シフト（「ＮＬＳＴ」）を生ずるた
めの公知のトリビットデータパターンを書込み、記録さ
れたデータパターンを読戻し、最適化されるＰＲＭＬチ
ャネルと関連する１以上のイコライズされたデータサン
プルレベルのための平均二乗誤差（「ＭＳＥ」）を計算
することにより決定される。書込および読戻しプロセス
は、書込まれたパターンに適用される予補償の量を異な
らせて繰返される。書込予補償の最適量は、選択された
サンプルレベルに対するＭＳＥを最小化するかまたは３
値のＰＲＭＬサンプルレベルの中間および頂部または底
部の間のＭＳＥを最小化することで決定される。
Description
【０００１】
【発明の分野】この発明は磁気記録の分野に関する。よ
り特定的にはこの発明は、磁気記録システムにおける書
込プロセスの間にデータを搬送する波形に与えられる書
込予補償の量を最適化するための方法および装置に関す
る。
り特定的にはこの発明は、磁気記録システムにおける書
込プロセスの間にデータを搬送する波形に与えられる書
込予補償の量を最適化するための方法および装置に関す
る。
【０００２】
【発明の背景】書込予補償は、高密度磁気記録において
起こり得る非線形遷移シフト（「ＮＬＴＳ」）の影響の
最小化または除去に関連した技術である。非線形遷移シ
フトは、近接した間隔の磁気遷移間に生ずる磁気静的相
互作用によりもたらされる書込効果である。隣接した磁
気遷移がともに接近して記録されると、ＮＬＴＳは先行
する遷移のすぐ後に続く遷移が先行する遷移にシフトさ
れ、またはそれに引寄せられて、媒体上の間隔が理想か
ら変化することを引き起こす。訂正されないと、ＮＬＴ
Ｓは記録性能全体を大いに劣化させる。
起こり得る非線形遷移シフト（「ＮＬＴＳ」）の影響の
最小化または除去に関連した技術である。非線形遷移シ
フトは、近接した間隔の磁気遷移間に生ずる磁気静的相
互作用によりもたらされる書込効果である。隣接した磁
気遷移がともに接近して記録されると、ＮＬＴＳは先行
する遷移のすぐ後に続く遷移が先行する遷移にシフトさ
れ、またはそれに引寄せられて、媒体上の間隔が理想か
ら変化することを引き起こす。訂正されないと、ＮＬＴ
Ｓは記録性能全体を大いに劣化させる。
【０００３】磁気記録チャネルにおける書込波形のＮＬ
ＴＳの影響の例示は、共通の譲受人に譲渡された、「擬
似ランダムシーケンスを用いて磁気記録チャネルにおい
て非直線形を評価する装置および方法（“Apparatus an
d Method for Evaluating Nonlinearities in a Magnet
ic Recording Channel Using Pseudo-Random Sequence
s”）」と題された、１９９４年３月２２日出願の米国
特許出願連続番号第０８／２１５，６８６号で説明さ
れ、その開示全体をここに完全に記載されるごとく、こ
こに引用により援用する。また、ニュービー（Newby ）
らによる、「クラスＩＶ部分応答に関する非線形歪みの
影響（“The Effect of Nonlinear Distortion on Clas
s IV Partial Response ”）」と題された論文、IEEE T
rans. Magn.,Vol.22, 1203-1205（1986）でも説明され
る。
ＴＳの影響の例示は、共通の譲受人に譲渡された、「擬
似ランダムシーケンスを用いて磁気記録チャネルにおい
て非直線形を評価する装置および方法（“Apparatus an
d Method for Evaluating Nonlinearities in a Magnet
ic Recording Channel Using Pseudo-Random Sequence
s”）」と題された、１９９４年３月２２日出願の米国
特許出願連続番号第０８／２１５，６８６号で説明さ
れ、その開示全体をここに完全に記載されるごとく、こ
こに引用により援用する。また、ニュービー（Newby ）
らによる、「クラスＩＶ部分応答に関する非線形歪みの
影響（“The Effect of Nonlinear Distortion on Clas
s IV Partial Response ”）」と題された論文、IEEE T
rans. Magn.,Vol.22, 1203-1205（1986）でも説明され
る。
【０００４】磁気記録密度がますます大きくなるにつれ
て、書込予補償技術はＮＬＴＳの有害な影響を補償する
ためにますます重要になってきている。書込予補償は、
隣接して記録された遷移が磁気媒体に書込まれる時間を
遅延させて、このような隣接した遷移が意図されたとこ
ろ、すなわち書込クロック信号に対して媒体上に適切な
ビット間隔で記録されるようにすることを含む。書込予
補償回路の一例は、共通の譲受人に譲渡された、アボッ
ト（Abbott）らに対し１９９４年８月２３日に発行され
た米国特許第５，３４１，２４９号で開示され、その開
示全体をここに完全に記載されるごとく、ここに引用に
より援用する。
て、書込予補償技術はＮＬＴＳの有害な影響を補償する
ためにますます重要になってきている。書込予補償は、
隣接して記録された遷移が磁気媒体に書込まれる時間を
遅延させて、このような隣接した遷移が意図されたとこ
ろ、すなわち書込クロック信号に対して媒体上に適切な
ビット間隔で記録されるようにすることを含む。書込予
補償回路の一例は、共通の譲受人に譲渡された、アボッ
ト（Abbott）らに対し１９９４年８月２３日に発行され
た米国特許第５，３４１，２４９号で開示され、その開
示全体をここに完全に記載されるごとく、ここに引用に
より援用する。
【０００５】書込予補償回路は、ユーザデータストリー
ムがディスクに書込まれるとき、それを「見て」、２以
上の遷移がビット時間の介在なしに相互に直ちに後に続
く状態を検出する。書込予補償回路は、先行する遷移の
後に続く遷移の相対的な遅延（書込クロックに関する位
相）を調整して、書込クロック信号に対して予補償を実
行することができる。予補償の遅延を与えることで、影
響を受けた遷移が、書込クロック信号により確立した公
称ビットセル周期のパーセンテージとしてしばしば表現
される適切な量だけ時間的に遅延されることになる。書
込予補償回路は、適切な予補償遅延を実現させるため
に、たとえば８のプログラマブルなパーセンテージの遅
延増分を有してもよい。
ムがディスクに書込まれるとき、それを「見て」、２以
上の遷移がビット時間の介在なしに相互に直ちに後に続
く状態を検出する。書込予補償回路は、先行する遷移の
後に続く遷移の相対的な遅延（書込クロックに関する位
相）を調整して、書込クロック信号に対して予補償を実
行することができる。予補償の遅延を与えることで、影
響を受けた遷移が、書込クロック信号により確立した公
称ビットセル周期のパーセンテージとしてしばしば表現
される適切な量だけ時間的に遅延されることになる。書
込予補償回路は、適切な予補償遅延を実現させるため
に、たとえば８のプログラマブルなパーセンテージの遅
延増分を有してもよい。
【０００６】最近、部分応答（「ＰＲ」）信号送信と最
大尤度（「ＭＬ」）シーケンス検出（集合的に「ＰＲＭ
Ｌ」）のようなサンプリングされたデータ検出技術が、
磁気記録システムで用いられるようになった。ＰＲＭＬ
データチャネルアーキテクチャの一例は、上記のアボッ
ト（Abbott）らへの米国特許第５，３４１，２４９号で
示されている。磁気記録における最近のＰＲＭＬシステ
ムの出現で、非線形遷移シフトと書込予補償はそれゆえ
特別な関心となっている。これは、ＰＲＭＬ記録システ
ムが、最適性能を達成するために記録された磁気遷移間
に、基本的に線形重ね合わせ原理が成立することを要求
する線形チャネルとして典型的にモデル化されているた
めである。
大尤度（「ＭＬ」）シーケンス検出（集合的に「ＰＲＭ
Ｌ」）のようなサンプリングされたデータ検出技術が、
磁気記録システムで用いられるようになった。ＰＲＭＬ
データチャネルアーキテクチャの一例は、上記のアボッ
ト（Abbott）らへの米国特許第５，３４１，２４９号で
示されている。磁気記録における最近のＰＲＭＬシステ
ムの出現で、非線形遷移シフトと書込予補償はそれゆえ
特別な関心となっている。これは、ＰＲＭＬ記録システ
ムが、最適性能を達成するために記録された磁気遷移間
に、基本的に線形重ね合わせ原理が成立することを要求
する線形チャネルとして典型的にモデル化されているた
めである。
【０００７】ＰＲＭＬチャネルにおけるＮＬＴＳの識別
と測定に関する先行技術の代表例は、前記のニュービー
らの論文、パーマー（Palmer）らによる、「擬似ランダ
ムシーケンスを用いた非線形書込効果の識別（“Identi
fication of Nonlinear Write Effects Using PseudoRa
ndam Sequences”）」、IEEE Trans. Magn., Vol.23.23
77-2279（1987）、ジペロヴィッチ（Ziperovich）によ
る、「非線形歪みによるＰＲＭＬチャネルの性能の低下
（“Performance Degradation of PRML Channels Due t
o Nonlinear distortion”）」、IEEE Trans. Magn., V
ol.27, No.5, 4825-4827（1991）、および米国特許出願
連続番号第０８／２１５，６８６号で見ることができ
る。これらの文献や特許出願で概略が述べられたＮＬＴ
Ｓを測定するために開発された先行技術の方法は、概し
て変換ベースのアプローチまたは相関ベースのアプロー
チのいずれかに入る。さらに、スペクトル解析技術はＮ
ＬＴＳの影響を測定するために用いられてきた。
と測定に関する先行技術の代表例は、前記のニュービー
らの論文、パーマー（Palmer）らによる、「擬似ランダ
ムシーケンスを用いた非線形書込効果の識別（“Identi
fication of Nonlinear Write Effects Using PseudoRa
ndam Sequences”）」、IEEE Trans. Magn., Vol.23.23
77-2279（1987）、ジペロヴィッチ（Ziperovich）によ
る、「非線形歪みによるＰＲＭＬチャネルの性能の低下
（“Performance Degradation of PRML Channels Due t
o Nonlinear distortion”）」、IEEE Trans. Magn., V
ol.27, No.5, 4825-4827（1991）、および米国特許出願
連続番号第０８／２１５，６８６号で見ることができ
る。これらの文献や特許出願で概略が述べられたＮＬＴ
Ｓを測定するために開発された先行技術の方法は、概し
て変換ベースのアプローチまたは相関ベースのアプロー
チのいずれかに入る。さらに、スペクトル解析技術はＮ
ＬＴＳの影響を測定するために用いられてきた。
【０００８】パーマーらは、高速デジタルオシロスコー
プとコンピュータとを用いて非線形書込効果を識別す
る、変換ベースのアプローチの一例を提供している。パ
ーマーらによると、擬似ランダムシーケンスデータパタ
ーンが、デジタルオシロスコープによりコンピュータデ
ィスクに書込まれ、読戻されかつ捕獲される。デジタル
化した波形は、次いでフーリエ（Fourier ）変換を用い
てデジタルコンピュータで処理され、チャネル伝達関数
を得る。チャネル伝達関数の逆変換は、時間領域波形を
生ずるが、ここではさまざまなな非線形効果が、主ダイ
パルスのいずれかの側に表われるエコーまたは小さな摂
動として表われる。このアプローチは高価な機器の使用
を要求し、試験手順と計算の複雑な性質のために大量生
産環境には適していない。
プとコンピュータとを用いて非線形書込効果を識別す
る、変換ベースのアプローチの一例を提供している。パ
ーマーらによると、擬似ランダムシーケンスデータパタ
ーンが、デジタルオシロスコープによりコンピュータデ
ィスクに書込まれ、読戻されかつ捕獲される。デジタル
化した波形は、次いでフーリエ（Fourier ）変換を用い
てデジタルコンピュータで処理され、チャネル伝達関数
を得る。チャネル伝達関数の逆変換は、時間領域波形を
生ずるが、ここではさまざまなな非線形効果が、主ダイ
パルスのいずれかの側に表われるエコーまたは小さな摂
動として表われる。このアプローチは高価な機器の使用
を要求し、試験手順と計算の複雑な性質のために大量生
産環境には適していない。
【０００９】米国特許出願連続番号第０８／２１５，６
８６号において開示された相関ベースのアプローチは、
変換ベースのアプローチに対してより簡単にされた別の
方策を提供する。この先行出願において、パーマーらの
変換ベースのアプローチで得られるものとに類似した非
線形性に関する情報は、時間領域で相関技術の使用を介
して、たとえばオシロスコープで直接得られてもよい。
ＮＬＴＳの量は、周波数領域変換および操作の必要なし
に、かつデジタル化された波形をコンピュータにインポ
ートとして処理する必要なしに測定できるであろう。こ
のプロセスを用れば、書込波形の非線形性は、予め定め
られた擬似ランダムシーケンス波形を磁気記録媒体に書
込み、情報を読戻し、かつ関心ある非線形性が生ずるこ
とが知られている予め定められたシフトＭのための読戻
しシーケンスの自己相関を計算することにより決定され
るだろう。相関ベースのアプローチは、試験準備と手順
が簡単であるという利点があるが、上記で述べた技術を
用いて製造中に各記憶装置のための書込予予補償を最適
化することはまだ実用的ではない。
８６号において開示された相関ベースのアプローチは、
変換ベースのアプローチに対してより簡単にされた別の
方策を提供する。この先行出願において、パーマーらの
変換ベースのアプローチで得られるものとに類似した非
線形性に関する情報は、時間領域で相関技術の使用を介
して、たとえばオシロスコープで直接得られてもよい。
ＮＬＴＳの量は、周波数領域変換および操作の必要なし
に、かつデジタル化された波形をコンピュータにインポ
ートとして処理する必要なしに測定できるであろう。こ
のプロセスを用れば、書込波形の非線形性は、予め定め
られた擬似ランダムシーケンス波形を磁気記録媒体に書
込み、情報を読戻し、かつ関心ある非線形性が生ずるこ
とが知られている予め定められたシフトＭのための読戻
しシーケンスの自己相関を計算することにより決定され
るだろう。相関ベースのアプローチは、試験準備と手順
が簡単であるという利点があるが、上記で述べた技術を
用いて製造中に各記憶装置のための書込予予補償を最適
化することはまだ実用的ではない。
【００１０】スペクトル解析アプローチは、スペクトル
アナライザとデジタルコンピュータとを用いて、書込ま
れ次で磁気記録媒体から読戻される特定のデータパター
ンの高調波成分を測定する。変換ベースのアプローチの
ように、高価な機器が要求され大量生産への適用は実用
的ではない。
アナライザとデジタルコンピュータとを用いて、書込ま
れ次で磁気記録媒体から読戻される特定のデータパター
ンの高調波成分を測定する。変換ベースのアプローチの
ように、高価な機器が要求され大量生産への適用は実用
的ではない。
【００１１】公称読出／書込チャネルのためのＮＬＴＳ
の量が、この３つのアプローチのうち１つを用いて測定
された後、書込予補償の見積量（ＮＬＴＳの量に基づ
く）が、書込波形に与えられ、ＮＬＴＳが残っていれば
その量を決定するために、試験が繰返される。試験プロ
セスは、次いでＮＬＴＳを最小化する予補償の量が発見
されるまで繰返されてよい。
の量が、この３つのアプローチのうち１つを用いて測定
された後、書込予補償の見積量（ＮＬＴＳの量に基づ
く）が、書込波形に与えられ、ＮＬＴＳが残っていれば
その量を決定するために、試験が繰返される。試験プロ
セスは、次いでＮＬＴＳを最小化する予補償の量が発見
されるまで繰返されてよい。
【００１２】この先行技術のアプローチが非線形遷移シ
フトの量を決定し、制御された実験を通じて、公称読出
／書込チャネルおよびヘッド／媒体組合せのための書込
予補償の量をおおよその量を決定することができるが、
大量生産環境での個々の書込予補償の最適化はこれまで
は可能ではなかった。それゆえ、書込予補償の最適量を
決定できる大量生産に適した方法の必要性が生ずる。
フトの量を決定し、制御された実験を通じて、公称読出
／書込チャネルおよびヘッド／媒体組合せのための書込
予補償の量をおおよその量を決定することができるが、
大量生産環境での個々の書込予補償の最適化はこれまで
は可能ではなかった。それゆえ、書込予補償の最適量を
決定できる大量生産に適した方法の必要性が生ずる。
【００１３】したがって、たとえば製造工程の変化およ
び材料を考慮するために、大量生産環境で個々のディス
クドライブベースで書込予補償を最適化するために、現
存のディスクドライブハードウエアおよびマイクロプロ
セッサ容量を利用できるシステムを提供することが望ま
しいだろう。
び材料を考慮するために、大量生産環境で個々のディス
クドライブベースで書込予補償を最適化するために、現
存のディスクドライブハードウエアおよびマイクロプロ
セッサ容量を利用できるシステムを提供することが望ま
しいだろう。
【００１４】
【発明の概要】この発明の一般的な目的は、ＰＲＭＬ記
録チャネルにおいて書込予補償のより最適な量を決定す
ることにより、先行技術の欠点および不利を克服する書
込予補償最適化回路および関連の方法を提供することで
ある。
録チャネルにおいて書込予補償のより最適な量を決定す
ることにより、先行技術の欠点および不利を克服する書
込予補償最適化回路および関連の方法を提供することで
ある。
【００１５】この発明の別の目的は、ゾーンに分けられ
るデータ記録技術を用いるディスクドライブ記憶装置に
おいて、複数の異なった周波数記録ゾーンの各々におけ
る書込データに対して書込予補償の最適量が決定される
書込予補償を最適化する方法を提供することである。
るデータ記録技術を用いるディスクドライブ記憶装置に
おいて、複数の異なった周波数記録ゾーンの各々におけ
る書込データに対して書込予補償の最適量が決定される
書込予補償を最適化する方法を提供することである。
【００１６】この発明のより特定的な目的は、ＰＲＭＬ
チャネルを規定する選択された信号レベルの１つからイ
コライズされたサンプル誤差値を累算するためのレベル
セレクタおよび多目的の平均二乗誤差（「ＭＳＥ」）機
能ブロックとを含む書込予補償最適化回路を提供するこ
とである。
チャネルを規定する選択された信号レベルの１つからイ
コライズされたサンプル誤差値を累算するためのレベル
セレクタおよび多目的の平均二乗誤差（「ＭＳＥ」）機
能ブロックとを含む書込予補償最適化回路を提供するこ
とである。
【００１７】この発明のさらに別の目的は、ディスクド
ライブチャネルエレクトロニクスを含む超大規模集積回
路チップのボード上に完全に集積された書込予補償最適
化回路を提供することである。
ライブチャネルエレクトロニクスを含む超大規模集積回
路チップのボード上に完全に集積された書込予補償最適
化回路を提供することである。
【００１８】この発明の別の目的は、使用すべき記録パ
ターンに、最悪例のＮＬＴＳを隣接して記録された磁気
遷移に誘起する書込予補償最適化を提供することであ
る。
ターンに、最悪例のＮＬＴＳを隣接して記録された磁気
遷移に誘起する書込予補償最適化を提供することであ
る。
【００１９】この発明のより特定的な関連した目的は、
ここで開示されるような書込予補償に従って用いられる
トリビット記録パターンを提供することである。
ここで開示されるような書込予補償に従って用いられる
トリビット記録パターンを提供することである。
【００２０】この発明のこれらのそして別の目的、特徴
および局面に従って、書込予補償回路とこれを用いる方
法が開示される。この発明は、たとえばディスクドライ
ブの各々または他の磁気記憶装置が、製造時に書込予補
償のために個々に最適化されるのを可能にするという点
で、大量生産環境に理想的に適している。
および局面に従って、書込予補償回路とこれを用いる方
法が開示される。この発明は、たとえばディスクドライ
ブの各々または他の磁気記憶装置が、製造時に書込予補
償のために個々に最適化されるのを可能にするという点
で、大量生産環境に理想的に適している。
【００２１】好ましい実施例では、ＰＲＭＬ磁気記録チ
ャネルのための書込予補償の最適量が、予め定められた
データパターンが磁気記録媒体に書込まれるときにそれ
に書込予補償を行ない、記録されたデータパターンを読
戻し、最適化されるべきＰＲＭＬチャネルに関連のイコ
ライズされた信号レベルの１つまたは２つ以上につい
て、集積回路を用いてＭＳＥを計算することで決定され
る。選択された信号レベルに対する最小のＭＳＥが得ら
れるまで、書込および読出プロセスは、書込まれたパタ
ーンに適用されるさまざまな量の書込予補償で繰返され
る。
ャネルのための書込予補償の最適量が、予め定められた
データパターンが磁気記録媒体に書込まれるときにそれ
に書込予補償を行ない、記録されたデータパターンを読
戻し、最適化されるべきＰＲＭＬチャネルに関連のイコ
ライズされた信号レベルの１つまたは２つ以上につい
て、集積回路を用いてＭＳＥを計算することで決定され
る。選択された信号レベルに対する最小のＭＳＥが得ら
れるまで、書込および読出プロセスは、書込まれたパタ
ーンに適用されるさまざまな量の書込予補償で繰返され
る。
【００２２】好ましい最適化ルーチンにおいて、記録さ
れた波形へ最悪例のＮＬＴＳをもたらし、読戻し波形の
ほとんど中間レベルサンプルをもたらすトリビットパタ
ーンが、ディスクドライブ記録システムの磁気記録ディ
スク上の記録トラック周辺に繰返し書込まれる。ここで
用いられる、「トリビット」という言葉は、最小ビット
間隔で相互に隣接して書込まれる３個の連続した磁気遷
移を指す。周期トリビットパターンは記録媒体から読戻
され、ＰＲＭＬチャネルクロックレートでＡ／Ｄコンバ
ータによりサンプリングされる。
れた波形へ最悪例のＮＬＴＳをもたらし、読戻し波形の
ほとんど中間レベルサンプルをもたらすトリビットパタ
ーンが、ディスクドライブ記録システムの磁気記録ディ
スク上の記録トラック周辺に繰返し書込まれる。ここで
用いられる、「トリビット」という言葉は、最小ビット
間隔で相互に隣接して書込まれる３個の連続した磁気遷
移を指す。周期トリビットパターンは記録媒体から読戻
され、ＰＲＭＬチャネルクロックレートでＡ／Ｄコンバ
ータによりサンプリングされる。
【００２３】読出チャネルからのイコライズされたサン
プル値は、ＭＳＥ機能ブロックへ伝送され、これは最適
化されるＰＲＭＬチャネルと関連する信号レベルの中
へ、受取られたサンプル値をマッピングする多重レベル
の量子化器を好ましくは有する。サンプリングされた読
出信号と期待されるサンプル値の間の誤差の二乗（また
は絶対値）は、多重レベル量子化器から出力される期待
されるサンプル値をも好ましくは受取るレベルセレクタ
により制御される積分ブロックへ与えられる。レベルセ
レクタ入力に基づいて、レベルセレクタは積分ブロック
へ信号を送り選択されたレベル内に入る読出信号サンプ
ルの誤差値を累算する。現在の好ましいＰＲ４チャネル
の例においては、中間レベルに対するＭＳＥの最小値、
または中間レベルのＭＳＥと頂部（または底部）レベル
のＭＳＥの間の最小差は、最小化したＮＬＴＳを示し、
したがって書込予補償の最適量を示す。
プル値は、ＭＳＥ機能ブロックへ伝送され、これは最適
化されるＰＲＭＬチャネルと関連する信号レベルの中
へ、受取られたサンプル値をマッピングする多重レベル
の量子化器を好ましくは有する。サンプリングされた読
出信号と期待されるサンプル値の間の誤差の二乗（また
は絶対値）は、多重レベル量子化器から出力される期待
されるサンプル値をも好ましくは受取るレベルセレクタ
により制御される積分ブロックへ与えられる。レベルセ
レクタ入力に基づいて、レベルセレクタは積分ブロック
へ信号を送り選択されたレベル内に入る読出信号サンプ
ルの誤差値を累算する。現在の好ましいＰＲ４チャネル
の例においては、中間レベルに対するＭＳＥの最小値、
または中間レベルのＭＳＥと頂部（または底部）レベル
のＭＳＥの間の最小差は、最小化したＮＬＴＳを示し、
したがって書込予補償の最適量を示す。
【００２４】現在好まれるゾーンに分けられたデータ記
録アーキテクチャを有するディスクドライブにおいて、
各記録ゾーンは書込予補償のために個々に最適化されて
よい。各記録ゾーンに対する最適化された書込予補償値
は、システム動作の間にデータがディスクの特別なゾー
ンへ書込まれるべきとき、書込予補償回路への検索と適
用のためにメモリに記憶されてもよい。
録アーキテクチャを有するディスクドライブにおいて、
各記録ゾーンは書込予補償のために個々に最適化されて
よい。各記録ゾーンに対する最適化された書込予補償値
は、システム動作の間にデータがディスクの特別なゾー
ンへ書込まれるべきとき、書込予補償回路への検索と適
用のためにメモリに記憶されてもよい。
【００２５】この発明のこれらおよび他の局面、特徴、
目的および利点は、添付図面と関連して呈示されるこの
発明の好ましい実施例の以下の詳細な説明を考慮する
と、より十分に理解され評価されるだろう。
目的および利点は、添付図面と関連して呈示されるこの
発明の好ましい実施例の以下の詳細な説明を考慮する
と、より十分に理解され評価されるだろう。
【００２６】
【好ましい実施例の詳細な説明】この発明は、ディスク
ドライブデータ記憶システムにおいてＰＲ４，ＭＬ記録
チャネルに関して開示されるが、当業者は、この発明が
たとえばＰＲチャネルの他のクラスおよびテープドライ
ブ記録システムのようなデジタル磁気記録システムの他
の形にも適用できることを理解するだろう。
ドライブデータ記憶システムにおいてＰＲ４，ＭＬ記録
チャネルに関して開示されるが、当業者は、この発明が
たとえばＰＲチャネルの他のクラスおよびテープドライ
ブ記録システムのようなデジタル磁気記録システムの他
の形にも適用できることを理解するだろう。
【００２７】システムの概要 図１を参照すると、プログラマブル適応型ＰＲＭＬ書込
／読出チャネルを組込む例示の高性能・大データ容量・
低コストディスクドライブ１０は、たとえば、ヘッドお
よびディスクアセンブリ（「ＨＤＡ」）１２と、少なく
とも１つの電子回路基板（ＰＣＢ）１４とを含む。ＨＤ
Ａ１２は多様な実施例およびサイズに従ってもよい。好
適なＨＤＡの一例は、共通の譲受人に譲渡された米国特
許第５，０２７，２４１号に開示される。別の好適なＨ
ＤＡは、共通の譲受人に譲渡された米国特許第４，６６
９，００４号に記載される。さらに別の好適なＨＤＡ
は、共通の譲渡人に譲渡された米国特許第５，０８４，
７９１号に記載される。さらに別のＨＤＡ構成は、共通
の譲受人に譲渡された、「ハードディスクドライブアー
キテクチャ（Hard Disk Drive Architecture）」と題さ
れた１９９２年５月１２日出願の米国出願連続番号０７
／８８１，６７８に説明される。これらの特許およびこ
の出願の開示をここに引用により援用する。
／読出チャネルを組込む例示の高性能・大データ容量・
低コストディスクドライブ１０は、たとえば、ヘッドお
よびディスクアセンブリ（「ＨＤＡ」）１２と、少なく
とも１つの電子回路基板（ＰＣＢ）１４とを含む。ＨＤ
Ａ１２は多様な実施例およびサイズに従ってもよい。好
適なＨＤＡの一例は、共通の譲受人に譲渡された米国特
許第５，０２７，２４１号に開示される。別の好適なＨ
ＤＡは、共通の譲受人に譲渡された米国特許第４，６６
９，００４号に記載される。さらに別の好適なＨＤＡ
は、共通の譲渡人に譲渡された米国特許第５，０８４，
７９１号に記載される。さらに別のＨＤＡ構成は、共通
の譲受人に譲渡された、「ハードディスクドライブアー
キテクチャ（Hard Disk Drive Architecture）」と題さ
れた１９９２年５月１２日出願の米国出願連続番号０７
／８８１，６７８に説明される。これらの特許およびこ
の出願の開示をここに引用により援用する。
【００２８】電子ＰＣＢ１４は、ドライブ１０のような
インテリジェントインタフェースディスクドライブサブ
システムのための回路を物理的に支持し、かつそれと電
気的に接続する。ＰＣＢ１４上に含まれる電子回路は、
アナログＰＲＭＬ読出／書込チャネル特定用途向けＩＣ
（「ＡＳＩＣ」）１５と、デジタルＰＲＭＬ読出／書込
チャネルＡＳＩＣ１７と、データシーケンサおよびキャ
ッシュバッファ制御装置１９と、キャッシュバッファメ
モリアレイ２１と、ＳＣＳＩ ＩＩターゲットのよう
な、バス２５を介してホスト計算機（図示せず）内のＳ
ＣＳＩ ＩＩホストイニシエータアダプタと通信するた
めのバスレベルのインタフェース構造を実現する高レベ
ルインタフェース制御装置２３とを含む。マイクロコン
トローラ５６は、シーケンサ１９と、インタフェース２
３と、サーボループ２４と、スピンドルモータ制御装置
２７と、プログラマブルアナログフィルタ／イコライザ
４０と、適応型ＦＩＲフィルタ４８と、ビタビ検出器５
０と、デジタルタイミング制御５４と、デジタル利得制
御６４と、「クロック回路回復のための開始位相を最適
化する方法、タイミング制御ループ発振器のための開始
位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネルおよびディス
ク記憶ドライブ」と題された、平成７年８月２２日に出
願された特願平７−２１３１７０で、その開示全体をこ
こに完全に記載するごとく引用により援用する、ゼロ位
相開始最適化回路５００との動作を制御し、かつ書込予
補償最適化機能（後に詳細に記載）に対してインテリジ
ェント制御を与えるためのマイクロバス制御構造３１を
含む。マイクロコントローラ５６は、シーケンサ／メモ
リ制御装置１９を介してＤＲＡＭメモリ２１への直接の
アクセスを備え、特定のアプリケーションに対する必要
に応じてオンボートおよびアウトボードのリードオンリ
プログラムメモリ（「ＲＯＭ」）をさらに含んでもよ
い。
インテリジェントインタフェースディスクドライブサブ
システムのための回路を物理的に支持し、かつそれと電
気的に接続する。ＰＣＢ１４上に含まれる電子回路は、
アナログＰＲＭＬ読出／書込チャネル特定用途向けＩＣ
（「ＡＳＩＣ」）１５と、デジタルＰＲＭＬ読出／書込
チャネルＡＳＩＣ１７と、データシーケンサおよびキャ
ッシュバッファ制御装置１９と、キャッシュバッファメ
モリアレイ２１と、ＳＣＳＩ ＩＩターゲットのよう
な、バス２５を介してホスト計算機（図示せず）内のＳ
ＣＳＩ ＩＩホストイニシエータアダプタと通信するた
めのバスレベルのインタフェース構造を実現する高レベ
ルインタフェース制御装置２３とを含む。マイクロコン
トローラ５６は、シーケンサ１９と、インタフェース２
３と、サーボループ２４と、スピンドルモータ制御装置
２７と、プログラマブルアナログフィルタ／イコライザ
４０と、適応型ＦＩＲフィルタ４８と、ビタビ検出器５
０と、デジタルタイミング制御５４と、デジタル利得制
御６４と、「クロック回路回復のための開始位相を最適
化する方法、タイミング制御ループ発振器のための開始
位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネルおよびディス
ク記憶ドライブ」と題された、平成７年８月２２日に出
願された特願平７−２１３１７０で、その開示全体をこ
こに完全に記載するごとく引用により援用する、ゼロ位
相開始最適化回路５００との動作を制御し、かつ書込予
補償最適化機能（後に詳細に記載）に対してインテリジ
ェント制御を与えるためのマイクロバス制御構造３１を
含む。マイクロコントローラ５６は、シーケンサ／メモ
リ制御装置１９を介してＤＲＡＭメモリ２１への直接の
アクセスを備え、特定のアプリケーションに対する必要
に応じてオンボートおよびアウトボードのリードオンリ
プログラムメモリ（「ＲＯＭ」）をさらに含んでもよ
い。
【００２９】プリント回路基板１４は、たとえば、ＰＲ
ＭＬ読出チャネルのサーボピーク検出部分によって与え
られる検出された実際のヘッド位置情報とマイクロコン
トローラ５６によって与えられる所望されるヘッド位置
とに基づいてヘッド位置を制御するための別個のマイク
ロプログラムされるデジタル信号プロセッサ（「ＤＳ
Ｐ」）を含むヘッドポジショナサーボ２４に関連する回
路をさらに支持する。スピンドルモータ制御回路２７
は、ディスク１６を所望される角速度で回転させるディ
スクスピンドルモータ１８を制御するために設けられ
る。
ＭＬ読出チャネルのサーボピーク検出部分によって与え
られる検出された実際のヘッド位置情報とマイクロコン
トローラ５６によって与えられる所望されるヘッド位置
とに基づいてヘッド位置を制御するための別個のマイク
ロプログラムされるデジタル信号プロセッサ（「ＤＳ
Ｐ」）を含むヘッドポジショナサーボ２４に関連する回
路をさらに支持する。スピンドルモータ制御回路２７
は、ディスク１６を所望される角速度で回転させるディ
スクスピンドルモータ１８を制御するために設けられ
る。
【００３０】ＨＤＡ１２は少なくとも１つのデータ記憶
ディスク１６を含む。ディスク１６は、スピンドルモー
タ制御／ドライバ回路２７によって制御される、速度調
節されたスピンドルモータ１８によって、所定の一定の
角速度で回転させられる。インラインのデータトランス
ジューサヘッドスタックアセンブリ２０は、たとえばヘ
ッド位置サーボループ回路２４により制御される回転ボ
イスコイルアクチュエータ２２によって位置づけられ
る。慣用のとおり、ヘッドスタックアセンブリ２０のデ
ータトランスジューサヘッド２６は、各ディスク１６の
ディスク面上で「フライング」の関係に置かれる。ヘッ
ドスタックアセンブリ２０はしたがって、たとえば、回
転するディスク１６の各記憶面上に規定される複数の同
心データ記憶トラック７１のうちの選択されるトラック
に対して薄膜データトランスジューサヘッド２６を位置
させる。薄膜ヘッドは現在のところ好ましいものである
が、たとえばＭｉＧヘッドまたは磁気抵抗ヘッドのよう
な他のタイプのヘッドがこの開示されるＰＲＭＬデータ
チャネルに用いられる場合でも、ディスクドライブ性能
における向上が実現される。
ディスク１６を含む。ディスク１６は、スピンドルモー
タ制御／ドライバ回路２７によって制御される、速度調
節されたスピンドルモータ１８によって、所定の一定の
角速度で回転させられる。インラインのデータトランス
ジューサヘッドスタックアセンブリ２０は、たとえばヘ
ッド位置サーボループ回路２４により制御される回転ボ
イスコイルアクチュエータ２２によって位置づけられ
る。慣用のとおり、ヘッドスタックアセンブリ２０のデ
ータトランスジューサヘッド２６は、各ディスク１６の
ディスク面上で「フライング」の関係に置かれる。ヘッ
ドスタックアセンブリ２０はしたがって、たとえば、回
転するディスク１６の各記憶面上に規定される複数の同
心データ記憶トラック７１のうちの選択されるトラック
に対して薄膜データトランスジューサヘッド２６を位置
させる。薄膜ヘッドは現在のところ好ましいものである
が、たとえばＭｉＧヘッドまたは磁気抵抗ヘッドのよう
な他のタイプのヘッドがこの開示されるＰＲＭＬデータ
チャネルに用いられる場合でも、ディスクドライブ性能
における向上が実現される。
【００３１】ヘッド２６はアクチュエータおよびヘッド
スタックアセンブリ２０の動きの各々と一致して位置づ
けられ、その結果の垂直に整列される円形データトラッ
ク位置はディスクドライブ技術においてしばしば「シリ
ンダ」と呼ばれる。記憶ディスクは、たとえば従来の態
様で好適な多層の磁気薄膜と保護のための炭素被覆とが
スパッタリングで堆積されたアルミニウム合金またはガ
ラスディスクであってもよい。小さいデータ記憶容量お
よび素原価を有するディスクドライブにおいて慣用であ
るような、メッキされた媒体およびまたはスピン被覆さ
れる酸化物媒体を含む他のディスクおよび磁気媒体が用
いられてもよい。
スタックアセンブリ２０の動きの各々と一致して位置づ
けられ、その結果の垂直に整列される円形データトラッ
ク位置はディスクドライブ技術においてしばしば「シリ
ンダ」と呼ばれる。記憶ディスクは、たとえば従来の態
様で好適な多層の磁気薄膜と保護のための炭素被覆とが
スパッタリングで堆積されたアルミニウム合金またはガ
ラスディスクであってもよい。小さいデータ記憶容量お
よび素原価を有するディスクドライブにおいて慣用であ
るような、メッキされた媒体およびまたはスピン被覆さ
れる酸化物媒体を含む他のディスクおよび磁気媒体が用
いられてもよい。
【００３２】ノイズ捕捉を低減するために、ヘッド選択
／読出チャネル前置増幅器２８が好ましくは薄膜ヘッド
２６の近傍にＨＤＡ１２内に含まれる。慣用のとおり、
前置増幅器２８は好ましくは薄い可撓性のプラスチック
プリント回路基板に搭載され接続される。可撓性のプラ
スチック基板の一部は、ＨＤＡ１２の外部に延びてＰＣ
Ｂ１４上に支持される回路との電気信号接続を与える。
代替的に、および同様に好ましくは、「ハードディスク
ドライブアーキテクチャ」と題される１９９２年５月１
２日出願の米国出願連続番号第０７／８８１，６７８号
に記載される構成で、前置増幅器２８は図１に示される
他の回路とＨＤＡ１２の外部で接続されてもよい。
／読出チャネル前置増幅器２８が好ましくは薄膜ヘッド
２６の近傍にＨＤＡ１２内に含まれる。慣用のとおり、
前置増幅器２８は好ましくは薄い可撓性のプラスチック
プリント回路基板に搭載され接続される。可撓性のプラ
スチック基板の一部は、ＨＤＡ１２の外部に延びてＰＣ
Ｂ１４上に支持される回路との電気信号接続を与える。
代替的に、および同様に好ましくは、「ハードディスク
ドライブアーキテクチャ」と題される１９９２年５月１
２日出願の米国出願連続番号第０７／８８１，６７８号
に記載される構成で、前置増幅器２８は図１に示される
他の回路とＨＤＡ１２の外部で接続されてもよい。
【００３３】双方向のユーザデータ経路３０はデジタル
集積回路１７をデータシーケンサおよびメモリ制御装置
１９と接続する。シーケンサ１９からのデータ経路３０
は、並直列変換器／直並列換回路（「ＳＥＲＤＥＳ」）
としても機能するエンコーダ／デコーダ（「ＥＮＤＥ
Ｃ」）３２に入る。この好ましい実施例において、ＥＮ
ＤＥＣ３２は、２進のデジタルバイトストリームを
（０，４，４）コードのような所定のデータコード化フ
ォーマットに従う、コード化されたデータシーケンスに
変換する。このコード化された直列データストリームは
次いで経路３３を介してプリコーダ３４に送られ、プリ
コーダ３４はそのデータをたとえば以下のＰＲ４のプリ
コード化アルゴリズムに従ってプリコードする。
集積回路１７をデータシーケンサおよびメモリ制御装置
１９と接続する。シーケンサ１９からのデータ経路３０
は、並直列変換器／直並列換回路（「ＳＥＲＤＥＳ」）
としても機能するエンコーダ／デコーダ（「ＥＮＤＥ
Ｃ」）３２に入る。この好ましい実施例において、ＥＮ
ＤＥＣ３２は、２進のデジタルバイトストリームを
（０，４，４）コードのような所定のデータコード化フ
ォーマットに従う、コード化されたデータシーケンスに
変換する。このコード化された直列データストリームは
次いで経路３３を介してプリコーダ３４に送られ、プリ
コーダ３４はそのデータをたとえば以下のＰＲ４のプリ
コード化アルゴリズムに従ってプリコードする。
【００３４】
【数１】
【００３５】プリコードされたデータは経路３５を介し
てアナログＩＣ１５内の書込ドライバ回路３６に送ら
れ、そこでそれは増幅され書込予補償回路７７４によっ
て予め補償され、次いで回路２８のヘッド選択機能を介
して、選択されたデータトランスジューサヘッド２６に
送られる。ヘッド２６はそのデータを、図２および図３
に示されるように、ディスク１６の選択されたデータ記
憶面上に規定された選択されたデータトラック７１内に
交互の磁束遷移のパターンとして書込む。
てアナログＩＣ１５内の書込ドライバ回路３６に送ら
れ、そこでそれは増幅され書込予補償回路７７４によっ
て予め補償され、次いで回路２８のヘッド選択機能を介
して、選択されたデータトランスジューサヘッド２６に
送られる。ヘッド２６はそのデータを、図２および図３
に示されるように、ディスク１６の選択されたデータ記
憶面上に規定された選択されたデータトラック７１内に
交互の磁束遷移のパターンとして書込む。
【００３６】埋込サーボパターンは、好ましくは共通の
譲受人に譲渡された「データトランスジューサヘッドの
ヘッドの位置を決定するための方法、サーボセクタパタ
ーン、ヘッド位置サーボループを有するディスクドライ
ブ、およびヘッド位置の値を決定する方法」と題される
平成３年８月１６日出願の平成３年特許願第２０５９９
５号に記載される方法に従って、サーボライタで書込ま
れ、その開示全体をここに完全に記載するごとく引用に
よりここに援用する。
譲受人に譲渡された「データトランスジューサヘッドの
ヘッドの位置を決定するための方法、サーボセクタパタ
ーン、ヘッド位置サーボループを有するディスクドライ
ブ、およびヘッド位置の値を決定する方法」と題される
平成３年８月１６日出願の平成３年特許願第２０５９９
５号に記載される方法に従って、サーボライタで書込ま
れ、その開示全体をここに完全に記載するごとく引用に
よりここに援用する。
【００３７】ここで図１に戻ると、再生中、選択され
た、たとえば薄膜データトランスジューサヘッド２６が
選択されたデータトラック７１上を近接して浮動する際
にそれによって感知された磁束遷移は前置増幅器回路２
８によって前置増幅される。前置増幅されたアナログ信
号（または「読出信号」）は経路２９上でアナログＩＣ
１５に送られて、アナログ可変利得増幅器（「ＶＧ
Ａ」）３７、固定利得増幅器３８、および第２のＶＧＡ
３９に送られる。制御された増幅の後、読出信号は次い
でプログラマブルアナログフィルタ／イコライザ段４０
を介して送られる。非読出時間の間は、アナログ自動利
得制御回路４２は制御回路４３を介してＶＧＡ３７の制
御入力に誤差電圧を与える。読出時間の間は、デジタル
利得制御回路６４からのデジタル利得制御値が利得ＤＡ
Ｃ６６によってアナログ値に変換されて経路を介して与
えられ第２のＶＧＡ３９を制御し、一方で、経路４３上
のアナログ誤差電圧は一定に保たれる。
た、たとえば薄膜データトランスジューサヘッド２６が
選択されたデータトラック７１上を近接して浮動する際
にそれによって感知された磁束遷移は前置増幅器回路２
８によって前置増幅される。前置増幅されたアナログ信
号（または「読出信号」）は経路２９上でアナログＩＣ
１５に送られて、アナログ可変利得増幅器（「ＶＧ
Ａ」）３７、固定利得増幅器３８、および第２のＶＧＡ
３９に送られる。制御された増幅の後、読出信号は次い
でプログラマブルアナログフィルタ／イコライザ段４０
を介して送られる。非読出時間の間は、アナログ自動利
得制御回路４２は制御回路４３を介してＶＧＡ３７の制
御入力に誤差電圧を与える。読出時間の間は、デジタル
利得制御回路６４からのデジタル利得制御値が利得ＤＡ
Ｃ６６によってアナログ値に変換されて経路を介して与
えられ第２のＶＧＡ３９を制御し、一方で、経路４３上
のアナログ誤差電圧は一定に保たれる。
【００３８】アナログフィルタ／イコライザ４０は、ト
ランスジューサヘッド２６がデータを読出している、選
択されたデータゾーン７０のデータ転送速度に対して最
適化されるようにプログラムされる。イコライズされた
アナログ読出信号は次いで、ユーザデータと同期される
と生データサンプル｛ｘk ｝を発生する高速フラッシュ
アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器４６内でサンプリン
グされおよび量子化される。
ランスジューサヘッド２６がデータを読出している、選
択されたデータゾーン７０のデータ転送速度に対して最
適化されるようにプログラムされる。イコライズされた
アナログ読出信号は次いで、ユーザデータと同期される
と生データサンプル｛ｘk ｝を発生する高速フラッシュ
アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器４６内でサンプリン
グされおよび量子化される。
【００３９】ＦＩＲフィルタ４８は、フィルタリングさ
れ条件づけされたサンプル｛ｙk ｝を発生させるため
に、所望されるＰＲ４チャネル応答特性に従って生デー
タサンプル｛ｘk ｝をフィルタリングし条件づけするた
めの適応型フィルタ係数を用いる。フィルタ４８を出
た、バンドパスフィルタリングされ条件づけされたデー
タサンプル｛ｙk ｝は次いで、経路４９を介してビタビ
検出器５０に送られ、これはたとえばビタビ最大尤度ア
ルゴリズムに基づいてデータストリームを検出する。こ
の段階で、経路９６上のデコードされたデータ出力は
（０，６，５）のコード化規約に従う。ポストコーダ５
２は、（０，６，５）のコード化されたデータストリー
ムを受取り、元の（０，４，４）のコード化規約をその
デコードされたデータに復元する。復元された（０，
４，４）のコード化されたデータストリームは、（０，
４，４）コードからデコードされ、８ビットのユーザバ
イトをフレーム化し出力するＥＮＤＥＣ／ＳＥＲＤＥＳ
３２によって直列変換され、それらは次いでデータ経路
３０を介してシーケンサ１９に送られる。
れ条件づけされたサンプル｛ｙk ｝を発生させるため
に、所望されるＰＲ４チャネル応答特性に従って生デー
タサンプル｛ｘk ｝をフィルタリングし条件づけするた
めの適応型フィルタ係数を用いる。フィルタ４８を出
た、バンドパスフィルタリングされ条件づけされたデー
タサンプル｛ｙk ｝は次いで、経路４９を介してビタビ
検出器５０に送られ、これはたとえばビタビ最大尤度ア
ルゴリズムに基づいてデータストリームを検出する。こ
の段階で、経路９６上のデコードされたデータ出力は
（０，６，５）のコード化規約に従う。ポストコーダ５
２は、（０，６，５）のコード化されたデータストリー
ムを受取り、元の（０，４，４）のコード化規約をその
デコードされたデータに復元する。復元された（０，
４，４）のコード化されたデータストリームは、（０，
４，４）コードからデコードされ、８ビットのユーザバ
イトをフレーム化し出力するＥＮＤＥＣ／ＳＥＲＤＥＳ
３２によって直列変換され、それらは次いでデータ経路
３０を介してシーケンサ１９に送られる。
【００４０】生データサンプル｛ｘk ｝は、入来アナロ
グ信号波形上の精密に適切な正規位置でとられる。フラ
ッシュアナログデジタル変換器４６の周波数および位相
を制御するためにデュアルモードのタイミングループが
設けられる。タイミングループは、アナログタイミング
制御回路６０ならびにデジタルタイミング制御回路５４
およびタイミングＤＡＣ５７を含む。タイミング位相同
期シンセサイザ回路２６２は、制御回路６０に同期した
タイミング信号を与え、加算接続点５８にタイミング基
準信号を与える。加算接続点５８により出力される和は
Ａ／Ｄ変換器４６をクロックするために電流制御発振器
６２を制御する。「クロック回路回復のための開始位相
を最適化する方法、タイミング制御ループ発振器のため
の開始位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネル、およ
びディスク記憶ドライブ」と題される、平成７年８月２
２日に出願された特願平７−２１３１７０に従って、入
来データサンプルに対して、発振器６２のほぼ正しい位
相での始動を制御するためにゼロ位相開始回路４００
が、さらに設けられる。フラッシュＡ／Ｄ４６の十分な
利用を達成するために、デュアルモード利得ループがさ
らに設けられる。利得ループは、第１のＶＧＡ３７を制
御するアナログ利得制御回路４２と、デジタル利得制御
回路６４と、第２のＶＧＡ３９を制御する利得ＤＡＣ６
６とを含む。
グ信号波形上の精密に適切な正規位置でとられる。フラ
ッシュアナログデジタル変換器４６の周波数および位相
を制御するためにデュアルモードのタイミングループが
設けられる。タイミングループは、アナログタイミング
制御回路６０ならびにデジタルタイミング制御回路５４
およびタイミングＤＡＣ５７を含む。タイミング位相同
期シンセサイザ回路２６２は、制御回路６０に同期した
タイミング信号を与え、加算接続点５８にタイミング基
準信号を与える。加算接続点５８により出力される和は
Ａ／Ｄ変換器４６をクロックするために電流制御発振器
６２を制御する。「クロック回路回復のための開始位相
を最適化する方法、タイミング制御ループ発振器のため
の開始位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネル、およ
びディスク記憶ドライブ」と題される、平成７年８月２
２日に出願された特願平７−２１３１７０に従って、入
来データサンプルに対して、発振器６２のほぼ正しい位
相での始動を制御するためにゼロ位相開始回路４００
が、さらに設けられる。フラッシュＡ／Ｄ４６の十分な
利用を達成するために、デュアルモード利得ループがさ
らに設けられる。利得ループは、第１のＶＧＡ３７を制
御するアナログ利得制御回路４２と、デジタル利得制御
回路６４と、第２のＶＧＡ３９を制御する利得ＤＡＣ６
６とを含む。
【００４１】データ記録パターン 図２に図示されるように、記憶ディスク１６の例示のデ
ータ記憶面は、内側のランディングゾーン領域ＬＺと半
径方向において最も外周のデータトラックゾーン７０−
１との間の複数のデータ記録ゾーン７０において好まし
くは構成される複数の同心データトラック７１を含む。
示される例において、データトラックはたとえば、最も
外周のゾーン７０−１、ならびに半径方向に内方へ向か
うゾーン７０−２、７０−３、７０−４、７０−５、７
０−６、７０−７、７０−８および７０−９を含む９つ
のデータゾーンとして構成されるように図示される。
ータ記憶面は、内側のランディングゾーン領域ＬＺと半
径方向において最も外周のデータトラックゾーン７０−
１との間の複数のデータ記録ゾーン７０において好まし
くは構成される複数の同心データトラック７１を含む。
示される例において、データトラックはたとえば、最も
外周のゾーン７０−１、ならびに半径方向に内方へ向か
うゾーン７０−２、７０−３、７０−４、７０−５、７
０−６、７０−７、７０−８および７０−９を含む９つ
のデータゾーンとして構成されるように図示される。
【００４２】実務上１６ゾーンのようなより多くのゾー
ンが現在は好まれている。各データゾーンは、ゾーンの
特定の半径に対して面積上の遷移領域密度を最適化する
ように選択されたビット転送速度を有する。利用可能な
磁気記憶領域の数はディスク半径の関数として直接変化
するため、最も外周のゾーン７０−１のトラックは、最
も内周のゾーン７０−９に位置するトラックに含まれ得
るよりもかなり多くのユーザデータを含むことが期待さ
れる。データフィールドの数およびデータ磁束変化速度
は、各データゾーン内では同じままであり、記憶ディス
ク１６の回転軸からの半径方向への変位の関数として選
択される。
ンが現在は好まれている。各データゾーンは、ゾーンの
特定の半径に対して面積上の遷移領域密度を最適化する
ように選択されたビット転送速度を有する。利用可能な
磁気記憶領域の数はディスク半径の関数として直接変化
するため、最も外周のゾーン７０−１のトラックは、最
も内周のゾーン７０−９に位置するトラックに含まれ得
るよりもかなり多くのユーザデータを含むことが期待さ
れる。データフィールドの数およびデータ磁束変化速度
は、各データゾーン内では同じままであり、記憶ディス
ク１６の回転軸からの半径方向への変位の関数として選
択される。
【００４３】図２は、たとえば、ディスク１６の円周に
沿って等間隔に置かれる、一連の半径方向に延びる、埋
込まれたサーボセクタ６８をさらに示す。図３に示され
るように、各サーボセクタは、たとえば、サーボプリア
ンブルフィールド６８Ａと、サーボ識別フィールド６８
Ｂと、円周に沿ってスタガされ、半径方向にオフセット
される、定周波数サーボバーストのフィールド６８Ｃと
を含む。たとえばユーザデータ情報および誤差修正コー
ドシンドローム剰余値を記憶するデータセレクタ７２に
加えて、各データトラックは、図３のデータブロックヘ
ッダフィールド７４およびデータブロックＩＤフィール
ド７８のようなあるオーバーヘッド情報を有する。
沿って等間隔に置かれる、一連の半径方向に延びる、埋
込まれたサーボセクタ６８をさらに示す。図３に示され
るように、各サーボセクタは、たとえば、サーボプリア
ンブルフィールド６８Ａと、サーボ識別フィールド６８
Ｂと、円周に沿ってスタガされ、半径方向にオフセット
される、定周波数サーボバーストのフィールド６８Ｃと
を含む。たとえばユーザデータ情報および誤差修正コー
ドシンドローム剰余値を記憶するデータセレクタ７２に
加えて、各データトラックは、図３のデータブロックヘ
ッダフィールド７４およびデータブロックＩＤフィール
ド７８のようなあるオーバーヘッド情報を有する。
【００４４】トラックごとのデータセクタの数はデータ
ゾーンごとに異なるが、この例においては、トラックご
との埋込まれたサーボセクタ６８の数はディスク１６の
面領域全体にわたって一定のままである。この例におい
てはサーボセクタ６８はディスク１６の記憶面の全範囲
にわたって半径方向に延びかつ円周に沿って等間隔をと
って置かれ、データトランスジューサヘッド２６はデー
タ記憶面上に規定される同心トラックのいずれかを読む
間に埋込まれたサーボセクタ６８をサンプリングする。
ゾーンごとに異なるが、この例においては、トラックご
との埋込まれたサーボセクタ６８の数はディスク１６の
面領域全体にわたって一定のままである。この例におい
てはサーボセクタ６８はディスク１６の記憶面の全範囲
にわたって半径方向に延びかつ円周に沿って等間隔をと
って置かれ、データトランスジューサヘッド２６はデー
タ記憶面上に規定される同心トラックのいずれかを読む
間に埋込まれたサーボセクタ６８をサンプリングする。
【００４５】さらに、各サーボセクタ６８のサーボＩＤ
フィールド６８Ｂに記録される情報は、そのサーボ情報
が最も内側のトラック位置、たとえば最も内側のゾーン
７０−９においても信頼性を有するように、工場でサー
ボ書込装置を用いて所定の比較的低い定周波数で予め記
録されてもよい。
フィールド６８Ｂに記録される情報は、そのサーボ情報
が最も内側のトラック位置、たとえば最も内側のゾーン
７０−９においても信頼性を有するように、工場でサー
ボ書込装置を用いて所定の比較的低い定周波数で予め記
録されてもよい。
【００４６】正規のサーボセクタが現在は好ましいが、
データセクタと整列され、ゆえに各データゾーン７０内
において独自な、サーボセクタのパターンもまたこの発
明の企図するところである。そのようなパターンはたと
えばオタゼン（Ottesen ）への米国特許第４，０１６，
６０３号に例示され、その開示を引用によりここに援用
する。代替的には、「ハードディスクドライブの埋込式
サーボセクタ内に記録されたヘッド位置を決めサーボ情
報を同期してデコードするための方法、およびハードデ
ィスクドライブのための部分応答可能性最大のサンプル
データチャネルのための同期サーボデータ検出サブシス
テム」と題された、平成６年１２月２２日に出願された
特願平６−３２０３００に従って、セクタの開始の半径
方向の整列を維持しながら、各特定ゾーンのデータ速度
と同じデータ転送速度でサーボセクタ６８に記録が行な
われてもよい。
データセクタと整列され、ゆえに各データゾーン７０内
において独自な、サーボセクタのパターンもまたこの発
明の企図するところである。そのようなパターンはたと
えばオタゼン（Ottesen ）への米国特許第４，０１６，
６０３号に例示され、その開示を引用によりここに援用
する。代替的には、「ハードディスクドライブの埋込式
サーボセクタ内に記録されたヘッド位置を決めサーボ情
報を同期してデコードするための方法、およびハードデ
ィスクドライブのための部分応答可能性最大のサンプル
データチャネルのための同期サーボデータ検出サブシス
テム」と題された、平成６年１２月２２日に出願された
特願平６−３２０３００に従って、セクタの開始の半径
方向の整列を維持しながら、各特定ゾーンのデータ速度
と同じデータ転送速度でサーボセクタ６８に記録が行な
われてもよい。
【００４７】各データセクタは所定の固定される記憶容
量または長さであり（たとえば、１データセクタにつき
５１２バイトのユーザデータ）、密度およびデータ速度
はデータゾーンごとに異なる。したがってサーボセクタ
６８はデータセクタ７２の少なくともいくつかに割込ん
でそれらを、たとえばこの図３でデータセグメント７６
Ａ，７６Ｂおよび７６Ｃのようなセグメントに分割する
かも知れない。サーボセクタ６８は好ましくは工場にお
いて、単一のデータセル速度でもって、かつトラックご
とに位相をコヒーレンスを有して、従来のサーボ書込装
置で記録される。サーボライタとともに使用するのに好
適なレーザサーボライタおよびヘッドアーム取付具は共
通の譲受人に譲渡された米国特許第４，９２０，４４２
号に記載され、その開示全体をここに完全に記載するが
ごとくここに引用により援用する。現在好ましいサーボ
セクタパターンは、同時係属中の平成３年特許願第２０
５９９５号に記載される。
量または長さであり（たとえば、１データセクタにつき
５１２バイトのユーザデータ）、密度およびデータ速度
はデータゾーンごとに異なる。したがってサーボセクタ
６８はデータセクタ７２の少なくともいくつかに割込ん
でそれらを、たとえばこの図３でデータセグメント７６
Ａ，７６Ｂおよび７６Ｃのようなセグメントに分割する
かも知れない。サーボセクタ６８は好ましくは工場にお
いて、単一のデータセル速度でもって、かつトラックご
とに位相をコヒーレンスを有して、従来のサーボ書込装
置で記録される。サーボライタとともに使用するのに好
適なレーザサーボライタおよびヘッドアーム取付具は共
通の譲受人に譲渡された米国特許第４，９２０，４４２
号に記載され、その開示全体をここに完全に記載するが
ごとくここに引用により援用する。現在好ましいサーボ
セクタパターンは、同時係属中の平成３年特許願第２０
５９９５号に記載される。
【００４８】図３に示されるように、データトラック７
１は、図示されるトラックセグメントのデータフィール
ドセグメント７６Ａ、７６Ｂおよび７６Ｃにおいてたと
えば（０，４，４）コードビットで連続して記録され
る、５１２または１０２４バイトのユーザデータのよう
な所定量のユーザデータ記憶のためのデータブロックま
たはセクタ７２を含む。データブロック７２は図３にお
いて、ディスクドライブ１０にヘッド位置情報を与える
埋込まれたサーボ情報を含むいくつかのサーボセクタ６
８によって割込まれ、不均等な長さのセグメントに分け
られるように図示される。各データブロック７２は、デ
ータブロックの始めにあるブロックＩＤヘッダフィール
ド７４と、ＩＤヘッダ７４の後に続く、セグメント７６
Ａとサーボセクタ６８による割込の後に続くセグメント
７６Ｂおよび７６Ｃとを含む各データフィールドセグメ
ントの直前に先行するデータＩＤヘッダフィールド７８
とを含む。データヘッダＩＤフィールド７８はたとえば
セグメント７６Ａ、７６Ｂおよび７６Ｃにデータが書込
まれるのと同時に書込まれてもよく、ゆえに書込接続部
のギャップが、たとえば各データＩＤヘッダ７８の直前
と、ＩＤフィールドの直前と、サーボフィールドの直前
とに存在する。
１は、図示されるトラックセグメントのデータフィール
ドセグメント７６Ａ、７６Ｂおよび７６Ｃにおいてたと
えば（０，４，４）コードビットで連続して記録され
る、５１２または１０２４バイトのユーザデータのよう
な所定量のユーザデータ記憶のためのデータブロックま
たはセクタ７２を含む。データブロック７２は図３にお
いて、ディスクドライブ１０にヘッド位置情報を与える
埋込まれたサーボ情報を含むいくつかのサーボセクタ６
８によって割込まれ、不均等な長さのセグメントに分け
られるように図示される。各データブロック７２は、デ
ータブロックの始めにあるブロックＩＤヘッダフィール
ド７４と、ＩＤヘッダ７４の後に続く、セグメント７６
Ａとサーボセクタ６８による割込の後に続くセグメント
７６Ｂおよび７６Ｃとを含む各データフィールドセグメ
ントの直前に先行するデータＩＤヘッダフィールド７８
とを含む。データヘッダＩＤフィールド７８はたとえば
セグメント７６Ａ、７６Ｂおよび７６Ｃにデータが書込
まれるのと同時に書込まれてもよく、ゆえに書込接続部
のギャップが、たとえば各データＩＤヘッダ７８の直前
と、ＩＤフィールドの直前と、サーボフィールドの直前
とに存在する。
【００４９】好ましい実施例において、各データＩＤフ
ィールド７８は、（ＡＧＣフィールドのような）プリア
ンブルフィールド７８Ａと同期フィールド７８Ｂとを含
んでよい。同期フィールドパターン７８Ｂは、プリアン
ブルパターン７８Ａの直後に続いて与えられることが好
ましい。アボット（Abbott）らへの米国特許第５，３４
１，２４９号で完全に説明されるように、同期パターン
は、データＩＤフィールド７８の直後に続くユーザデー
タフィールド７６と、バイトクロックとの同期化のため
に独自のアドレスマークとして働く。バイトクロック
は、シリアルビットの入来ストリームからのユーザデー
タバイトをフレームする、ＳＥＲＤＥＳ３２へ与えられ
る。
ィールド７８は、（ＡＧＣフィールドのような）プリア
ンブルフィールド７８Ａと同期フィールド７８Ｂとを含
んでよい。同期フィールドパターン７８Ｂは、プリアン
ブルパターン７８Ａの直後に続いて与えられることが好
ましい。アボット（Abbott）らへの米国特許第５，３４
１，２４９号で完全に説明されるように、同期パターン
は、データＩＤフィールド７８の直後に続くユーザデー
タフィールド７６と、バイトクロックとの同期化のため
に独自のアドレスマークとして働く。バイトクロック
は、シリアルビットの入来ストリームからのユーザデー
タバイトをフレームする、ＳＥＲＤＥＳ３２へ与えられ
る。
【００５０】書込予補償最適化 図４で示されるように、ＰＲ４，ＭＬチャネルのイコラ
イズされた応答は、図４では頂部、中間および底部とし
て表記された３つの別々の信号レベルにより特徴づけら
れている。理想的に読出チャネルによりサンプリングさ
れるデータは、これら３つの信号レベルのうち１つに入
り、サンプリングに何らかのずれがあればそれは結果と
してチャネル性能の全体の劣化をもたらす。図４におい
て、ほぼビット１００に先行するサンプルは、とりわけ
タイミングループを適切な初期サンプリング周波数と位
相へロックアップするために用いられる、プリアンブル
パターンから来る。プリアンブル波形は、頂部および底
部レベルを示すだけである。
イズされた応答は、図４では頂部、中間および底部とし
て表記された３つの別々の信号レベルにより特徴づけら
れている。理想的に読出チャネルによりサンプリングさ
れるデータは、これら３つの信号レベルのうち１つに入
り、サンプリングに何らかのずれがあればそれは結果と
してチャネル性能の全体の劣化をもたらす。図４におい
て、ほぼビット１００に先行するサンプルは、とりわけ
タイミングループを適切な初期サンプリング周波数と位
相へロックアップするために用いられる、プリアンブル
パターンから来る。プリアンブル波形は、頂部および底
部レベルを示すだけである。
【００５１】上で述べたように、高密度記録におけるＮ
ＬＴＳの影響は、隣接した遷移すなわち１ビット周期ま
たはＴ離れた遷移が、媒体上の所期の位置からシフトさ
れる原因となる可能性がある。
ＬＴＳの影響は、隣接した遷移すなわち１ビット周期ま
たはＴ離れた遷移が、媒体上の所期の位置からシフトさ
れる原因となる可能性がある。
【００５２】平均二乗誤差（「ＭＳＥ」）は、回復され
たデータストリームのＭＳＥ値とＰＲＭＬ記録システム
の誤差率の間に直接相関があるので、記録チャネル品質
の基準として用いられてきた。ＭＳＥを決定する１つの
方法は、ＰＲＭＬ信号レベルすべてから取られたサンプ
ルに対してＭＳＥを評価することである。このアプロー
チの例は、「ＰＲＭＬチャネルの要素を用いる磁気特徴
（“Magnetic Characterization Using Element of a P
RML Channel ”）」、IEEE Trans. Magn., Vol.27, No.
6, 4544-4548（1991）でコーカー（Coker ）らにより開
示され、そこで筆者は、ディスク面解析、フライング高
度変化の検出および誤り率性能予測のような向上試験機
構のためにＰＲＭＬチャネルハードウェアの使用を論じ
ている。
たデータストリームのＭＳＥ値とＰＲＭＬ記録システム
の誤差率の間に直接相関があるので、記録チャネル品質
の基準として用いられてきた。ＭＳＥを決定する１つの
方法は、ＰＲＭＬ信号レベルすべてから取られたサンプ
ルに対してＭＳＥを評価することである。このアプロー
チの例は、「ＰＲＭＬチャネルの要素を用いる磁気特徴
（“Magnetic Characterization Using Element of a P
RML Channel ”）」、IEEE Trans. Magn., Vol.27, No.
6, 4544-4548（1991）でコーカー（Coker ）らにより開
示され、そこで筆者は、ディスク面解析、フライング高
度変化の検出および誤り率性能予測のような向上試験機
構のためにＰＲＭＬチャネルハードウェアの使用を論じ
ている。
【００５３】好ましい実施例において、修正されたＭＳ
Ｅアプローチが、ＮＬＴＳの影響が、３つのＰＲ４，Ｍ
Ｌ信号レベルのうちの１つに主に明示されるようにする
記録パターンと関連して用いられる。修正されたＭＳＥ
アプローチは、ＭＳＥ値が、他のレベルから独立してＰ
ＲＭＬ信号レベルのいずれか１つで計算できるようにす
る。１つの信号レベルでのＮＬＴＳの影響を強めるパタ
ーンを選択すれば、チャネルのための書込予補償の適切
な量が、ＮＬＴＳによって最も影響を受けた信号レベル
のＭＳＥを最小化するかまたは中間のレベルのＭＳＥと
頂部（または底部）レベルのＭＳＥの差を最小化するこ
とにより、決定されるであろう。
Ｅアプローチが、ＮＬＴＳの影響が、３つのＰＲ４，Ｍ
Ｌ信号レベルのうちの１つに主に明示されるようにする
記録パターンと関連して用いられる。修正されたＭＳＥ
アプローチは、ＭＳＥ値が、他のレベルから独立してＰ
ＲＭＬ信号レベルのいずれか１つで計算できるようにす
る。１つの信号レベルでのＮＬＴＳの影響を強めるパタ
ーンを選択すれば、チャネルのための書込予補償の適切
な量が、ＮＬＴＳによって最も影響を受けた信号レベル
のＭＳＥを最小化するかまたは中間のレベルのＭＳＥと
頂部（または底部）レベルのＭＳＥの差を最小化するこ
とにより、決定されるであろう。
【００５４】発明者は、トリビットパターン、すなわち
介在する間隔なしに書込まれた３連続の遷移またはＮＲ
ＺＩ表記法においては連続した３個の１が、書込まれた
波形の中間のレベルで最悪例のＮＬＴＳを生ずることを
発見した。図７で一番よくわかるように、好ましいトリ
ビットパターンは、ほとんど中間のＰＲ４，ＭＬ信号レ
ベルに影響し、頂部と底部のレベルには最小の影響しか
与えない。このように書込予補償の最適量は、最悪例の
トリビット記録パターンに帰する中間レベルの影響を最
小化する量になるであろう。トリビットパターンは、最
も重大なＮＬＴＳ影響の原因となる。なぜならこのパタ
ーンへのＰＲ４チャネル応答は記録されたパターンのい
ずれにも最大の波形スロープを有するからである。この
最大化されたスロープは、ＮＬＴＳの影響が考慮される
とき、波形シフトの最大化へ移せる。図６は、図５
（Ｂ）のトリビットパターンに対してイコライズされな
いローレンツの（Loentzian ）チャネルの例を示す。ト
リビットパターンは、媒体に書込まれるとき、ＮＬＴＳ
のために、記録された波形の位置に８％のシフトを生じ
させる。検査で明らかなように、この波形の中間レベル
のサンプルは、ＮＬＴＳにより最も激的なシフトを示
す。
介在する間隔なしに書込まれた３連続の遷移またはＮＲ
ＺＩ表記法においては連続した３個の１が、書込まれた
波形の中間のレベルで最悪例のＮＬＴＳを生ずることを
発見した。図７で一番よくわかるように、好ましいトリ
ビットパターンは、ほとんど中間のＰＲ４，ＭＬ信号レ
ベルに影響し、頂部と底部のレベルには最小の影響しか
与えない。このように書込予補償の最適量は、最悪例の
トリビット記録パターンに帰する中間レベルの影響を最
小化する量になるであろう。トリビットパターンは、最
も重大なＮＬＴＳ影響の原因となる。なぜならこのパタ
ーンへのＰＲ４チャネル応答は記録されたパターンのい
ずれにも最大の波形スロープを有するからである。この
最大化されたスロープは、ＮＬＴＳの影響が考慮される
とき、波形シフトの最大化へ移せる。図６は、図５
（Ｂ）のトリビットパターンに対してイコライズされな
いローレンツの（Loentzian ）チャネルの例を示す。ト
リビットパターンは、媒体に書込まれるとき、ＮＬＴＳ
のために、記録された波形の位置に８％のシフトを生じ
させる。検査で明らかなように、この波形の中間レベル
のサンプルは、ＮＬＴＳにより最も激的なシフトを示
す。
【００５５】図５（Ａ），５（Ｂ）および５（Ｃ）を参
照して、一連の好ましいトリビット記録パターンは、磁
気媒体に記録されるとき、記録されたパターンの最悪例
のＮＬＴＳをもたらすことが例示されている。図５
（Ａ）のトリビットパターンは、遷移の介在なしに、２
Ｔまたは２ビットクロックサイクルによって分離される
トリビットペアの繰返しパターンからなる。図５（Ｂ）
のパターンは、トリビットペアの外で生ずる２つの分離
した遷移を、図５（Ａ）のパターンへ導入する。一方図
５（Ｃ）のパターンは、交互のトリビットペアの間にさ
らに２つの分離された遷移を付加する。これがトリビッ
トパターンから構成されるであろう波形の部分的リスト
にすぎないということに注目すべきであり、当業者に
は、無数の他のトリビットパターンが、記録された波形
の最悪例のＮＬＴＳを誘導する望ましい特性を有してい
ることが認められることは明らかであろう。
照して、一連の好ましいトリビット記録パターンは、磁
気媒体に記録されるとき、記録されたパターンの最悪例
のＮＬＴＳをもたらすことが例示されている。図５
（Ａ）のトリビットパターンは、遷移の介在なしに、２
Ｔまたは２ビットクロックサイクルによって分離される
トリビットペアの繰返しパターンからなる。図５（Ｂ）
のパターンは、トリビットペアの外で生ずる２つの分離
した遷移を、図５（Ａ）のパターンへ導入する。一方図
５（Ｃ）のパターンは、交互のトリビットペアの間にさ
らに２つの分離された遷移を付加する。これがトリビッ
トパターンから構成されるであろう波形の部分的リスト
にすぎないということに注目すべきであり、当業者に
は、無数の他のトリビットパターンが、記録された波形
の最悪例のＮＬＴＳを誘導する望ましい特性を有してい
ることが認められることは明らかであろう。
【００５６】図８を参照して、好ましい多目的ＭＳＥ回
路５００は、量子化器５０１、加算接続点５０２、絶対
値かまたは代替的に整数値の二乗を得るための機能ブロ
ック５０４、および積分器５０８を有する。信号セレク
タ５１２は、ＭＳＥ回路５００へユーザの選択可能な入
力を与える。信号セレクタ５１２への入力に基づいて、
ユーザは、Ａ／Ｄコンバータ４６の出力、ＦＩＲフィル
タ４８の出力またはたとえば薄膜ヘッドの信号応答での
アンダーシュートを最小化するために用いられるポール
チップフィルタ（ポールチップフィルタは図１では図示
されず）の出力のような読出チャネルのさまざまなポイ
ントにおいて信号サンプルのＭＳＥを測定することが可
能である。
路５００は、量子化器５０１、加算接続点５０２、絶対
値かまたは代替的に整数値の二乗を得るための機能ブロ
ック５０４、および積分器５０８を有する。信号セレク
タ５１２は、ＭＳＥ回路５００へユーザの選択可能な入
力を与える。信号セレクタ５１２への入力に基づいて、
ユーザは、Ａ／Ｄコンバータ４６の出力、ＦＩＲフィル
タ４８の出力またはたとえば薄膜ヘッドの信号応答での
アンダーシュートを最小化するために用いられるポール
チップフィルタ（ポールチップフィルタは図１では図示
されず）の出力のような読出チャネルのさまざまなポイ
ントにおいて信号サンプルのＭＳＥを測定することが可
能である。
【００５７】Ａ／Ｄコンバータ４６の出力でのＭＳＥ値
は、アナログフィルタの４０カットオフとブーストを最
適化するためにおよび「クロック回復回路のための開始
位相を最適化する方法、タイミング制御ループ発振器の
ための開始位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネル、
およびディスク記憶ドライブ」と題された平成７年８月
２２日に出願された特願平７−２１３１７０で開示した
ように、ゼロ位相開始最適化で、最小化されてよい。Ｆ
ＩＲフィルタ４８の出力でのＭＳＥ値は、ＦＩＲフィル
タ４８でデジタルイコライゼーションにより得られる余
剰の性能の基準を与え、フィルタ４８係数の最適化で用
ることも可能である。ポールチップフィルタの出力でと
られたＭＳＥ値は、ポールチップフィルタ係数の最適化
で同様に用いられてもよい。
は、アナログフィルタの４０カットオフとブーストを最
適化するためにおよび「クロック回復回路のための開始
位相を最適化する方法、タイミング制御ループ発振器の
ための開始位相最適化回路、ＰＲＭＬデータチャネル、
およびディスク記憶ドライブ」と題された平成７年８月
２２日に出願された特願平７−２１３１７０で開示した
ように、ゼロ位相開始最適化で、最小化されてよい。Ｆ
ＩＲフィルタ４８の出力でのＭＳＥ値は、ＦＩＲフィル
タ４８でデジタルイコライゼーションにより得られる余
剰の性能の基準を与え、フィルタ４８係数の最適化で用
ることも可能である。ポールチップフィルタの出力でと
られたＭＳＥ値は、ポールチップフィルタ係数の最適化
で同様に用いられてもよい。
【００５８】ＦＩＲフィルタ４８係数を最適化するため
に用いられることに加えて、ＦＩＲフィルタ４８の出力
での信号は、ここでの教示内容に従って書込予補償を最
適化するために用いられてもよい。前に述べたように、
読出信号は好ましくは、検出器５０へ入力される前に、
アナログイコライゼーションおよび（ＦＩＲフィルタ４
８での）デジタルイコライゼーションの両方を受ける。
デジタルイコライゼーション後、読出信号の分離された
遷移応答は、所望されるＰＲチャネル特性を満たすよう
に整形されるべきである。ＦＩＲフィルタ４８の出力で
信号をとることはイコライゼーションの誤りを最小にす
る。そして以下に説明するように、関心ある測定からイ
コライゼーションの誤りの影響を減結合する。検出に先
立ってさらなる信号整形が必要または望ましいと考えら
れるアプリケーションにおいては、読出信号は検出器５
０入力でとられてもよい。
に用いられることに加えて、ＦＩＲフィルタ４８の出力
での信号は、ここでの教示内容に従って書込予補償を最
適化するために用いられてもよい。前に述べたように、
読出信号は好ましくは、検出器５０へ入力される前に、
アナログイコライゼーションおよび（ＦＩＲフィルタ４
８での）デジタルイコライゼーションの両方を受ける。
デジタルイコライゼーション後、読出信号の分離された
遷移応答は、所望されるＰＲチャネル特性を満たすよう
に整形されるべきである。ＦＩＲフィルタ４８の出力で
信号をとることはイコライゼーションの誤りを最小にす
る。そして以下に説明するように、関心ある測定からイ
コライゼーションの誤りの影響を減結合する。検出に先
立ってさらなる信号整形が必要または望ましいと考えら
れるアプリケーションにおいては、読出信号は検出器５
０入力でとられてもよい。
【００５９】図９で示されるように、もしビタビ検出器
５０の出力が、ビタビ検出器５０への入力で１−Ｄ2 論
理状態を復元するロジックアレイと結びついて用いられ
るならば、回路５００の量子化器５０１は、除去されて
もよい。代替の入力回路５２０は、その入力の１つがビ
タビ検出器５０の出力に直接接続され、ビタビ検出器５
０からの別の入力が２−サンプル遅延回路５２４により
最初に遅延される、排他的ＯＲゲート５２２のような好
適な論理回路を含む。遅延回路５２６は、ビタビ検出器
５０の入力に接続されて、ビタビ検出器５０を介するサ
ンプルの伝搬遅延に合うように遅延を与える。加算回路
５０２は次いで、排他的ＯＲゲートにより出された値を
受取りかつビタビ検出器５０への入力でとられた入来す
る非検出の信号ストリームの遅延された値から、減算す
る。ビタビ検出器５０の出力を用いるこの構成は、低い
信号雑音比状況下で良好な決定を下すであろう。
５０の出力が、ビタビ検出器５０への入力で１−Ｄ2 論
理状態を復元するロジックアレイと結びついて用いられ
るならば、回路５００の量子化器５０１は、除去されて
もよい。代替の入力回路５２０は、その入力の１つがビ
タビ検出器５０の出力に直接接続され、ビタビ検出器５
０からの別の入力が２−サンプル遅延回路５２４により
最初に遅延される、排他的ＯＲゲート５２２のような好
適な論理回路を含む。遅延回路５２６は、ビタビ検出器
５０の入力に接続されて、ビタビ検出器５０を介するサ
ンプルの伝搬遅延に合うように遅延を与える。加算回路
５０２は次いで、排他的ＯＲゲートにより出された値を
受取りかつビタビ検出器５０への入力でとられた入来す
る非検出の信号ストリームの遅延された値から、減算す
る。ビタビ検出器５０の出力を用いるこの構成は、低い
信号雑音比状況下で良好な決定を下すであろう。
【００６０】図８へ戻ると、ＦＩＲ４８出力で（または
アプリケーションによっては、検出器５０入力）１度選
択された信号は、量子化器５０１へ与えられ、これは、
ＰＲ４の場合において、最適化されるべきチャネルでの
ＰＲ４の期待される信号レベルに対応する量子化レベル
のある３レベルの量子化器である。量子化器５０１は、
好ましくは６ビットの解像度を有し、たとえばＦＩＲフ
ィルタ４８からの入来サンプル値に関してしきい値を決
定し、たとえばＰＲ４チャネルで＋１，０および−１の
ような３つの期待されるレベルの１つにサンプルをマッ
ピングする。慣用のとおり、｛１，０，−１｝の量子化
レベルを有する３レベル量子化器は、入来サンプル値を
適切な期待されるレベルへマッピングするために、０．
５および−０．５に設定されたしきい値レベルを有して
もよい。この好ましい実施例で正および負のしきい値
は、全Ａ／Ｄ範囲の１２．５％（期待されるサンプルレ
ベルの２分の１）で固定され、それぞれ正および負のし
きい値に対して（２の補数表現で）００１０００および
１１１０００の２進値に対応する。
アプリケーションによっては、検出器５０入力）１度選
択された信号は、量子化器５０１へ与えられ、これは、
ＰＲ４の場合において、最適化されるべきチャネルでの
ＰＲ４の期待される信号レベルに対応する量子化レベル
のある３レベルの量子化器である。量子化器５０１は、
好ましくは６ビットの解像度を有し、たとえばＦＩＲフ
ィルタ４８からの入来サンプル値に関してしきい値を決
定し、たとえばＰＲ４チャネルで＋１，０および−１の
ような３つの期待されるレベルの１つにサンプルをマッ
ピングする。慣用のとおり、｛１，０，−１｝の量子化
レベルを有する３レベル量子化器は、入来サンプル値を
適切な期待されるレベルへマッピングするために、０．
５および−０．５に設定されたしきい値レベルを有して
もよい。この好ましい実施例で正および負のしきい値
は、全Ａ／Ｄ範囲の１２．５％（期待されるサンプルレ
ベルの２分の１）で固定され、それぞれ正および負のし
きい値に対して（２の補数表現で）００１０００および
１１１０００の２進値に対応する。
【００６１】量子化器５０１の出力は、加算接続点５０
２の負の入力へ与えられ、量子化器５０１への入力は、
加算接続点５０２の正の入力へ与えられている。図８の
回路が用いられても図９の回路が用いられても、加算接
続点５０２は、実際のサンプル値から期待されるサンプ
ル値、すなわち｛１，０，−１｝を減算し、サンプルの
誤差値に到達する。誤差値はブロック５０４へ送られそ
の絶対値またはその二乗がとられる。デジタル論理要求
に関しては、二乗機能よりもむしろ絶対値機能を実現す
ることが単純なので好ましい。当業者にはよく知られて
いるように、２の補数演算は、列を反転させて１を最下
位ビット（ＬＳＢ）に付加することにより、２進文字列
としてコード化される負の整数の絶対値をとるために用
いられてもよい。
２の負の入力へ与えられ、量子化器５０１への入力は、
加算接続点５０２の正の入力へ与えられている。図８の
回路が用いられても図９の回路が用いられても、加算接
続点５０２は、実際のサンプル値から期待されるサンプ
ル値、すなわち｛１，０，−１｝を減算し、サンプルの
誤差値に到達する。誤差値はブロック５０４へ送られそ
の絶対値またはその二乗がとられる。デジタル論理要求
に関しては、二乗機能よりもむしろ絶対値機能を実現す
ることが単純なので好ましい。当業者にはよく知られて
いるように、２の補数演算は、列を反転させて１を最下
位ビット（ＬＳＢ）に付加することにより、２進文字列
としてコード化される負の整数の絶対値をとるために用
いられてもよい。
【００６２】絶対値回路５０４が絶対値（または二乗）
をとる間に、レベルセレクタ５１０は積分器回路５０８
内で累算プロセスを制御する。回路５０８は３つのＰＲ
４信号レベルのうち選択された１つから誤差値を累算す
る。レベルセレクタ５１０はまた量子化器５０１から出
力される期待されるサンプル値を受取り、そしてたとえ
ばデジタルＩＣ１７ボード上のレジスタへマイクロコン
トローラ５６により与えられたレベルセレクト入力に基
づいて、積分器回路５０８の入力で、経路５１１を介し
てＡＮＤゲート５０５へ一致／不一致信号を送り、これ
は積分器回路５０８内の累算を能動化するかまたは不能
化する。レベルセレクト入力の集合は、レベルセレクト
入力と入来する期待されるサンプル値の間の一致が、積
分器５０８で累算を生じさせるように、量子化器５０１
からの期待されるサンプル値出力の３レベルに対応する
ように選択される。レベルセレクト入力は、それぞれ頂
部、中間および底部のＰＲ４，ＭＬ信号レベルに対応す
るように選択される、たとえば集合｛０１，００，１
１｝を含んでよい。
をとる間に、レベルセレクタ５１０は積分器回路５０８
内で累算プロセスを制御する。回路５０８は３つのＰＲ
４信号レベルのうち選択された１つから誤差値を累算す
る。レベルセレクタ５１０はまた量子化器５０１から出
力される期待されるサンプル値を受取り、そしてたとえ
ばデジタルＩＣ１７ボード上のレジスタへマイクロコン
トローラ５６により与えられたレベルセレクト入力に基
づいて、積分器回路５０８の入力で、経路５１１を介し
てＡＮＤゲート５０５へ一致／不一致信号を送り、これ
は積分器回路５０８内の累算を能動化するかまたは不能
化する。レベルセレクト入力の集合は、レベルセレクト
入力と入来する期待されるサンプル値の間の一致が、積
分器５０８で累算を生じさせるように、量子化器５０１
からの期待されるサンプル値出力の３レベルに対応する
ように選択される。レベルセレクト入力は、それぞれ頂
部、中間および底部のＰＲ４，ＭＬ信号レベルに対応す
るように選択される、たとえば集合｛０１，００，１
１｝を含んでよい。
【００６３】レベルセレクト入力と期待されるサンプル
値の一致が発見されると、レベルセレクタは、正の論理
レベルへその出力を上げて、選択された信号レベルから
の二乗（または絶対）誤差値が積分器５０８へ渡される
ように、たとえばＡＮＤゲート５０５のような論理回路
へこの信号を送る。期待されるサンプルレベルがレベル
セレクト入力に等しくないような実際のサンプルは、積
分器５０８入力で捨てられる。
値の一致が発見されると、レベルセレクタは、正の論理
レベルへその出力を上げて、選択された信号レベルから
の二乗（または絶対）誤差値が積分器５０８へ渡される
ように、たとえばＡＮＤゲート５０５のような論理回路
へこの信号を送る。期待されるサンプルレベルがレベル
セレクト入力に等しくないような実際のサンプルは、積
分器５０８入力で捨てられる。
【００６４】積分器回路５０８は、サンプルの先行する
シーケンスに対して選択された信号レベルのＭＳＥ値を
決定するために、ビットクロックサイクルの予め定めら
れたプログラマブル数にわたって選択されたレベルから
の誤差値の累算を制御するマイクロコントローラ５６に
より与えられる能動化信号を有してもよい。この好まし
い実現例において、積分の開始は、最小２バイトおよび
最大１２８バイト遅延され得る。積分器回路５０８内の
累算の長さは、１６バイトから５１２バイトまでプログ
ラム可能である。
シーケンスに対して選択された信号レベルのＭＳＥ値を
決定するために、ビットクロックサイクルの予め定めら
れたプログラマブル数にわたって選択されたレベルから
の誤差値の累算を制御するマイクロコントローラ５６に
より与えられる能動化信号を有してもよい。この好まし
い実現例において、積分の開始は、最小２バイトおよび
最大１２８バイト遅延され得る。積分器回路５０８内の
累算の長さは、１６バイトから５１２バイトまでプログ
ラム可能である。
【００６５】内部計数機構の満了で得られるＭＳＥ値は
（そのプログラム反復に対する書込波形に適用される書
込予補償の選択された量とともに）、積分器５０８が、
書込予補償最適化ルーチンのさらなる反復に対してクリ
アされる前に、たとえばディスクドライブオンボードメ
モリ（図１の２１）で記憶されてもよい。次の書込／読
出動作または反復から得られたＭＳＥ値は、前に記憶さ
れたＭＳＥ値に比較され、２つの値のうち最小のものが
保持される。このとき、書込予補償選択値を記憶する記
憶場所は、保持されたＭＳＥ値に対応する予補償選択値
とともに更新される。ＭＳＥの最小値および対応する予
補償選択値が得られるまで、このプロセスは繰返されて
もよい。
（そのプログラム反復に対する書込波形に適用される書
込予補償の選択された量とともに）、積分器５０８が、
書込予補償最適化ルーチンのさらなる反復に対してクリ
アされる前に、たとえばディスクドライブオンボードメ
モリ（図１の２１）で記憶されてもよい。次の書込／読
出動作または反復から得られたＭＳＥ値は、前に記憶さ
れたＭＳＥ値に比較され、２つの値のうち最小のものが
保持される。このとき、書込予補償選択値を記憶する記
憶場所は、保持されたＭＳＥ値に対応する予補償選択値
とともに更新される。ＭＳＥの最小値および対応する予
補償選択値が得られるまで、このプロセスは繰返されて
もよい。
【００６６】書込予補償の最適量を決定するために中間
のＭＳＥ値と頂部または底部のＭＳＥ値を比較すること
もまたこの発明の企図するところである。この場合、レ
ベルセレクト入力を所望されるレベルへ切換えて記録さ
れたデータパターンをさらに読出すことにより、頂部ま
たは底部のＰＲ４，ＭＬ信号レベルに対するＭＳＥ値
は、中間のＭＳＥ値と同じ方法で得られる。中間レベル
と頂部または底部レベルのＭＳＥの間の最小の差を発生
させる書込予補償値は、この手順に対して最適であると
考えられる。多重レベルの比較は、ＭＳＥ最小化プロセ
スからイコライゼーションの誤りの影響を減結合するの
に役立つ。
のＭＳＥ値と頂部または底部のＭＳＥ値を比較すること
もまたこの発明の企図するところである。この場合、レ
ベルセレクト入力を所望されるレベルへ切換えて記録さ
れたデータパターンをさらに読出すことにより、頂部ま
たは底部のＰＲ４，ＭＬ信号レベルに対するＭＳＥ値
は、中間のＭＳＥ値と同じ方法で得られる。中間レベル
と頂部または底部レベルのＭＳＥの間の最小の差を発生
させる書込予補償値は、この手順に対して最適であると
考えられる。多重レベルの比較は、ＭＳＥ最小化プロセ
スからイコライゼーションの誤りの影響を減結合するの
に役立つ。
【００６７】実務上、ディスクドライブが書込予補償最
適化を始めるように、たとえば製造後ファームウェア機
能コールが個々のドライブ検査中に開始されてよい。好
ましい実施例では、ルーチンは、好ましいトリビット記
録パターンが磁気記録ディスクの記録トラックに繰返し
書込まれることにより始まる。この初期の書込プロセス
のためにプログラマブルな書込予補償の初期量は、用い
られるヘッド／媒体組合せに対する読出／書込チャネル
の期待される性能に基づいて、適切な初期の予補償遅延
を実現するために、たとえば、書込予補償回路のプログ
ラマブルなパーセント遅延増分を介して選択される。
適化を始めるように、たとえば製造後ファームウェア機
能コールが個々のドライブ検査中に開始されてよい。好
ましい実施例では、ルーチンは、好ましいトリビット記
録パターンが磁気記録ディスクの記録トラックに繰返し
書込まれることにより始まる。この初期の書込プロセス
のためにプログラマブルな書込予補償の初期量は、用い
られるヘッド／媒体組合せに対する読出／書込チャネル
の期待される性能に基づいて、適切な初期の予補償遅延
を実現するために、たとえば、書込予補償回路のプログ
ラマブルなパーセント遅延増分を介して選択される。
【００６８】好ましいトリビットパターンは、ディスク
の記録面から次いで読戻され、読出チャネルフラッシュ
Ａ／Ｄコンバータ４６によりサンプリングされる。ここ
で教示されるように、最適化の間に記録されたトリビッ
トデータパターンの始まりを含む、すべての記録された
データセグメントの始まりに、ユーザデータが受取られ
るべきことを読出チャネルエレクトロニクスに知らせる
ために、図３を参照して述べられる周期フィールドパタ
ーンのような独自のパターンが、ディスクに記録され
る。読出チャネルのパターン認識エレクトロニクスが、
たとえば周期パターンを検出すると、「アドレスマーク
発見」のような信号が、何らかの従来の方法でＭＳＥ累
算を始めるよう、積分器５０８のメモリ回路を能動化す
るためにアサートされてもよい。好ましくは、周期バイ
トが発見される時から、遅延がプログラムされる。すで
に述べたように、積分器５０８の累算は、プログラマブ
ルであることが好ましく、アプリケーションのために適
切な時間の量に対して遅延されてもよい。
の記録面から次いで読戻され、読出チャネルフラッシュ
Ａ／Ｄコンバータ４６によりサンプリングされる。ここ
で教示されるように、最適化の間に記録されたトリビッ
トデータパターンの始まりを含む、すべての記録された
データセグメントの始まりに、ユーザデータが受取られ
るべきことを読出チャネルエレクトロニクスに知らせる
ために、図３を参照して述べられる周期フィールドパタ
ーンのような独自のパターンが、ディスクに記録され
る。読出チャネルのパターン認識エレクトロニクスが、
たとえば周期パターンを検出すると、「アドレスマーク
発見」のような信号が、何らかの従来の方法でＭＳＥ累
算を始めるよう、積分器５０８のメモリ回路を能動化す
るためにアサートされてもよい。好ましくは、周期バイ
トが発見される時から、遅延がプログラムされる。すで
に述べたように、積分器５０８の累算は、プログラマブ
ルであることが好ましく、アプリケーションのために適
切な時間の量に対して遅延されてもよい。
【００６９】中間のサンプルレベル（または上で述べた
多重読出実施例において中間および頂部または底部レベ
ル）内に来る誤差値を累算後、結果としてＭＳＥ値が記
憶され、選択されたレベルのＭＳＥを決定するために、
書込し、読出しおよび累算するプロセスは、書込まれた
トリビットパターンへ適用される書込予補償の量を異な
らせて繰返されてよい。書込予補償において増加（また
はアプリケーションによっては減少）は、中間レベルの
信号に対するＭＳＥ値が最小化される予補償の量が発見
されるまで、利用可能な書込予補償調整の粗さによっ
て、複数のステップ状のインクリメントで行なわれても
よい。この最適な書込予補償値は、関連したデータゾー
ンでのディスクドライブ動作の間に、上で述べたように
検索と書込予補償回路へのアプリケーションのためにメ
モリ２１で記憶されてもよい。
多重読出実施例において中間および頂部または底部レベ
ル）内に来る誤差値を累算後、結果としてＭＳＥ値が記
憶され、選択されたレベルのＭＳＥを決定するために、
書込し、読出しおよび累算するプロセスは、書込まれた
トリビットパターンへ適用される書込予補償の量を異な
らせて繰返されてよい。書込予補償において増加（また
はアプリケーションによっては減少）は、中間レベルの
信号に対するＭＳＥ値が最小化される予補償の量が発見
されるまで、利用可能な書込予補償調整の粗さによっ
て、複数のステップ状のインクリメントで行なわれても
よい。この最適な書込予補償値は、関連したデータゾー
ンでのディスクドライブ動作の間に、上で述べたように
検索と書込予補償回路へのアプリケーションのためにメ
モリ２１で記憶されてもよい。
【００７０】図１０は、図５（Ｃ）のトリビットパター
ンに基づいた、中間および頂部（または底部）レベルの
ための典型的な測定に対するＭＳＥの累算を示す。図で
示されるように、中間レベルに対する最終ＭＳＥ値は、
頂部（または底部）レベルに対する値のほぼ２倍であ
る。書込予補償が最適化されるので、すべてのレベルに
対するＭＳＥの最終値はほぼ同じであるはずである。
ンに基づいた、中間および頂部（または底部）レベルの
ための典型的な測定に対するＭＳＥの累算を示す。図で
示されるように、中間レベルに対する最終ＭＳＥ値は、
頂部（または底部）レベルに対する値のほぼ２倍であ
る。書込予補償が最適化されるので、すべてのレベルに
対するＭＳＥの最終値はほぼ同じであるはずである。
【００７１】現在好まれているゾーンに分けられるデー
タ記録アーキテクチャにおいて、各データゾーンは、各
ゾーン内で上記のプロセスを繰返すことによって書込予
補償のために個々に最適化されることに注目すべきであ
る。各ゾーンのために決定された最適な予補償値は、メ
モリ２１で記憶されデータが特定の記録ゾーンへ書込ま
れるとき、アクセスされかつ書込予補償回路へ適用され
てよい。
タ記録アーキテクチャにおいて、各データゾーンは、各
ゾーン内で上記のプロセスを繰返すことによって書込予
補償のために個々に最適化されることに注目すべきであ
る。各ゾーンのために決定された最適な予補償値は、メ
モリ２１で記憶されデータが特定の記録ゾーンへ書込ま
れるとき、アクセスされかつ書込予補償回路へ適用され
てよい。
【００７２】このようにこの発明の実施例を記載してき
たが、この発明の目的が十分に達成されたことが理解さ
れ、この発明の構成における数多くの変更ならびに幅広
く異なる実施例および適用例が、この発明の精神および
範囲から逸脱することなく示されることが当業者によっ
て理解されるだろう。ここにおける開示および記載は純
粋に例示的なものであって、いかなる意味においての限
定をも意図するものではない。
たが、この発明の目的が十分に達成されたことが理解さ
れ、この発明の構成における数多くの変更ならびに幅広
く異なる実施例および適用例が、この発明の精神および
範囲から逸脱することなく示されることが当業者によっ
て理解されるだろう。ここにおける開示および記載は純
粋に例示的なものであって、いかなる意味においての限
定をも意図するものではない。
【図１】ＰＲ４，ＭＬ書込／読出チャネルアーキテクチ
ャを含むディスクドライブの、単純化された全体的なシ
ステムブロック図である。
ャを含むディスクドライブの、単純化された全体的なシ
ステムブロック図である。
【図２】データゾーンおよび埋込サーボセクタパターン
を示す、図１のディスクドライブのデータ記憶面上に形
成される記録パターンの単純化された図である。
を示す、図１のディスクドライブのデータ記憶面上に形
成される記録パターンの単純化された図である。
【図３】規則的に生じる埋込サーボセクタによってセグ
メントに分割されているデータフィールドを示す、図２
のデータレイアウトプラン内に規定された複数のデータ
トラック内の１つのデータトラックのセグメントの拡大
線形図である。
メントに分割されているデータフィールドを示す、図２
のデータレイアウトプラン内に規定された複数のデータ
トラック内の１つのデータトラックのセグメントの拡大
線形図である。
【図４】ＰＲ４，ＭＬ記録チャネルにおいて３つの別々
のレベルを描く、典型的なイコライズされた読戻し波形
のグラフを示す図である。
のレベルを描く、典型的なイコライズされた読戻し波形
のグラフを示す図である。
【図５】この発明の書込予補償最適化に従って、使用上
望ましい特性を有するＮＲＺおよびＮＲＺＩの両方のフ
ォーマットで示される、３つの異なるトリビットパター
ンを描く一連の波形グラフを含む図であり、（Ａ）はパ
ターン１、（Ｂ）はパターン２、（Ｃ）はパターン３を
示す図である。
望ましい特性を有するＮＲＺおよびＮＲＺＩの両方のフ
ォーマットで示される、３つの異なるトリビットパター
ンを描く一連の波形グラフを含む図であり、（Ａ）はパ
ターン１、（Ｂ）はパターン２、（Ｃ）はパターン３を
示す図である。
【図６】縦軸が信号振幅を表わしかつ横軸がビットを表
わす、ＮＬＴＳを伴う場合と伴わない場合の図５（Ｂ）
の記録パターンに対して、イコライズされないローレン
ツの（Lorentzian）チャネル応答のグラフを示す図であ
る。
わす、ＮＬＴＳを伴う場合と伴わない場合の図５（Ｂ）
の記録パターンに対して、イコライズされないローレン
ツの（Lorentzian）チャネル応答のグラフを示す図であ
る。
【図７】図５（Ｃ）のデータ記録パターンの読戻しから
発生した読出信号サンプルの散乱プロットの例であり、
この記録パターンでは、ＮＬＴＳがＰＲ４，ＭＬ記録シ
ステムにおいて３つのディスクリートな信号レベルのう
ちほとんど中間に影響を与えることを示し、またＮＬＴ
Ｓにより影響を受けないプリアンブルパターンを示す図
である。
発生した読出信号サンプルの散乱プロットの例であり、
この記録パターンでは、ＮＬＴＳがＰＲ４，ＭＬ記録シ
ステムにおいて３つのディスクリートな信号レベルのう
ちほとんど中間に影響を与えることを示し、またＮＬＴ
Ｓにより影響を受けないプリアンブルパターンを示す図
である。
【図８】ファームウェアベースの予補償最適化ルーチン
と関連して利用される、この発明による多重目的のＭＳ
Ｅ機能ブロックの機能ブロック図である。
と関連して利用される、この発明による多重目的のＭＳ
Ｅ機能ブロックの機能ブロック図である。
【図９】ファームウェアベースの予補償最適化ルーチン
に関連してまた用いられる、この発明による他のＭＳＥ
機能ブロックの機能ブロック図である。
に関連してまた用いられる、この発明による他のＭＳＥ
機能ブロックの機能ブロック図である。
【図１０】図５（Ｃ）のデータ記録パターンの読戻しの
間、発生した中間および頂部（または底部）の信号レベ
ルに対するＭＳＥの累算を示す、この発明による典型的
なＭＳＥ測定の結果のプロットを示す図である。
間、発生した中間および頂部（または底部）の信号レベ
ルに対するＭＳＥの累算を示す、この発明による典型的
なＭＳＥ測定の結果のプロットを示す図である。
５０１ 量子化器 ５０４ 絶対値または二乗 ５０８ 積分器 ５１０ レベルセレクタ ５０２ 加算接続点 ５００ 平均二乗誤差回路 ５１２ 信号セレクタ ５０ ビタビ検出器 ５２６ 遅延
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シャオドン・チェ アメリカ合衆国、94087 カリフォルニア 州、サニィベイル、ケンジントン・アベニ ュ、1120
Claims (33)
- 【請求項１】 ＰＲＭＬ磁気記録チャネルにおいて書込
予補償を最適化する方法であって、 （ａ） 所定のデータパターンに書込予補償の値を与
え、それにより予補償されたデータパターンを作るステ
ップと、 （ｂ） 磁気記録媒体に前記予補償されたデータパター
ンを書込むステップと、 （ｃ） 前記磁気記録媒体から前記予補償されたデータ
パターンを読出し、そこから読出信号を発生させるステ
ップと、 （ｄ） 前記ＰＲＭＬチャネルへ前記読出信号を入力す
るステップとを含み、前記ＰＲＭＬチャネルは複数のＰ
ＲＭＬ信号レベルを与える出力を有し、さらに、 （ｅ） 前記読出信号をサンプリングして一連の読出信
号サンプルを得るステップと、 （ｆ） 前記複数のＰＲＭＬ信号レベルのうち１つを選
択するステップと、 （ｇ） 前記ＰＲＭＬ信号レベルのうち前記選択された
１つから読出信号サンプルの平均二乗誤差値を計算する
ステップと、 （ｈ） 前記選択されたＰＲＭＬ信号レベルから読出信
号サンプルの最小平均二乗誤差値が得られるまで、繰返
しの各々のために書込予補償の新しい値を用いて、前記
選択されたＰＲＭＬ信号レベルに対して前記与え、書込
み、読出し、入力し、サンプリングしおよび計算するス
テップを繰返すステップとを含む書込予補償を最適化す
る方法。 - 【請求項２】 前記ＰＲＭＬ磁気記録チャネルが多項式
１−Ｄ2 に特徴づけられるクラスＩＶ部分応答チャネル
を含む、請求項１に記載の書込予補償を最適化する方
法。 - 【請求項３】 前記磁気記録媒体が、ディスクドライブ
記憶装置における剛性ディスクである、請求項１に記載
の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項４】 前記所定のデータパターンがディスクド
ライブ記憶システムにおいて磁気記録ディスクの記録ト
ラック周辺で書込まれる、請求項１に記載の書込予補償
を最適化する方法。 - 【請求項５】 前記所定のデータパターンがトリビット
パターンを含む、請求項４に記載の書込予補償を最適化
する方法。 - 【請求項６】 前記ＰＲＭＬ磁気記録チャネルが、頂
部、中間および底部の信号レベルを与える出力を有する
クラスＩＶ部分応答チャネルを含み、前記選択されたＰ
ＲＭＬ信号レベルは前記中間信号レベルである、請求項
５に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項７】 前記所定のデータパターンが繰返しトリ
ビットパターンを含む、請求項１に記載の書込予補償を
最適化する方法。 - 【請求項８】 前記ＰＲＭＬ磁気記録チャネルが、頂
部、中間および底部の信号レベルを与える出力を有する
クラスＩＶ部分応答チャネルを含み、前記選択されたＰ
ＲＭＬ信号レベルは前記中間信号レベルである、請求項
７に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項９】 前記最小平均二乗誤差値を生じた書込予
補償の前記値に対応する値を記憶するステップをさらに
含む、請求項１に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１０】 前記磁気記録媒体に書込まれたデータ
パターンに適用すべき書込予補償の量を選択するために
前記記憶された値を用いるステップをさらに含む、請求
項９に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１１】 前記平均二乗誤差値を計算する前記ス
テップが、 （ａ） 前記読出信号サンプルから期待されるサンプル
値を減算することにより一連の読出信号誤差値を発生さ
せるステップと、 （ｂ） 前記一連の誤差値の絶対値をとるステップと、 （ｃ） 前記選択されたＰＲＭＬ信号レベルから前記一
連の誤差値の絶対値を積分するステップとを含む、請求
項１に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１２】 前記平均二乗誤差値を計算する前記ス
テップが、 （ａ） 前記読出信号サンプルから期待されるサンプル
値を減算することにより、一連の読出信号誤差値を発生
させるステップと、 （ｂ） 前記一連の誤差値を二乗するステップと、 （ｃ） 前記選択されたＰＲＭＬ信号レベルから前記一
連の誤差値の二乗を積分するステップとを含む、請求項
１に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１３】 前記方法が、ゾーンに分けられた記録
ディスクドライブ記憶システムにおいて、複数の異なる
周波数記録ゾーンの各々で行なわれ、さらに各ゾーンに
対する最小平均二乗誤差値を蓄えるステップと、データ
書込動作に対して特定のゾーンを選択するステップと、
選択されたゾーンの各々に対して蓄えられた平均二乗誤
差値を検索しおよび適用して、ゾーン内に位置するトラ
ックへデータを書込む前に前記選択された記録ゾーンに
対して書込予補償を最適化するステップとを含む、請求
項１に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１４】 前記記録ゾーンの各々を最適化する間
に最小平均二乗誤差を発生させた書込予補償の量に対応
する一連の書込予補償選択値を記憶するステップと、前
記記憶された書込予補償選択値の１つを用いて、データ
パターンが前記記録ゾーンのうち選択されたものに書込
まれるとき書込予補償の最適量を選択するステップとを
さらに含む、請求項１３に記載の書込予補償を最適化す
る方法。 - 【請求項１５】 ＰＲＭＬ磁気記録チャネルにおいて書
込予補償を最適化する方法であって、 （ａ） 所定のデータパターンに書込予補償の値を与
え、それにより予補償されたデータパターンを作るステ
ップと、 （ｂ） 磁気記録媒体に前記予補償されたデータパター
ンを書込むステップと、 （ｃ） 前記磁気記録媒体から前記予補償されたデータ
パターンを読出し、そこから読出信号を発生させるステ
ップと、 （ｄ） 前記ＰＲＭＬチャネルへ前記読出信号を入力す
るステップとを含み、前記ＰＲＭＬチャネルは複数のＰ
ＲＭＬ信号レベルを与える出力を有し、さらに、 （ｅ） 前記読出信号をサンプリングして一連の読出信
号サンプルを得るステップと、 （ｆ） 前記複数のＰＲＭＬ信号レベルのうち最初のも
のを選択するステップと、 （ｇ） 前記最初に選択されたＰＲＭＬ信号レベルか
ら、前記読出信号サンプルの平均二乗誤差値を計算する
ステップと、 （ｈ） 前記複数のＰＲＭＬ信号レベルのうち２番目の
ものを選択するステップと、 （ｉ） 前記２番目に選択されたＰＲＭＬ信号レベルか
ら前記読出信号サンプルの平均二乗誤差値を得るため
に、前記読出し、入力し、サンプリングしおよび計算す
るステップを繰返すステップと、 （ｊ） 前記最初に選択されたＰＲＭＬ信号レベルから
の読出信号サンプルの前記平均二乗誤差値と、前記２番
目のＰＲＭＬ信号レベルからの読出信号サンプルの前記
平均二乗誤差値の間の差が最小化されるまで、繰返しの
各々のために書込予補償の新しい値を用いて、適用し、
書込み、読出し、入力し、サンプリングしおよび前記最
初に選択されたＰＲＭＬ信号レベルからの前記読出信号
サンプルの平均二乗誤差値を計算する前記ステップなら
びに、読出し、入力し、サンプリングしおよび前記２番
目に選択されたＰＲＭＬ信号レベルからの読出信号サン
プルの平均二乗誤差値を計算する前記ステップを繰返す
ステップとを含む書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１６】 前記所定のデータパターンは、繰返す
トリビットパターンを含み、前記磁気記録媒体は、ディ
スクドライブ記憶システム内で複数の同心円状に変位し
た記録トラックを有する磁気記録ディスクを含み、前記
繰返すトリビットパターンは前記複数の記録トラックの
うち少なくとも１つに書込まれる、請求項１５に記載の
書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１７】 前記ＰＲＭＬ磁気記録チャネルが、頂
部、中間および底部の信号レベルを与える出力を有する
クラスＩＶ部分応答を含み、前記最初に選択されたＰＲ
ＭＬ信号レベルは前記中間レベルであり、かつ前記２番
目に選択されたＰＲＭＬ信号レベルは前記頂部レベルま
たは前記底部信号レベルのいずれかである、請求項１６
に記載の書込予補償を最適化する方法。 - 【請求項１８】 ＰＲＭＬ磁気記録チャネルにおいて書
込予補償の最適量を決定するための書込予補償最適化回
路であって、 磁気記録媒体の記録面から読出されたイコライズされた
サンプル値を受取り、そこから期待されるサンプル値を
発生させるための量子化器回路を含み、前記期待される
サンプル値は少なくとも２つの期待される出力レベルの
うち１つにはいり、さらに、 前記イコライズされたサンプル値と前記期待されるサン
プル値との間の差の絶対値をとって一連の誤差値を発生
させるための絶対値回路と、 前記少なくとも２つの期待される出力レベルのうち選択
された１つに対応する誤差値を累算するための積分器回
路と、 積分器回路により前記一連の誤差値の累算を制御するた
めのレベルセレクタ回路とを含む、書込予補償最適化回
路。 - 【請求項１９】 前記ＰＲＭＬ磁気記録チャネルが多項
式１−Ｄ2 により特徴づけられるクラスＩＶ部分応答チ
ャネルを含む、請求項１８に記載の書込予補償最適化回
路。 - 【請求項２０】 前記磁気記録媒体が、ディスクドライ
ブ記憶装置内の磁気記憶ディスクを含む、請求項１８に
記載の書込予補償最適化回路。 - 【請求項２１】 前記磁気記憶ディスクが、複数の同心
円状記録トラックを含み、前記記録トラックのうち少な
くとも１つに繰返しトリビットパターンが記録される、
請求項２０に記載の書込予補償最適化回路。 - 【請求項２２】 ＰＲＭＬ磁気記録チャネルのための書
込予補償最適化回路であって、 入力および出力を有する多重レベル量子化器を含み、前
記量子化器入力は、イコライズされた読出チャネル出力
に接続され、さらに、 第１および第２の入力と出力とを有するレベルセレクタ
を含み、前記第１のレベルセレクタ入力は前記量子化器
出力に接続され、前記第２のレベルセレクタ入力はレベ
ル制御入力に接続され、さらに、 正および負の入力を有する加算接続点を含み、前記正の
入力は前記量子化器入力へ接続され、前記負の入力は前
記量子化器出力に接続され、さらに、 第１および第２の入力と出力とを有する平均二乗誤差回
路を含み、前記第１の入力は前記加算接続点出力に接続
され、前記第２の入力は前記レベルセレクタ出力へ接続
される、書込予補償最適化回路。 - 【請求項２３】 前記多重レベル量子化器入力へ接続さ
れた読出信号セレクタをさらに含む、請求項２２に記載
の最適化回路。 - 【請求項２４】 マイクロプロセッサとメモリとをさら
に含み、前記メモリは最適化回路の動作を制御するため
の、前記マイクロプロセッサにより実行可能な命令のシ
ーケンスを含む、請求項２２に記載の最適化回路。 - 【請求項２５】 前記平均二乗誤差回路が、積分器回路
へ接続される絶対値回路を含み、前記積分器回路は前記
レベルセレクタ出力へ接続され、前記レベル制御入力に
基づいて平均二乗誤差値を出力する、請求項２２に記載
の最適化回路。 - 【請求項２６】 前記平均二乗誤差回路が、積分器回路
へ接続される二乗回路を含み、前記積分器は前記レベル
セレクタ出力へ接続され、前記レベル制御入力に基づい
て平均二乗誤差値を出力する、請求項２２に記載の最適
化回路。 - 【請求項２７】 最適化回路の動作を制御するマイクロ
プロセッサからの能動化信号を受けるための能動化入力
をさらに含む、請求項２２に記載の最適化回路。 - 【請求項２８】 関連の複数の期待される信号レベルを
有するＰＲ４，ＭＬデータチャネルを含むディスクドラ
イブであって、 複数の同心円状に変位した記録トラックを有する磁気記
録ディスクを含み、前記トラックの少なくとも１つには
所定の繰返しパターンが書込まれ、前記繰返しパターン
は３連続磁気遷移を含み、さらに、 連続磁気遷移が磁気記録ディスクで記録される時間を遅
延させるための書込予補償手段と、 前記書込予補償手段へ書込クロック信号を与えるための
クロック手段と、 前記書込予補償手段のために書込予補償の最適量を決定
するための書込予補償最適化手段とを含む、ディスクド
ライブ。 - 【請求項２９】 前記書込予補償最適化手段が、複数の
期待される信号レベルの選択された１つに対して、最小
の平均二乗誤差を決定するための手段を含む、請求項２
８に記載のディスクドライブ。 - 【請求項３０】 ビタビ検出器を含む部分応答クラスＩ
Ｖサンプリングデータ検出チャネルにおいて書込予補償
の最適量を決定するための書込予補償最適化回路であっ
て、 ビタビ検出器の出力に接続され、１−Ｄ2 を再構成しか
つ期待されるサンプル値を与えるための、論理回路と、 入力がビタビ検出器の入力へ接続され、出力がイコライ
ズされたサンプル値を与えかつビタビ検出器を介して通
過する信号サンプルの遅延に対応する遅延を与える、遅
延回路と、 期待されるサンプル値とイコライズされたサンプル値の
差をとって差を与えるための組合せ回路と、 前記差の絶対値をとって一連の誤差値を与えるための絶
対値回路と、 前記少なくとも２つの期待される出力レベルのうち選択
された１つに対応する誤差値を累算するための積分器
と、 積分器内で前記一連の誤差値の累算を制御するためのレ
ベルセレクタとを含む、書込予補償最適化回路。 - 【請求項３１】 前記部分応答クラスＩＶサンプリング
データ検出チャネルが、磁気記憶媒体に情報を記録し、
かつ磁気記憶媒体から記録された情報を再生するための
磁気記録および再生チャネルを含む、請求項３０に記載
の書込予補償最適化回路。 - 【請求項３２】 前記磁気記録媒体がディスクドライブ
記憶装置内の磁気記憶ディスクを含む、請求項３１に記
載の書込予補償最適化回路。 - 【請求項３３】 前記磁気記憶ディスクが、複数の同心
円状の記録トラックを含み、前記記録トラックの少なく
とも１つには繰返しトリビットパターンが記録され、こ
れが書込予補償最適化回路の動作の間読戻される、請求
項３２に記載の書込予補償最適化回路。
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