JPH08125443A - 位相変調器 - Google Patents
位相変調器Info
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- JPH08125443A JPH08125443A JP6255435A JP25543594A JPH08125443A JP H08125443 A JPH08125443 A JP H08125443A JP 6255435 A JP6255435 A JP 6255435A JP 25543594 A JP25543594 A JP 25543594A JP H08125443 A JPH08125443 A JP H08125443A
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- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/06—Means for changing frequency deviation
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 位相変調信号における位相変調の変調度と変
調周波数とを広い範囲に亘って互いに独立して設定可能
とする。 【構成】 基準周波数信号を変調用周波数信号で周波数
変調して得られるＦＭ信号を発生するＦＭ信号発生手段
１３と、所定の搬送波周波数を有した入力信号とＦＭ信
号とを混合して和と差の周波数を有する一対の周波数信
号を出力する第１のミキサ手段１２と、一対の周波数信
号のうちの一方の周波数信号を中間周波数信号として抽
出する第１の信号抽出手段１７と、抽出された中間周波
数信号を所定時間遅延させる遅延手段１８と、遅延され
た中間周波数信号とＦＭ信号とを混合して和と差の周波
数を有する一対の周波数信号を出力する第２のミキサ手
段１６と、一対の周波数信号のうち搬送波周波数成分に
該当する周波数信号を抽出して位相変調信号として出力
する第２の信号抽出手段１９を備えている。
調周波数とを広い範囲に亘って互いに独立して設定可能
とする。 【構成】 基準周波数信号を変調用周波数信号で周波数
変調して得られるＦＭ信号を発生するＦＭ信号発生手段
１３と、所定の搬送波周波数を有した入力信号とＦＭ信
号とを混合して和と差の周波数を有する一対の周波数信
号を出力する第１のミキサ手段１２と、一対の周波数信
号のうちの一方の周波数信号を中間周波数信号として抽
出する第１の信号抽出手段１７と、抽出された中間周波
数信号を所定時間遅延させる遅延手段１８と、遅延され
た中間周波数信号とＦＭ信号とを混合して和と差の周波
数を有する一対の周波数信号を出力する第２のミキサ手
段１６と、一対の周波数信号のうち搬送波周波数成分に
該当する周波数信号を抽出して位相変調信号として出力
する第２の信号抽出手段１９を備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は信号の位相が変調用信号
の振幅及び周波数に応じて変化する位相変調信号を発生
する位相変調器に関する。
の振幅及び周波数に応じて変化する位相変調信号を発生
する位相変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば通信ネットワークに組込まれてい
る各種通信機器の性能を試験する場合の試験項目の一つ
として耐ジッタ特性試験がある。一般に、上述した各種
通信機器に入力される信号は例えば長距離の光ファイバ
ケーブルや、マイクロウエーブ回線や衛星通信回線等を
経由する場合が多い。また、多数の中継器や計器を通過
する場合も多い。よって、これ等各経路において信号の
位相が変動する場合もある。このように信号の位相が変
動する現象を「ジッタ」と称するが、各種通信機器がど
の程度の位相変動まで信号を正しく受信できるかの性能
が耐ジッタ特性である。
る各種通信機器の性能を試験する場合の試験項目の一つ
として耐ジッタ特性試験がある。一般に、上述した各種
通信機器に入力される信号は例えば長距離の光ファイバ
ケーブルや、マイクロウエーブ回線や衛星通信回線等を
経由する場合が多い。また、多数の中継器や計器を通過
する場合も多い。よって、これ等各経路において信号の
位相が変動する場合もある。このように信号の位相が変
動する現象を「ジッタ」と称するが、各種通信機器がど
の程度の位相変動まで信号を正しく受信できるかの性能
が耐ジッタ特性である。
【０００３】よって、各種通信機器の耐ジッタ特性を測
定するためには、任意の変調度及び変調周波数を有した
位相変調信号を作成して、試験対象通信機器へ印加する
必要がある。
定するためには、任意の変調度及び変調周波数を有した
位相変調信号を作成して、試験対象通信機器へ印加する
必要がある。
【０００４】従来、この位相変調信号を発生する位相変
調器としてＰＬＬ回路を用いたものが提唱されている。
このようなＰＬＬ回路を用いた位相変調器は例えば図４
に示すように構成されている。
調器としてＰＬＬ回路を用いたものが提唱されている。
このようなＰＬＬ回路を用いた位相変調器は例えば図４
に示すように構成されている。
【０００５】入力端子１から入力された所定の搬送波周
波数ωS を有する入力信号ａ（＝ sinωS ｔ）は分周器
２で１／Ｎに分周される。１／Ｎに分周された入力信号
ｂ（＝ sinωS ｔ／Ｎ）は次の位相比較器（ＰＤ）３へ
入力される。位相比較器３は入力信号ｂと別の分周器９
から出力された分周信号ｃとの位相差Δθを検出する。
位相比較器３から出力された位相差信号ｄ（＝Δθ）は
次のＬＰＦ（ローパス・フィルタ）４で高周波成分が除
去された後、位相差信号ｅとして加算器５へ入力され
る。
波数ωS を有する入力信号ａ（＝ sinωS ｔ）は分周器
２で１／Ｎに分周される。１／Ｎに分周された入力信号
ｂ（＝ sinωS ｔ／Ｎ）は次の位相比較器（ＰＤ）３へ
入力される。位相比較器３は入力信号ｂと別の分周器９
から出力された分周信号ｃとの位相差Δθを検出する。
位相比較器３から出力された位相差信号ｄ（＝Δθ）は
次のＬＰＦ（ローパス・フィルタ）４で高周波成分が除
去された後、位相差信号ｅとして加算器５へ入力され
る。
【０００６】加算器５にはＦＭ信号発生器６から(1) 式
で示すＦＭ信号ｇが入力される。 ｇ＝ sinωM ｔ＝ sin（ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ） …(1) ｍf ＝Δω／ｐ ω0 ：基準周波数 ｐ ；変調用周波数 ｍf ：変調指数 加算器５は、位相差信号ｅとＦＭ信号ｇとを加算して、
(2) 式で示す加算信号ｈを次のＶＣＯ（電圧制御発振
器）７へ送出する。
で示すＦＭ信号ｇが入力される。 ｇ＝ sinωM ｔ＝ sin（ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ） …(1) ｍf ＝Δω／ｐ ω0 ：基準周波数 ｐ ；変調用周波数 ｍf ：変調指数 加算器５は、位相差信号ｅとＦＭ信号ｇとを加算して、
(2) 式で示す加算信号ｈを次のＶＣＯ（電圧制御発振
器）７へ送出する。
【０００７】 ｈ＝ｅ＋ｇ＝Δθ＋ sin（ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ） …(2) ＶＣＯ７は加算信号ｈの信号レベルに比例して変化する
周波数を有する出力信号ｉを出力する。ＶＣＯ７の出力
信号ｉは位相変調器の出力端子８から外部へ出力される
と共に分周器９へ印加される。分周器９は出力信号ｉを
（１／Ｍ）に分周して、分周信号ｃとして前記位相比較
器３へ印加する。
周波数を有する出力信号ｉを出力する。ＶＣＯ７の出力
信号ｉは位相変調器の出力端子８から外部へ出力される
と共に分周器９へ印加される。分周器９は出力信号ｉを
（１／Ｍ）に分周して、分周信号ｃとして前記位相比較
器３へ印加する。
【０００８】なお、この分周器９の分周比１／Ｍは位相
比較器３へ入力される分周信号ｃの周波数が入力信号ｂ
の周波数に一致する値に設定される。各分周器２，９の
分周比１／Ｎ，１／Ｍは操作部１０におけるオペレータ
操作によって、連動して変更される。
比較器３へ入力される分周信号ｃの周波数が入力信号ｂ
の周波数に一致する値に設定される。各分周器２，９の
分周比１／Ｎ，１／Ｍは操作部１０におけるオペレータ
操作によって、連動して変更される。
【０００９】よって、位相比較器２，ＬＰＦ４，加算器
５，ＶＣＯ７及び分周器９は一種のＰＬＬ回路を構成す
る。このようなＰＬＬ回路が組込まれた位相変調器にお
いて、位相変調器の入力端子１から入力された入力信号
ａは分周器２で周波数が１／Ｎに分周された後、ＰＬＬ
回路へ入力される。ＰＬＬ回路内において、ＶＣＯ７へ
入力される加算信号ｈは位相差信号ｅに変調信号ｇを重
畳した波形となるので、１／Ｎに分周された入力信号ｂ
の位相θは加算器５を介して入力されるＦＭ信号ｇの瞬
時値の変化に応じて変化する。そして、その変化が最終
的にＶＣＯ７の出力信号ｉにおける位相変化として現れ
る。その結果、出力端子８の出力信号ｉはその位相θが
ＦＭ信号ｇの瞬時値の変化に応じて変化する位相変調信
号となる。
５，ＶＣＯ７及び分周器９は一種のＰＬＬ回路を構成す
る。このようなＰＬＬ回路が組込まれた位相変調器にお
いて、位相変調器の入力端子１から入力された入力信号
ａは分周器２で周波数が１／Ｎに分周された後、ＰＬＬ
回路へ入力される。ＰＬＬ回路内において、ＶＣＯ７へ
入力される加算信号ｈは位相差信号ｅに変調信号ｇを重
畳した波形となるので、１／Ｎに分周された入力信号ｂ
の位相θは加算器５を介して入力されるＦＭ信号ｇの瞬
時値の変化に応じて変化する。そして、その変化が最終
的にＶＣＯ７の出力信号ｉにおける位相変化として現れ
る。その結果、出力端子８の出力信号ｉはその位相θが
ＦＭ信号ｇの瞬時値の変化に応じて変化する位相変調信
号となる。
【００１０】位相変調信号における位相変調特性とし
て、位相変調の位相変化速度を示す変調周波数と、位相
変調の位相変化範囲を例えば時間幅で示した変調度とが
存在する。
て、位相変調の位相変化速度を示す変調周波数と、位相
変調の位相変化範囲を例えば時間幅で示した変調度とが
存在する。
【００１１】変調周波数は、ＦＭ信号ｇの瞬時値の変化
速度、すなわちＦＭ信号ｇの変調用周波数ｐに対応する
ので、変調周波数を変更する場合はＦＭ信号ｇの変調用
周波数ｐを変更すればよい。
速度、すなわちＦＭ信号ｇの変調用周波数ｐに対応する
ので、変調周波数を変更する場合はＦＭ信号ｇの変調用
周波数ｐを変更すればよい。
【００１２】変調度はＦＭ信号ｇの瞬時値の変化幅、す
なわち振幅に対応する。したがって、変調度を変更する
場合は、ＦＭ信号ｇの振幅を変更すればよい。しかし、
変調度を大きくする目的でＦＭ信号ｇの振幅を大きくす
ると、加算器５の出力が飽和してしまう。また、前記位
相比較器３は、一般に、２００〜３００°の位相範囲の
位相差Δθしか検出できない。
なわち振幅に対応する。したがって、変調度を変更する
場合は、ＦＭ信号ｇの振幅を変更すればよい。しかし、
変調度を大きくする目的でＦＭ信号ｇの振幅を大きくす
ると、加算器５の出力が飽和してしまう。また、前記位
相比較器３は、一般に、２００〜３００°の位相範囲の
位相差Δθしか検出できない。
【００１３】そこで、ＰＬＬ回路の入力段に分周器２を
挿入して、ＰＬＬ回路の位相比較器３に入力される入力
信号ｂの周波数を低減させるようにしている。このよう
にすることによって、ＦＭ信号ｇの振幅を変化させて同
一位相差Δθを生じさせたとしても、大きい時間幅を実
現できる。
挿入して、ＰＬＬ回路の位相比較器３に入力される入力
信号ｂの周波数を低減させるようにしている。このよう
にすることによって、ＦＭ信号ｇの振幅を変化させて同
一位相差Δθを生じさせたとしても、大きい時間幅を実
現できる。
【００１４】したがって、位相変調信号（出力信号ｉ）
の変調度を変更する場合は、前述したＦＭ信号ｇの振幅
を変更するよりも、一般的に、分周器２の分周比１／Ｎ
を変更するようにしている。よって、図４に示す位相変
調器で得られる位相変調信号（出力信号ｉ）の変調周波
数及び変調度を任意の値に変更できる。
の変調度を変更する場合は、前述したＦＭ信号ｇの振幅
を変更するよりも、一般的に、分周器２の分周比１／Ｎ
を変更するようにしている。よって、図４に示す位相変
調器で得られる位相変調信号（出力信号ｉ）の変調周波
数及び変調度を任意の値に変更できる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４に
示すＰＬＬ回路を用いた位相変調器においても、まだ解
消すべき次のような課題があった。すなわち、位相変調
の変調度を大きくするために分周器２の分周比１／Ｎを
大きく設定すると、ＰＬＬ回路に入力される入力信号ｂ
の周波数が低下する。周波数が低下すると、ＰＬＬ回路
に組込まれたＬＰＦ４の遮断周波数も低下させる必要が
ある。その結果、ＰＬＬ回路全体の周波数応答特性が低
下して、ループゲインが低下する。この状態になると、
たとえ位相変調の変調周波数を上げる目的で、ＦＭ信号
ｇの変調用周波数ｐを上昇させたとしても、この変化は
ＰＬＬ回路内で吸収されて、出力信号ｉに現れない。
示すＰＬＬ回路を用いた位相変調器においても、まだ解
消すべき次のような課題があった。すなわち、位相変調
の変調度を大きくするために分周器２の分周比１／Ｎを
大きく設定すると、ＰＬＬ回路に入力される入力信号ｂ
の周波数が低下する。周波数が低下すると、ＰＬＬ回路
に組込まれたＬＰＦ４の遮断周波数も低下させる必要が
ある。その結果、ＰＬＬ回路全体の周波数応答特性が低
下して、ループゲインが低下する。この状態になると、
たとえ位相変調の変調周波数を上げる目的で、ＦＭ信号
ｇの変調用周波数ｐを上昇させたとしても、この変化は
ＰＬＬ回路内で吸収されて、出力信号ｉに現れない。
【００１６】次に、変調周波数を大きくするためには、
ＦＭ信号ｇの変調用周波数ｐを上昇させるとともに、分
周器２の分周比１／Ｎを小さく設定して、ＬＰＦ４の遮
断周波数を高くする必要がある。しかし、分周器２の分
周比１／Ｎを小さく設定すると位相変調の変調度を大き
く設定できない。
ＦＭ信号ｇの変調用周波数ｐを上昇させるとともに、分
周器２の分周比１／Ｎを小さく設定して、ＬＰＦ４の遮
断周波数を高くする必要がある。しかし、分周器２の分
周比１／Ｎを小さく設定すると位相変調の変調度を大き
く設定できない。
【００１７】このように、出力される位相変調信号の位
相変調の変調度と変調周波数とは密接な関係があり、い
ずれか一方を固定して、他方を任意の値に設定すること
は非常に困難であった。また、両者を同時に高い値に設
定することはできなかった。
相変調の変調度と変調周波数とは密接な関係があり、い
ずれか一方を固定して、他方を任意の値に設定すること
は非常に困難であった。また、両者を同時に高い値に設
定することはできなかった。
【００１８】図５は、図４に示す位相変調器における設
定変調度と設定変調周波数との関係を示す図である、例
えば、変調度を高く設定すると、変調周波数は高く設定
できない。逆に、変調周波数を高く設定すると変調度は
低くなる。
定変調度と設定変調周波数との関係を示す図である、例
えば、変調度を高く設定すると、変調周波数は高く設定
できない。逆に、変調周波数を高く設定すると変調度は
低くなる。
【００１９】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、変調度を得るために遅延手段を採用するこ
とによって、位相変調信号の位相変調において高い変調
度及び高い変調周波数が得られ、かつそれ等をそれぞれ
独立して制御でき、結果として、広い変調範囲及び広い
変調周波数範囲に亘って、任意の変調度及び任意の変調
周波数を有した位相変調信号を出力できる位相変調器を
提供することを目的とする。
ものであり、変調度を得るために遅延手段を採用するこ
とによって、位相変調信号の位相変調において高い変調
度及び高い変調周波数が得られ、かつそれ等をそれぞれ
独立して制御でき、結果として、広い変調範囲及び広い
変調周波数範囲に亘って、任意の変調度及び任意の変調
周波数を有した位相変調信号を出力できる位相変調器を
提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解消するため
に、本発明の位相変調器においては、基準周波数信号を
変調用周波数信号で周波数変調して得られるＦＭ信号を
発生するＦＭ信号発生手段と、所定の搬送波周波数を有
した入力信号とＦＭ信号とを混合してこれらの和と差の
各周波数信号を出力する第１のミキサ手段と、第１のミ
キサ手段で得られた各周波数信号のうちのいずれか一方
を中間周波数信号として抽出する第１の信号抽出手段
と、第１の信号抽出手段で抽出された中間周波数信号を
位相変調を行うために所定時間遅延させる遅延手段と、
遅延手段で遅延された中間周波数信号とＦＭ信号とを混
合してこれらの和と差の各周波数信号を出力する第２の
ミキサ手段と、第２のミキサ手段で得られた各周波数信
号のうち搬送波周波数成分に該当する周波数信号を抽出
して位相変調信号として出力する第２の信号抽出手段と
備えている。
に、本発明の位相変調器においては、基準周波数信号を
変調用周波数信号で周波数変調して得られるＦＭ信号を
発生するＦＭ信号発生手段と、所定の搬送波周波数を有
した入力信号とＦＭ信号とを混合してこれらの和と差の
各周波数信号を出力する第１のミキサ手段と、第１のミ
キサ手段で得られた各周波数信号のうちのいずれか一方
を中間周波数信号として抽出する第１の信号抽出手段
と、第１の信号抽出手段で抽出された中間周波数信号を
位相変調を行うために所定時間遅延させる遅延手段と、
遅延手段で遅延された中間周波数信号とＦＭ信号とを混
合してこれらの和と差の各周波数信号を出力する第２の
ミキサ手段と、第２のミキサ手段で得られた各周波数信
号のうち搬送波周波数成分に該当する周波数信号を抽出
して位相変調信号として出力する第２の信号抽出手段と
備えている。
【００２１】
【作用】このように構成された位相変調器においては、
ＦＭ信号発生手段から出力されたＦＭ信号と入力信号が
第１のミキサ手段によって混合されて、ＦＭ信号におけ
る基準周波数ω0 と変調用周波数ｐとの関数で定まる周
波数ωM と搬送波周波数ωS との差の周波数を有する一
対の中間周波数信号が得られる。
ＦＭ信号発生手段から出力されたＦＭ信号と入力信号が
第１のミキサ手段によって混合されて、ＦＭ信号におけ
る基準周波数ω0 と変調用周波数ｐとの関数で定まる周
波数ωM と搬送波周波数ωS との差の周波数を有する一
対の中間周波数信号が得られる。
【００２２】その一対の中間周波数信号のうちのいずれ
か一方の中間周波数信号が遅延手段によって所定時間Δ
ｔだけ遅延される。そして、遅延後の中間周波数信号と
前述したＦＭ信号が第２のミキサ手段によって再度混合
される。したがって、この再混合された一対の差周波数
信号には、遅延時間Δｔと基準周波数ω0 と変調用周波
数ｐと搬送波周波数ωS とが含まれるので、第２の信号
抽出手段にて、一対の差周波数信号のうち、基準周波数
ω0 が含まれない搬送波周波数ωS が含まれる側波帯が
選択され、位相変調信号となる。したがって、この位相
変調信号の位相変調の変調度を遅延手段で、また変調周
波数をＦＭ変調信号発生手段によってそれぞれ独立して
任意に設定できる。
か一方の中間周波数信号が遅延手段によって所定時間Δ
ｔだけ遅延される。そして、遅延後の中間周波数信号と
前述したＦＭ信号が第２のミキサ手段によって再度混合
される。したがって、この再混合された一対の差周波数
信号には、遅延時間Δｔと基準周波数ω0 と変調用周波
数ｐと搬送波周波数ωS とが含まれるので、第２の信号
抽出手段にて、一対の差周波数信号のうち、基準周波数
ω0 が含まれない搬送波周波数ωS が含まれる側波帯が
選択され、位相変調信号となる。したがって、この位相
変調信号の位相変調の変調度を遅延手段で、また変調周
波数をＦＭ変調信号発生手段によってそれぞれ独立して
任意に設定できる。
【００２３】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。図１は実施例の位相変調器の概略構成を示すブロッ
ク図である。位相変調器の入力端子１から入力された所
定の搬送波周波数ωS を有する(3)式で示される入力信
号ａは第１のミキサ１２へ入力される。
る。図１は実施例の位相変調器の概略構成を示すブロッ
ク図である。位相変調器の入力端子１から入力された所
定の搬送波周波数ωS を有する(3)式で示される入力信
号ａは第１のミキサ１２へ入力される。
【００２４】 ａ＝ sinωS ｔ …(3) この第１のミキサ１２には入力信号ａの他にＦＭ信号発
生回路１３から出力されたＦＭ信号ｇが入力される。
生回路１３から出力されたＦＭ信号ｇが入力される。
【００２５】ＦＭ信号発生回路１３は、変調用信号発生
回路１４とＦＭ変調回路１５とで構成されている。変調
用信号発生回路１４は(4) 式で示す変調用周波数信号ｊ
を発生する発振器である。
回路１４とＦＭ変調回路１５とで構成されている。変調
用信号発生回路１４は(4) 式で示す変調用周波数信号ｊ
を発生する発振器である。
【００２６】 ｊ＝ sinｐｔ ｐ；変調用周波数 …(4) 変調用周波数信号ｊは次のＦＭ変調回路１５の制御電圧
端子へ入力される。ＦＭ変調回路１５は、例えば制御発
振回路（ＶＣＯ）で構成されており、制御電圧端子に印
加される電圧Ｖｃに比例して発振周波数ωM が変化す
る。具体的には、図２に示すように、変調用周波数信号
ｊの値に応じて発振周波数ωM が予め定められた基準周
波数ω0 を中心に変化する。発振周波数ωM の変化幅Δ
ωは変調用周波数信号ｊの振幅に対応して定まる。
端子へ入力される。ＦＭ変調回路１５は、例えば制御発
振回路（ＶＣＯ）で構成されており、制御電圧端子に印
加される電圧Ｖｃに比例して発振周波数ωM が変化す
る。具体的には、図２に示すように、変調用周波数信号
ｊの値に応じて発振周波数ωM が予め定められた基準周
波数ω0 を中心に変化する。発振周波数ωM の変化幅Δ
ωは変調用周波数信号ｊの振幅に対応して定まる。
【００２７】すなわち、基準周波数ω0 を有する基準周
波数信号が変調用周波数信号ｊで周波数変調（ＦＭ）さ
れる。その結果、ＦＭ変調回路１５から(5) 式で示すＦ
Ｍ信号ｇが出力される。
波数信号が変調用周波数信号ｊで周波数変調（ＦＭ）さ
れる。その結果、ＦＭ変調回路１５から(5) 式で示すＦ
Ｍ信号ｇが出力される。
【００２８】 ｇ＝ sinωM ｔ＝ sin（ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ） …(5) ｍf ＝Δω／ｐ ω0 ：基準周波数 ｐ ；変調用周波数 ｍf ：変調指数 (5) 式は前述した(1) 式と同じである。
【００２９】ＦＭ信号発生回路１３から出力されたＦＭ
信号ｇは第１のミキサ１２及び第２のミキサ１６へ入力
される。第１のミキサ１２は入力信号ａとＦＭ信号ｇを
混合して(6) 式に示す両信号ａ，ｂの和と差の周波数
（ωS ±ωM ）を有する一対の周波数信号を含む信号ｋ
を出力する。
信号ｇは第１のミキサ１２及び第２のミキサ１６へ入力
される。第１のミキサ１２は入力信号ａとＦＭ信号ｇを
混合して(6) 式に示す両信号ａ，ｂの和と差の周波数
（ωS ±ωM ）を有する一対の周波数信号を含む信号ｋ
を出力する。
【００３０】 ｋ＝ａ×ｇ＝[ sin ωS ｔ] ・[ sin(ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ)] ＝Ｋ1 [ cos(ωS ｔ−ω0 ｔ＋ｍf cosｐｔ） −cos(ωS ｔ＋ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ）］ …(6) Ｋ1 ：定数 第１のミキサ１２の出力信号ｋは次の第１の信号抽出手
段としてのＬＰＦ１７へ入力される。ＬＰＦ１７はこの
出力信号ｋに含まれる一対の周波数信号のうち低い方の
周波数（ωS −ωM ）を有する(7) 式で示す中間周波数
信号ｎを抽出して出力する。
段としてのＬＰＦ１７へ入力される。ＬＰＦ１７はこの
出力信号ｋに含まれる一対の周波数信号のうち低い方の
周波数（ωS −ωM ）を有する(7) 式で示す中間周波数
信号ｎを抽出して出力する。
【００３１】 ｎ＝Ｋ1 [ cos(ωS ｔ−ω0 ｔ＋ｍf cosｐｔ）] ＝Ｋ1 [ cos(ωS −ω0 ) ｔ＋ｍf cosｐｔ）] …(7) ＬＰＦ１７から出力された一方の中間周波数信号ｎは次
の遅延回路１８へ入力される。この遅延回路１８は、指
定された遅延時間Δｔに応じて設定される長さを有した
信号線で構成されており、入力された中間周波数信号ｎ
をこの信号線を通過するに要する時間だけ遅延させて出
力する。
の遅延回路１８へ入力される。この遅延回路１８は、指
定された遅延時間Δｔに応じて設定される長さを有した
信号線で構成されており、入力された中間周波数信号ｎ
をこの信号線を通過するに要する時間だけ遅延させて出
力する。
【００３２】遅延回路１８から出力される中間周波数信
号ｏは(8) 式に示すように、入力された中間周波数信号
ｎに対してΔｔ時間だけ遅延される。 ｏ＝Ｋ1 [cos{(ωS −ω0 )(ｔ−Δｔ）＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）} ] ＝Ｋ1 [cos{(ωS −ω0 ) ｔ− (ωS −ω0 ) Δｔ ＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）} ] …(8) 遅延回路１８でΔｔ時間だけ遅延された中間周波数信号
ｏは次の第２のミキサ１６へに入力される。第２のミキ
サ１６はＦＭ信号発生回路１３から入力されたＦＭ信号
ｇと中間周波数信号ｏとを混合して(9) 式に示す両信号
ｇ，ｏの和と差の周波数［（ωS −ωM ）±ωM ］を有
する一対の周波数信号を含む信号ｑを出力する。
号ｏは(8) 式に示すように、入力された中間周波数信号
ｎに対してΔｔ時間だけ遅延される。 ｏ＝Ｋ1 [cos{(ωS −ω0 )(ｔ−Δｔ）＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）} ] ＝Ｋ1 [cos{(ωS −ω0 ) ｔ− (ωS −ω0 ) Δｔ ＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）} ] …(8) 遅延回路１８でΔｔ時間だけ遅延された中間周波数信号
ｏは次の第２のミキサ１６へに入力される。第２のミキ
サ１６はＦＭ信号発生回路１３から入力されたＦＭ信号
ｇと中間周波数信号ｏとを混合して(9) 式に示す両信号
ｇ，ｏの和と差の周波数［（ωS −ωM ）±ωM ］を有
する一対の周波数信号を含む信号ｑを出力する。
【００３３】 ｑ＝ｇ×ｏ＝Ｋ1 ［sin(ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ)] ×[cos{(ωS −ω0 ) ｔ− (ωS −ω0 ) Δｔ＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）} ］ ＝Ｋ2 ［ sin（Ａ＋Ｂ）＋ sin（Ａ−Ｂ）］ …(9) 但し、Ａ＝ω0 ｔ−ｍf cosｐｔ Ｂ＝（ωS −ω0 )(ｔ−Δｔ）＋ｍf cosｐ（ｔ−Δ
ｔ） Ｋ2 ：定数 (9) 式を整理すると、(10)式となる。
ｔ） Ｋ2 ：定数 (9) 式を整理すると、(10)式となる。
【００３４】 ｑ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ−ｍf cosｐｔ＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］＋Ｋ2 sin（Ａ−Ｂ） …(10) 第２のミキサ１６の出力信号ｑは次の第２の信号抽出手
段としてのＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１９へ入力さ
れる。ＢＰＦ１９の通過周波数範囲は、入力信号ａの搬
送波周波数ωS を含む一方の周波数信号を示すＫ2 sin
（Ａ＋Ｂ）の項のみが通過するように、搬送波周波数ω
S を中心とする±ｐの範囲に設定されている。
段としてのＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１９へ入力さ
れる。ＢＰＦ１９の通過周波数範囲は、入力信号ａの搬
送波周波数ωS を含む一方の周波数信号を示すＫ2 sin
（Ａ＋Ｂ）の項のみが通過するように、搬送波周波数ω
S を中心とする±ｐの範囲に設定されている。
【００３５】したがって、第２のミキサ１６の出力信号
ｑに含まれる他方の周波数信号を示すＫ2 sin（Ａ−
Ｂ）の項が除去されて、ＢＰＦ１９の出力信号ｒは(11)
式となる。
ｑに含まれる他方の周波数信号を示すＫ2 sin（Ａ−
Ｂ）の項が除去されて、ＢＰＦ１９の出力信号ｒは(11)
式となる。
【００３６】 ｒ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ−ｍf cosｐｔ＋ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］ …(11) 図３は、図１に示す位相変調器を構成する各回路の各出
力信号の各周波数の相互間系を模式的に示す図である。
図示するように、第２のミキサ１６の出力信号ｑに含ま
れる前述した一対の周波数成分［（ωS −ωM ）＋ωM
＝ωS ］，［（ωS −ωM ）−ωM ＝ωS −２ωM ］か
らＦＭ信号ｇの周波数成分ωM が相殺された入力信号の
搬送波周波数成分ωS のみを含む一方側の周波数成分が
第２の信号抽出手段としてのＢＰＦ１９にて選択される
ことが理解できる。
力信号の各周波数の相互間系を模式的に示す図である。
図示するように、第２のミキサ１６の出力信号ｑに含ま
れる前述した一対の周波数成分［（ωS −ωM ）＋ωM
＝ωS ］，［（ωS −ωM ）−ωM ＝ωS −２ωM ］か
らＦＭ信号ｇの周波数成分ωM が相殺された入力信号の
搬送波周波数成分ωS のみを含む一方側の周波数成分が
第２の信号抽出手段としてのＢＰＦ１９にて選択される
ことが理解できる。
【００３７】さらに、(11)式のうち、［ｍf cosｐ（ｔ
−Δｔ）−ｍf cosｐｔ］は下記の通り変形できる。 ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）−ｍf cosｐｔ ＝ｍf ［cos{ｐ（ｔ−Δｔ／２）−ｐ（Δｔ／２）｝ −cos{ｐ（ｔ−Δｔ／２）＋ｐ（Δｔ／２）｝］ ＝２ｍf ［sin ｐ（ｔ−Δｔ／２）・sin ｐ（Δｔ／２）］ よって、(11)式は(12)式のように変形できる。
−Δｔ）−ｍf cosｐｔ］は下記の通り変形できる。 ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）−ｍf cosｐｔ ＝ｍf ［cos{ｐ（ｔ−Δｔ／２）−ｐ（Δｔ／２）｝ −cos{ｐ（ｔ−Δｔ／２）＋ｐ（Δｔ／２）｝］ ＝２ｍf ［sin ｐ（ｔ−Δｔ／２）・sin ｐ（Δｔ／２）］ よって、(11)式は(12)式のように変形できる。
【００３８】 ｒ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ＋２ｍf sin ｐ（ｔ−Δｔ／２）・sin ｐ（Δｔ／２） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］ ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ＋２ｍf sin ｐ（Δｔ／２）・sin ｐ（ｔ−Δｔ／２） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］ …(12) ここで、ｐ（Δｔ／２）《１と見なせるので、sin ｐ
（Δｔ／２）をｐ（Δｔ／２）で置換すると、(13)式が
得られる。
（Δｔ／２）をｐ（Δｔ／２）で置換すると、(13)式が
得られる。
【００３９】 ｒ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ＋２ｍf ｐ（Δｔ／２）・sin ｐ（ｔ−Δｔ／２） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］ …(13) 前述したように、変調指数ｍf はΔω／ｐで定義される
ので、この位相変調器の出力端子２０から出力される出
力信号ｒは最終的に(14)式となる。
ので、この位相変調器の出力端子２０から出力される出
力信号ｒは最終的に(14)式となる。
【００４０】 ｒ＝Ｋ2 ［sin{ωS ｔ＋Δω・Δｔ・sin ｐ（ｔ−Δｔ／２） ＋（ω0 −ωS ）Δｔ｝］ …(14) すなわち、上記発明の構成の特徴を簡単に言い換える
と、第１のミキサ１２から出力されるＦＭ成分［ｍf c
osｐｔ］を遅延させ［ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）］たう
え、第２のミキサ１６に遅延前のＦＭ成分［ｍf cosｐ
ｔ］との差を算出することにより、ＦＭ成分［ｍf cos
ｐｔ］を微分している。
と、第１のミキサ１２から出力されるＦＭ成分［ｍf c
osｐｔ］を遅延させ［ｍf cosｐ（ｔ−Δｔ）］たう
え、第２のミキサ１６に遅延前のＦＭ成分［ｍf cosｐ
ｔ］との差を算出することにより、ＦＭ成分［ｍf cos
ｐｔ］を微分している。
【００４１】(14)式で示す出力信号ｒは、入力端子１１
に印加された入力信号ａの搬送波周波数ωS を、位相θ
がＦＭ変調回路１５の周波数範囲Δω，遅延回路１８の
遅延時間Δｔ及び変調用周波数ｐによって変化する位相
変調信号となる。
に印加された入力信号ａの搬送波周波数ωS を、位相θ
がＦＭ変調回路１５の周波数範囲Δω，遅延回路１８の
遅延時間Δｔ及び変調用周波数ｐによって変化する位相
変調信号となる。
【００４２】この位相変調信号（出力信号ｒ）の位相変
調における位相θの変化範囲、すなわち変調度は、遅延
回路１８の遅延時間Δｔ及びＦＭ変調回路１５の図２に
示す周波数範囲Δωを変更することによって任意の値に
設定できる。
調における位相θの変化範囲、すなわち変調度は、遅延
回路１８の遅延時間Δｔ及びＦＭ変調回路１５の図２に
示す周波数範囲Δωを変更することによって任意の値に
設定できる。
【００４３】さらに、位相変調における変調速度を示す
変調周波数は変調用信号発生回路１４の変調用周波数信
号ｊの変調用周波数ｐを変更することによって任意の値
に設定できる。
変調周波数は変調用信号発生回路１４の変調用周波数信
号ｊの変調用周波数ｐを変更することによって任意の値
に設定できる。
【００４４】そして、この位相変調器においては、第１
のミキサ１２，ＬＰＦ１７，遅延回路１８，第２のミキ
サ１６及びＢＰＦ１９が直列的に配列されており、各部
に設定したパラメータや定数は出力される位相変調信号
（出力信号ｒ）の各特性にそれぞれ独立して影響を与え
る。
のミキサ１２，ＬＰＦ１７，遅延回路１８，第２のミキ
サ１６及びＢＰＦ１９が直列的に配列されており、各部
に設定したパラメータや定数は出力される位相変調信号
（出力信号ｒ）の各特性にそれぞれ独立して影響を与え
る。
【００４５】すなわち、図４に示したＰＬＬ回路を用い
た閉ループを構成する位相変調器のように、変調度と変
調周波数とが互いに影響を及ぼし合うことはない。ま
た、実施例の位相変調器においては、図４に示した従来
変調器で用いた位相比較器３を採用していないので、た
とえ入力端子１１に高い搬送波周波数ωS が入力したと
しても、遅延回路１８において任意の遅延時間Δｔを設
定でき、分周器を介在させる必要がない。その結果、Ｌ
ＰＦ１７の遮断周波数を低下させる必要がないので、位
相変調器全体として高い周波数応答性を維持できる。
た閉ループを構成する位相変調器のように、変調度と変
調周波数とが互いに影響を及ぼし合うことはない。ま
た、実施例の位相変調器においては、図４に示した従来
変調器で用いた位相比較器３を採用していないので、た
とえ入力端子１１に高い搬送波周波数ωS が入力したと
しても、遅延回路１８において任意の遅延時間Δｔを設
定でき、分周器を介在させる必要がない。その結果、Ｌ
ＰＦ１７の遮断周波数を低下させる必要がないので、位
相変調器全体として高い周波数応答性を維持できる。
【００４６】このように、遅延回路１８の遅延時間Δｔ
を変更することによって、分周器を用いることなく、出
力される位相変調信号における位相変調の変調度を広い
範囲に亘って任意に設定できる。
を変更することによって、分周器を用いることなく、出
力される位相変調信号における位相変調の変調度を広い
範囲に亘って任意に設定できる。
【００４７】また、変調度の値に係わりなく、位相変調
器は常に一定の高い周波数応答性を維持しているので、
変調用周波数信号ｊの変調用周波数ｐを変更することに
よって、前記変調度と独立して、出力される位相変調信
号の変調周波数を広い範囲に亘って任意に設定できる。
器は常に一定の高い周波数応答性を維持しているので、
変調用周波数信号ｊの変調用周波数ｐを変更することに
よって、前記変調度と独立して、出力される位相変調信
号の変調周波数を広い範囲に亘って任意に設定できる。
【００４８】したがって、通信ネットワークに組込まれ
ている各種通信機器がどの程度の位相変動まで信号を正
しく受信できるかの耐ジッタ特性を測定する耐ジッタ特
性試験装置にこの位相変調器をジッタ発生器として組込
むことによって、耐ジッタ特性の測定を正確かつ容易に
実施できる。
ている各種通信機器がどの程度の位相変動まで信号を正
しく受信できるかの耐ジッタ特性を測定する耐ジッタ特
性試験装置にこの位相変調器をジッタ発生器として組込
むことによって、耐ジッタ特性の測定を正確かつ容易に
実施できる。
【００４９】例えば、実施例の位相変調器においては、
位相変調信号における変調周波数の設定可能上限周波数
は２０ＭHz以上を確保できた。また、入力信号ａの入力
周波数ωS が例えば２０ＭHzの場合、１周期（２π）の
変調度を実現するために遅延回路１８として１０ｍ程度
の信号線を採用している。
位相変調信号における変調周波数の設定可能上限周波数
は２０ＭHz以上を確保できた。また、入力信号ａの入力
周波数ωS が例えば２０ＭHzの場合、１周期（２π）の
変調度を実現するために遅延回路１８として１０ｍ程度
の信号線を採用している。
【００５０】なお、本発明は上述した実施例に限定され
るものではない。例えば、第１のミキサ１２から出力さ
れる一対の中間周波数信号からなる出力信号ｋから一方
の中間周波数信号を抽出する第１の信号抽出手段とし
て、低い方の周波数（ωS −ωM ）を有する(7) 式で示
す中間周波数信号ｎを抽出するＬＰＦ１７を用いたが、
高い方の周波数（ωS ＋ωM ）を有する中間周波数信号
を抽出するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を用いてもよ
い。この場合、第２の信号抽出手段としてのＢＰＦ１９
は反対側の差周波数信号を選択すればよい。
るものではない。例えば、第１のミキサ１２から出力さ
れる一対の中間周波数信号からなる出力信号ｋから一方
の中間周波数信号を抽出する第１の信号抽出手段とし
て、低い方の周波数（ωS −ωM ）を有する(7) 式で示
す中間周波数信号ｎを抽出するＬＰＦ１７を用いたが、
高い方の周波数（ωS ＋ωM ）を有する中間周波数信号
を抽出するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を用いてもよ
い。この場合、第２の信号抽出手段としてのＢＰＦ１９
は反対側の差周波数信号を選択すればよい。
【００５１】また、遅延時間Δｔを発生させるための遅
延回路１８として実際の信号線を用いたが、例えばコイ
ル，コンデンサ等で構成され前記信号線を模擬した遅延
等価回路を用いてもよい。さらに、１／２の遅延回路の
コンデンサをバリピコ等の容量可変素子を用いることで
位相変調度を可変できる。
延回路１８として実際の信号線を用いたが、例えばコイ
ル，コンデンサ等で構成され前記信号線を模擬した遅延
等価回路を用いてもよい。さらに、１／２の遅延回路の
コンデンサをバリピコ等の容量可変素子を用いることで
位相変調度を可変できる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の位相変調器
においては、入力信号に対してＦＭ信号を混合するため
のミキサ手段および遅延時間を得るための遅延手段をル
ープ回路に構成せずに、直列の開放回路に構成してい
る。さらに、変調度を得るために上述した遅延手段を採
用している。したがって、位相変調信号の位相変調にお
いて高い変調度及び高い変調周波数が得られ、かつそれ
等をそれぞれ独立して制御でき、結果として、広い変調
範囲及び広い変調周波数範囲に亘って、任意の変調度及
び任意の変調周波数を有した位相変調信号を得ることが
できる。
においては、入力信号に対してＦＭ信号を混合するため
のミキサ手段および遅延時間を得るための遅延手段をル
ープ回路に構成せずに、直列の開放回路に構成してい
る。さらに、変調度を得るために上述した遅延手段を採
用している。したがって、位相変調信号の位相変調にお
いて高い変調度及び高い変調周波数が得られ、かつそれ
等をそれぞれ独立して制御でき、結果として、広い変調
範囲及び広い変調周波数範囲に亘って、任意の変調度及
び任意の変調周波数を有した位相変調信号を得ることが
できる。
【図１】 本発明の一実施例に係わる位相変調器の概略
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図２】 同実施例変調器のＦＭ変調回路における発振
周波数と入力電圧との関係を示す図
周波数と入力電圧との関係を示す図
【図３】 同実施例変調器における各部の出力信号の各
周波数（キャリア周波数）の相互間系を説明するための
図
周波数（キャリア周波数）の相互間系を説明するための
図
【図４】 従来の位相変調器の概略構成を示すブロック
図
図
【図５】 同従来変調器にて得られる位相変調信号にお
ける変調度と変調周波数との関係を示す図
ける変調度と変調周波数との関係を示す図
１１…入力端子、１２…第１のミキサ、１３…ＦＭ信号
発生回路、１４…変調用信号発生回路、１５…ＦＭ変調
回路、１６…第２のミキサ、１７…ＬＰＦ、１８…遅延
回路、１９…ＢＰＦ、２０…出力端子、ａ…入力信号、
ｇ…ＦＭ信号、ｊ…変調用信号、ｋ…出力信号、ｎ…中
間周波数信号、ｏ…中間周波数信号、ｑ…出力信号、ｑ
…出力信号（位相変調信号）
発生回路、１４…変調用信号発生回路、１５…ＦＭ変調
回路、１６…第２のミキサ、１７…ＬＰＦ、１８…遅延
回路、１９…ＢＰＦ、２０…出力端子、ａ…入力信号、
ｇ…ＦＭ信号、ｊ…変調用信号、ｋ…出力信号、ｎ…中
間周波数信号、ｏ…中間周波数信号、ｑ…出力信号、ｑ
…出力信号（位相変調信号）
Claims (1)
- 【請求項１】 基準周波数信号を変調用周波数信号で周
波数変調して得られるＦＭ信号を発生するＦＭ信号発生
手段(13)と、 所定の搬送波周波数を有した入力信号と前記ＦＭ信号と
を混合してこれらの和と差の各周波数信号を出力する第
１のミキサ手段(12)と、 この第１のミキサ手段で得られた各周波数信号のうちの
いずれか一方を中間周波数信号として抽出する第１の信
号抽出手段(17)と、 この第１の信号抽出手段で抽出された中間周波数信号を
位相変調を行うために所定時間遅延させる遅延手段(18)
と、 この遅延手段で遅延された中間周波数信号と前記ＦＭ信
号とを混合してこれらの和と差の各周波数信号を出力す
る第２のミキサ手段(16)と、 この第２のミキサ手段で得られた各周波数信号のうち前
記搬送波周波数成分に該当する周波数信号を抽出して位
相変調信号として出力する第２の信号抽出手段(19)とを
備えた位相変調器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6255435A JPH08125443A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 位相変調器 |
| US08/539,439 US5598130A (en) | 1994-10-20 | 1995-10-05 | Phase modulator capable of individually defining modulation degree and modulation frequency |
| EP95115947A EP0708522A1 (en) | 1994-10-20 | 1995-10-10 | Phase modulator capable of individually defining modulation degree and modulation frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6255435A JPH08125443A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125443A true JPH08125443A (ja) | 1996-05-17 |
Family
ID=17278732
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6255435A Pending JPH08125443A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 位相変調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5598130A (ja) |
| EP (1) | EP0708522A1 (ja) |
| JP (1) | JPH08125443A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003101408A (ja) * | 2001-09-21 | 2003-04-04 | Citizen Watch Co Ltd | 発振器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2756989B1 (fr) * | 1996-12-11 | 1999-02-12 | Dassault Electronique | Dispositif electronique de traitement de signaux a large bande, avec transposition |
| DE19703237C1 (de) * | 1997-01-29 | 1998-10-22 | Siemens Ag | Radar-Abstandsmesser |
| US7144616B1 (en) * | 1999-06-28 | 2006-12-05 | California Institute Of Technology | Microfabricated elastomeric valve and pump systems |
| US7046721B2 (en) * | 2001-03-20 | 2006-05-16 | Ericsson Inc. | System and method to enhance the capacity of a communication link |
| JP3866959B2 (ja) * | 2001-11-07 | 2007-01-10 | 三菱電機株式会社 | 周波数差検知装置および周波数差検知方法 |
| JP2003315860A (ja) * | 2002-04-18 | 2003-11-06 | Agilent Technol Inc | 光周波数変換装置及び光周波数変換方法 |
| JP2005354256A (ja) * | 2004-06-09 | 2005-12-22 | Fujitsu Ltd | クロックジェネレータ、およびその制御方法 |
| TWI342676B (en) * | 2007-09-12 | 2011-05-21 | Richwave Technology Corp | Multi-band electronic apparatus and multi-band signal processing method |
| CN101431333B (zh) * | 2007-11-07 | 2011-06-15 | 立积电子股份有限公司 | 多频带电子装置与多频带信号处理方法 |
| JP2010021889A (ja) * | 2008-07-11 | 2010-01-28 | Sanyo Electric Co Ltd | 受信装置 |
| RU2490756C2 (ru) * | 2011-06-16 | 2013-08-20 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Способ демодуляции фазомодулированных сигналов и устройство его реализации |
| US9575922B2 (en) * | 2013-09-27 | 2017-02-21 | Intel Corporation | Apparatus, system, and method for improving equalization with a software equalization algorithm |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FR2621191B3 (fr) * | 1987-09-29 | 1989-08-04 | Cit Alcatel | Generateur de signaux gigues |
| US4810977A (en) * | 1987-12-22 | 1989-03-07 | Hewlett-Packard Company | Frequency modulation in phase-locked loops |
| EP0345390A1 (en) * | 1988-06-08 | 1989-12-13 | Hewlett-Packard Limited | Improvement in or Relating to Jitter Circuits |
-
1994
- 1994-10-20 JP JP6255435A patent/JPH08125443A/ja active Pending
-
1995
- 1995-10-05 US US08/539,439 patent/US5598130A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-10 EP EP95115947A patent/EP0708522A1/en not_active Ceased
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003101408A (ja) * | 2001-09-21 | 2003-04-04 | Citizen Watch Co Ltd | 発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5598130A (en) | 1997-01-28 |
| EP0708522A1 (en) | 1996-04-24 |
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