JPH08125554A - 自動歪補償回路 - Google Patents
自動歪補償回路Info
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- JPH08125554A JPH08125554A JP25692394A JP25692394A JPH08125554A JP H08125554 A JPH08125554 A JP H08125554A JP 25692394 A JP25692394 A JP 25692394A JP 25692394 A JP25692394 A JP 25692394A JP H08125554 A JPH08125554 A JP H08125554A
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Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力増幅器の増幅効率が安定して確保される
と共に、電力増幅器の相互変調歪が変化しても自動的に
追従抑制して高精度に電力増幅器の非直線歪を自動補償
し得る自動歪補償回路を提供すること。 【構成】 この自動歪補償回路では、直線性補償回路１
１を経た分配器１２ａの一方側から可変増幅回路１８ま
での歪発生部で電力増幅器２２で発生する非直線歪を補
償すると共に，相互変調歪を相殺するための振幅及び位
相を有する前置歪信号を原信号から発生し、合成器１３
ａを含む合成部で前置歪信号を原信号に合成して電力増
幅器２２へ送出する。電力増幅器２２の出力信号が方向
性結合器２３から帰還伝送される位相比較回路３５及び
振幅比較回路３４を含む制御部では、電力増幅器２２か
ら抽出した相互変調歪成分に基づいて前置歪信号の振
幅，位相を相互変調歪成分が最小になるように制御す
る。
と共に、電力増幅器の相互変調歪が変化しても自動的に
追従抑制して高精度に電力増幅器の非直線歪を自動補償
し得る自動歪補償回路を提供すること。 【構成】 この自動歪補償回路では、直線性補償回路１
１を経た分配器１２ａの一方側から可変増幅回路１８ま
での歪発生部で電力増幅器２２で発生する非直線歪を補
償すると共に，相互変調歪を相殺するための振幅及び位
相を有する前置歪信号を原信号から発生し、合成器１３
ａを含む合成部で前置歪信号を原信号に合成して電力増
幅器２２へ送出する。電力増幅器２２の出力信号が方向
性結合器２３から帰還伝送される位相比較回路３５及び
振幅比較回路３４を含む制御部では、電力増幅器２２か
ら抽出した相互変調歪成分に基づいて前置歪信号の振
幅，位相を相互変調歪成分が最小になるように制御す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波適用型のアナロ
グ電力増幅器を備えると共に、多重高周波成分を含む原
信号を入力した電力増幅器で発生する相互変調歪を抑制
する自動歪補償回路に関する。
グ電力増幅器を備えると共に、多重高周波成分を含む原
信号を入力した電力増幅器で発生する相互変調歪を抑制
する自動歪補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の自動歪補償回路に代表さ
れるように、電力増幅器における相互変調歪を補償する
ための技術としては、例えば特開昭５９−１７７３６号
公報に開示された相互変調歪自動補償回路が挙げられ
る。ここでは、電力増幅器の出力部に相互変調歪を吸収
する濾波器を設け、空中線から放射される相互変調歪成
分を固定的に抑制する技術や、或いは電力増幅器の出力
バックオフを十分にとって前置補償回路としての直線性
補償回路により電力増幅器で発生する相互変調歪を可変
的に抑制する技術が開示されている。
れるように、電力増幅器における相互変調歪を補償する
ための技術としては、例えば特開昭５９−１７７３６号
公報に開示された相互変調歪自動補償回路が挙げられ
る。ここでは、電力増幅器の出力部に相互変調歪を吸収
する濾波器を設け、空中線から放射される相互変調歪成
分を固定的に抑制する技術や、或いは電力増幅器の出力
バックオフを十分にとって前置補償回路としての直線性
補償回路により電力増幅器で発生する相互変調歪を可変
的に抑制する技術が開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した相互変調歪自
動補償回路によって相互変調歪を可変的に補償する場
合、電力増幅器の出力バックオフを十分にとっているた
めに電力増幅器の増幅効率が悪くなるという問題点があ
る。又、直線性補償回路での補償量が多くなっているた
め、特に温度によって特性がバラツキ易く、回路の信頼
性に問題がある。更に、電力増幅器の非直線歪を自動補
償し得るものであっても、相互変調歪の変化を自動的に
追従して補償できないため、電力増幅器の特性に経時変
化があったり、或いは電力増幅器を交換，調整する場合
には必ず補償回路全体の調整を行う必要があり、保守面
でも問題がある。
動補償回路によって相互変調歪を可変的に補償する場
合、電力増幅器の出力バックオフを十分にとっているた
めに電力増幅器の増幅効率が悪くなるという問題点があ
る。又、直線性補償回路での補償量が多くなっているた
め、特に温度によって特性がバラツキ易く、回路の信頼
性に問題がある。更に、電力増幅器の非直線歪を自動補
償し得るものであっても、相互変調歪の変化を自動的に
追従して補償できないため、電力増幅器の特性に経時変
化があったり、或いは電力増幅器を交換，調整する場合
には必ず補償回路全体の調整を行う必要があり、保守面
でも問題がある。
【０００４】本発明は、このような問題点を解消すべく
なされたもので、その技術的課題は、電力増幅器の増幅
効率が安定して確保されると共に、電力増幅器の相互変
調歪が変化しても自動的に追従抑制して高精度に電力増
幅器の非直線歪を自動補償し得る自動歪補償回路を提供
することにある。
なされたもので、その技術的課題は、電力増幅器の増幅
効率が安定して確保されると共に、電力増幅器の相互変
調歪が変化しても自動的に追従抑制して高精度に電力増
幅器の非直線歪を自動補償し得る自動歪補償回路を提供
することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、多重高
周波成分を含む原信号を入力した高周波適用型の電力増
幅器で発生する相互変調歪を抑制する自動歪補償回路に
おいて、電力増幅器で発生する非直線歪を補償すると共
に，相互変調歪を相殺するための振幅及び位相を有する
前置歪信号を原信号から発生する歪発生部と、前置歪信
号を原信号に合成して電力増幅器へ送出する合成部と、
電力増幅器から抽出した相互変調歪成分に基づいて前置
歪信号の振幅，位相を該相互変調歪成分が最小になるよ
うに制御する制御部とを備えた自動歪補償回路が得られ
る。
周波成分を含む原信号を入力した高周波適用型の電力増
幅器で発生する相互変調歪を抑制する自動歪補償回路に
おいて、電力増幅器で発生する非直線歪を補償すると共
に，相互変調歪を相殺するための振幅及び位相を有する
前置歪信号を原信号から発生する歪発生部と、前置歪信
号を原信号に合成して電力増幅器へ送出する合成部と、
電力増幅器から抽出した相互変調歪成分に基づいて前置
歪信号の振幅，位相を該相互変調歪成分が最小になるよ
うに制御する制御部とを備えた自動歪補償回路が得られ
る。
【０００６】
【実施例】以下に実施例を挙げ、本発明の自動歪補償回
路について、図面を参照して詳細に説明する。
路について、図面を参照して詳細に説明する。
【０００７】図１は本発明の一実施例に係る自動歪補償
回路の構成をブロック図により示したものである。
回路の構成をブロック図により示したものである。
【０００８】この自動歪補償回路は、多重高周波成分を
含む原信号を入力した電力増幅器２２で発生する相互変
調歪を抑制するもので、高周波適用型の電力増幅器２２
で発生する非直線歪を補償すると共に，相互変調歪を相
殺するための振幅及び位相を有する前置歪信号を原信号
から発生する歪発生部と、前置歪信号を原信号に合成し
て電力増幅器２２へ送出する合成部と、電力増幅器２２
から抽出した相互変調歪成分に基づいて前置歪信号の振
幅，位相を相互変調歪成分が最小になるように制御する
制御部とを備えている。
含む原信号を入力した電力増幅器２２で発生する相互変
調歪を抑制するもので、高周波適用型の電力増幅器２２
で発生する非直線歪を補償すると共に，相互変調歪を相
殺するための振幅及び位相を有する前置歪信号を原信号
から発生する歪発生部と、前置歪信号を原信号に合成し
て電力増幅器２２へ送出する合成部と、電力増幅器２２
から抽出した相互変調歪成分に基づいて前置歪信号の振
幅，位相を相互変調歪成分が最小になるように制御する
制御部とを備えている。
【０００９】このうち、歪発生部は、入力端子４１が接
続されると共に，原信号の非直線歪を補償する直線性補
償回路１１と、非直線歪が補償された原信号を分配する
第１の分配器１２ａと、第１の分配器１２ａで分配され
た原信号の一方のものを更に分配する第２の分配器１２
ｂと、第２の分配器１２ｂで分配された原信号の一方の
ものを直線増幅する第１の直線増幅器１５ａと、第２の
分配器１２ｂで分配された原信号の他方のものを非直線
増幅する非直線増幅器１６と、非直線増幅器１６で非直
線増幅された原信号の他方のものを移相する第１の移相
回路１４ｂと、第１の直線増幅器１５ａで直線増幅され
た原信号の一方のものと第１の移相回路１４ｂで移相さ
れた原信号の他方のものとを合成する第１の合成器１３
ｂと、第１の合成器１３ｂで合成された合成信号を直線
増幅する第２の直線増幅器１５ｂと、第２の直線増幅器
１５ｂで直線増幅された合成信号を移相する第２の移相
回路１７と、第２の移相回路１７で移相された合成信号
を可変減衰して前置歪信号として出力する可変減衰回路
１８とから成っている。
続されると共に，原信号の非直線歪を補償する直線性補
償回路１１と、非直線歪が補償された原信号を分配する
第１の分配器１２ａと、第１の分配器１２ａで分配され
た原信号の一方のものを更に分配する第２の分配器１２
ｂと、第２の分配器１２ｂで分配された原信号の一方の
ものを直線増幅する第１の直線増幅器１５ａと、第２の
分配器１２ｂで分配された原信号の他方のものを非直線
増幅する非直線増幅器１６と、非直線増幅器１６で非直
線増幅された原信号の他方のものを移相する第１の移相
回路１４ｂと、第１の直線増幅器１５ａで直線増幅され
た原信号の一方のものと第１の移相回路１４ｂで移相さ
れた原信号の他方のものとを合成する第１の合成器１３
ｂと、第１の合成器１３ｂで合成された合成信号を直線
増幅する第２の直線増幅器１５ｂと、第２の直線増幅器
１５ｂで直線増幅された合成信号を移相する第２の移相
回路１７と、第２の移相回路１７で移相された合成信号
を可変減衰して前置歪信号として出力する可変減衰回路
１８とから成っている。
【００１０】又、合成部は、前置歪信号と第１の分配器
１２ａで分配された原信号の他方のものがそれぞれ移相
回路１４ａ，遅延回路１９で移相，遅延されたものとを
合成する第２の合成器１３ａと、第２の合成器１３ａで
合成された合成信号を周波数変換して前記電力増幅器２
２へ送出するミキサ２１とから成っている。
１２ａで分配された原信号の他方のものがそれぞれ移相
回路１４ａ，遅延回路１９で移相，遅延されたものとを
合成する第２の合成器１３ａと、第２の合成器１３ａで
合成された合成信号を周波数変換して前記電力増幅器２
２へ送出するミキサ２１とから成っている。
【００１１】更に、制御部は、出力端子４２が接続され
ると共に，電力増幅器２２の出力側に結合されて電力増
幅器２２からの出力信号の一部を分岐する方向性結合器
２３と、この方向性結合器２３で分岐された出力信号か
ら相互変調歪成分を抽出するダウンコンバータ３１と、
このダウンコンバータ３１からの出力信号を検波する検
波回路３２と、この検波回路３２からの出力信号を濾波
する濾波回路３３と、この濾波回路３３からの出力信号
の位相を第２の移相回路１７で移相される合成信号の位
相と比較して合成信号の位相を補償制御する位相比較回
路３５と、濾波回路３３からの出力信号の振幅を可変減
衰回路１８で可変減衰される合成信号の振幅と比較して
合成信号の振幅を補償制御する振幅比較回路３４とから
成っている。
ると共に，電力増幅器２２の出力側に結合されて電力増
幅器２２からの出力信号の一部を分岐する方向性結合器
２３と、この方向性結合器２３で分岐された出力信号か
ら相互変調歪成分を抽出するダウンコンバータ３１と、
このダウンコンバータ３１からの出力信号を検波する検
波回路３２と、この検波回路３２からの出力信号を濾波
する濾波回路３３と、この濾波回路３３からの出力信号
の位相を第２の移相回路１７で移相される合成信号の位
相と比較して合成信号の位相を補償制御する位相比較回
路３５と、濾波回路３３からの出力信号の振幅を可変減
衰回路１８で可変減衰される合成信号の振幅と比較して
合成信号の振幅を補償制御する振幅比較回路３４とから
成っている。
【００１２】この自動歪補償回路の動作は、入力端子４
１から原信号として入力された映像中間周波被変調波
（以下ＶＩＦと略す），映像色搬送波（以下ＩＦＳと略
す），及び音声中間周波被変調波（以下ＡＩＦと略す）
の合成波である主信号が補償回路１１で終段の電力増幅
器２２の非直線性補償された後、第１の分配器１２ａで
分配される。分配された信号の一方は、移相回路１４ａ
及び遅延回路１９を経て第２の合成器１３ａの一入力端
子に入力される。第１の分配器１２ａで分配されたもう
一方の信号は再び第２の分配器１２ｂで分配される。第
２の分配器１２ｂで分配された信号の一方は、第１の直
線増幅回路１４ａを経て、第１の合成器１３ｂの一入力
端子に入力される。第２の分配器１２ｂで分配されたも
う一方の信号は、非直線増幅器１６で相互変調歪成分を
含んだ歪信号となり、第１の移相回路１４ｂを経て第１
の合成器１３ｂのもう一方の入力端子に入力される。
１から原信号として入力された映像中間周波被変調波
（以下ＶＩＦと略す），映像色搬送波（以下ＩＦＳと略
す），及び音声中間周波被変調波（以下ＡＩＦと略す）
の合成波である主信号が補償回路１１で終段の電力増幅
器２２の非直線性補償された後、第１の分配器１２ａで
分配される。分配された信号の一方は、移相回路１４ａ
及び遅延回路１９を経て第２の合成器１３ａの一入力端
子に入力される。第１の分配器１２ａで分配されたもう
一方の信号は再び第２の分配器１２ｂで分配される。第
２の分配器１２ｂで分配された信号の一方は、第１の直
線増幅回路１４ａを経て、第１の合成器１３ｂの一入力
端子に入力される。第２の分配器１２ｂで分配されたも
う一方の信号は、非直線増幅器１６で相互変調歪成分を
含んだ歪信号となり、第１の移相回路１４ｂを経て第１
の合成器１３ｂのもう一方の入力端子に入力される。
【００１３】ここで、第１の合成器１３ｂの２つの入力
端子において、非直線増幅器１６による相互変調歪成分
を含んだ歪信号は第１の移相回路１４ｂにより第１の直
線増幅回路１５ａを経て入力される信号に対して位相差
が１８０°になるよう調整される。又、第１の直線増幅
回路１５ａ及び非直線増幅器１６からの出力は主信号に
対して同一の利得で調整される。従って、第１の合成器
１３ｂの２つの入力端子に加えられる主信号成分は、互
いに振幅が等しく，且つ位相が１８０°異なって主信号
成分を相殺する。このため、第１の合成器１３ｂの出力
端に発生する信号成分は、第１の直線増幅回路１５ａの
出力信号と位相が１８０°異なった相互変調歪成分のみ
となる。この相互変調歪成分を第２の直線増幅回路１５
ｂで増幅し、更に第２の移相回路１７，可変減衰回路１
８を経て第２の合成器１３ａのもう一方の入力端子に前
置歪信号が入力される。
端子において、非直線増幅器１６による相互変調歪成分
を含んだ歪信号は第１の移相回路１４ｂにより第１の直
線増幅回路１５ａを経て入力される信号に対して位相差
が１８０°になるよう調整される。又、第１の直線増幅
回路１５ａ及び非直線増幅器１６からの出力は主信号に
対して同一の利得で調整される。従って、第１の合成器
１３ｂの２つの入力端子に加えられる主信号成分は、互
いに振幅が等しく，且つ位相が１８０°異なって主信号
成分を相殺する。このため、第１の合成器１３ｂの出力
端に発生する信号成分は、第１の直線増幅回路１５ａの
出力信号と位相が１８０°異なった相互変調歪成分のみ
となる。この相互変調歪成分を第２の直線増幅回路１５
ｂで増幅し、更に第２の移相回路１７，可変減衰回路１
８を経て第２の合成器１３ａのもう一方の入力端子に前
置歪信号が入力される。
【００１４】第２の合成器１３ａの２つの入力信号成分
において移相回路１４ａ，遅延回路１９を経て入力され
るものは、入力端子４１に入力された主信号と同一成分
であるが、これに対して可変減衰回路１８を経て入力さ
れる前置歪信号は位相が１８０°異なるように調整され
る。従って、第２の合成器１２ａの出力端に発生する信
号は、主信号とこれとは１８０°位相の異なる相互変調
歪成分の信号とから成り、この合成信号がミキサ２１で
周波数変換された後、電力増幅器２２に入力される。こ
のとき、電力増幅器２２では相互変調歪が発生するが、
この相互変調歪成分は電力増幅器２２に入力された主信
号と同位相で発生しており、入力された信号に含まれる
相互変調歪成分とは位相が１８０°異なっている。又、
相互変調歪成分は、入力端子４１に入力された主信号の
搬送波に関する周波数，波数により決定されるため、電
力増幅器２２に入力された相互変調歪成分と、主信号に
より発生する相互変調歪成分とは周波数が同一となる。
このため、電力増幅器２２では各信号が互いに相殺し、
その結果、電力増幅器２２の出力は相互変調歪成分が抑
制されたものとなる。
において移相回路１４ａ，遅延回路１９を経て入力され
るものは、入力端子４１に入力された主信号と同一成分
であるが、これに対して可変減衰回路１８を経て入力さ
れる前置歪信号は位相が１８０°異なるように調整され
る。従って、第２の合成器１２ａの出力端に発生する信
号は、主信号とこれとは１８０°位相の異なる相互変調
歪成分の信号とから成り、この合成信号がミキサ２１で
周波数変換された後、電力増幅器２２に入力される。こ
のとき、電力増幅器２２では相互変調歪が発生するが、
この相互変調歪成分は電力増幅器２２に入力された主信
号と同位相で発生しており、入力された信号に含まれる
相互変調歪成分とは位相が１８０°異なっている。又、
相互変調歪成分は、入力端子４１に入力された主信号の
搬送波に関する周波数，波数により決定されるため、電
力増幅器２２に入力された相互変調歪成分と、主信号に
より発生する相互変調歪成分とは周波数が同一となる。
このため、電力増幅器２２では各信号が互いに相殺し、
その結果、電力増幅器２２の出力は相互変調歪成分が抑
制されたものとなる。
【００１５】一方、電力増幅器２２の出力側と出力端子
４２との間に設けられた方向性結合器２３は、電力増幅
器２２の出力信号をモニタするためのものであり、この
方向性結合器２３からの出力信号をダウンコンバータ３
１により周波数変換した後、検波器３２，濾波回路３３
を通すことによって必要部分の相互変調歪成分を抽出す
る。この抽出した相互変調歪成分を含む出力信号の位相
を位相比較回路３５により検知して第２の移相回路１７
を，出力信号の振幅（レベル）を振幅比較回路３４によ
り検知して可変減衰回路１８をそれぞれ電力増幅器２２
から出力される相互変調歪成分が最小となるように自動
制御する。
４２との間に設けられた方向性結合器２３は、電力増幅
器２２の出力信号をモニタするためのものであり、この
方向性結合器２３からの出力信号をダウンコンバータ３
１により周波数変換した後、検波器３２，濾波回路３３
を通すことによって必要部分の相互変調歪成分を抽出す
る。この抽出した相互変調歪成分を含む出力信号の位相
を位相比較回路３５により検知して第２の移相回路１７
を，出力信号の振幅（レベル）を振幅比較回路３４によ
り検知して可変減衰回路１８をそれぞれ電力増幅器２２
から出力される相互変調歪成分が最小となるように自動
制御する。
【００１６】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明の自動歪
補償回路によれば、原信号から電力増幅器で発生する相
互変調歪を相殺して補償するための振幅及び位相を有す
る相互変調歪成分の前置歪信号を作り、この前置歪信号
の位相や振幅を制御して逆位相で原信号に加えているた
め、原信号の周波数や多重数に影響されることなく相互
変調歪を自動的に追従抑制した上で電力増幅器の非直線
歪を高精度に自動補償できるようになる。この結果、電
力増幅器の増幅効率が安定して確保されると共に、電力
増幅器の相互変調歪が変化しても自動追従抑制するた
め、電力増幅器を交換，調整したり、電力増幅器の特性
に経時変化が生じても補償回路全体の調整を行う必要が
なくなって保守面で便宜が図られるようになる。又、こ
の自動歪補償回路に備えられる直線性補償回路は補償量
が少ないため、温度等による特性のバラツキも生じ難
く、補償回路の信頼性が向上する。
補償回路によれば、原信号から電力増幅器で発生する相
互変調歪を相殺して補償するための振幅及び位相を有す
る相互変調歪成分の前置歪信号を作り、この前置歪信号
の位相や振幅を制御して逆位相で原信号に加えているた
め、原信号の周波数や多重数に影響されることなく相互
変調歪を自動的に追従抑制した上で電力増幅器の非直線
歪を高精度に自動補償できるようになる。この結果、電
力増幅器の増幅効率が安定して確保されると共に、電力
増幅器の相互変調歪が変化しても自動追従抑制するた
め、電力増幅器を交換，調整したり、電力増幅器の特性
に経時変化が生じても補償回路全体の調整を行う必要が
なくなって保守面で便宜が図られるようになる。又、こ
の自動歪補償回路に備えられる直線性補償回路は補償量
が少ないため、温度等による特性のバラツキも生じ難
く、補償回路の信頼性が向上する。
【図１】本発明の一実施例に係る自動歪補償回路の構成
を示したブロック図である。
を示したブロック図である。
１１ 直線性補償回路 １２ａ，１２ｂ 分配器 １３ａ，１３ｂ 合成器 １４ａ，１４ｂ 移相回路 １５ａ，１５ｂ 直線増幅器 １６ 非直線増幅器 １７ 移相回路 １８ 可変減衰回路 １９ 遅延回路 ２１ ミキサ ２２ 電力増幅器 ２３ 方向性結合器 ３１ ダウンコンバータ ３２ 検波回路 ３３ 濾波回路 ３４ 振幅比較回路 ３５ 位相比較回路 ４１ 入力端子 ４２ 出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 多重高周波成分を含む原信号を入力した
高周波適用型の電力増幅器で発生する相互変調歪を抑制
する自動歪補償回路において、前記電力増幅器で発生す
る非直線歪を補償すると共に，前記相互変調歪を相殺す
るための振幅及び位相を有する前置歪信号を前記原信号
から発生する歪発生部と、前記前置歪信号を前記原信号
に合成して前記電力増幅器へ送出する合成部と、前記電
力増幅器から抽出した相互変調歪成分に基づいて前記前
置歪信号の振幅，位相を該相互変調歪成分が最小になる
ように制御する制御部とを備えたことを特徴とする自動
歪補償回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の自動歪補償回路におい
て、前記歪発生部は、前記原信号の非直線歪を補償する
直線性補償回路１１と、前記非直線歪が補償された原信
号を分配する第１の分配器１２ａと、前記第１の分配器
１２ａで分配された原信号の一方のものを更に分配する
第２の分配器１２ｂと、前記第２の分配器１２ｂで分配
された原信号の一方のものを直線増幅する第１の直線増
幅器１５ａと、前記第２の分配器１２ｂで分配された原
信号の他方のものを非直線増幅する非直線増幅器１６
と、前記非直線増幅器１６で非直線増幅された前記原信
号の他方のものを移相する第１の移相回路１４ｂと、前
記第１の直線増幅器１５ａで直線増幅された原信号の一
方のものと前記第１の移相回路１４ｂで移相された原信
号の他方のものとを合成する第１の合成器１３ｂと、前
記第１の合成器１３ｂで合成された合成信号を直線増幅
する第２の直線増幅器１５ｂと、前記第２の直線増幅器
１５ｂで直線増幅された合成信号を移相する第２の移相
回路１７と、前記第２の移相回路１７で移相された合成
信号を可変減衰して前記前置歪信号として出力する可変
減衰回路１８とから成り、前記合成部は、前記前置歪信
号と前記第１の分配器１２ａで分配された原信号の他方
のものが移相，遅延されたものとを合成する第２の合成
器１３ａと、前記第２の合成器１３ａで合成された合成
信号を周波数変換して前記電力増幅器２２へ送出するミ
キサ２１とから成り、前記制御部は、前記電力増幅器２
２の出力側に結合されて該電力増幅器２２からの出力信
号の一部を分岐する方向性結合器２３と、前記方向性結
合器２３で分岐された出力信号から前記相互変調歪成分
を抽出するダウンコンバータ３１と、前記ダウンコンバ
ータ３１からの出力信号を検波する検波回路３２と、前
記検波回路３２からの出力信号を濾波する濾波回路３３
と、前記濾波回路３３からの出力信号の位相を前記第２
の移相回路１７で移相される合成信号の位相と比較して
該合成信号の位相を補償制御する位相比較回路３５と、
前記濾波回路３３からの出力信号の振幅を前記可変減衰
回路１８で可変減衰される合成信号の振幅と比較して該
合成信号の振幅を補償制御する振幅比較回路３４とから
成ることを特徴とする自動歪補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25692394A JPH08125554A (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 自動歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25692394A JPH08125554A (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 自動歪補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125554A true JPH08125554A (ja) | 1996-05-17 |
Family
ID=17299260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25692394A Withdrawn JPH08125554A (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 自動歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08125554A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100325051B1 (ko) * | 1998-08-24 | 2002-03-04 | 가네꼬 히사시 | 프리디스토터 |
| KR100366289B1 (ko) * | 2000-12-23 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 통계적 경사 근사법과 간접 학습 구조를 이용한 전치보상기 및 그 방법 |
| SG100760A1 (en) * | 2000-09-29 | 2003-12-26 | Sony Corp | Distortion compensation apparatus and distortion compensation method |
-
1994
- 1994-10-21 JP JP25692394A patent/JPH08125554A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100325051B1 (ko) * | 1998-08-24 | 2002-03-04 | 가네꼬 히사시 | 프리디스토터 |
| SG100760A1 (en) * | 2000-09-29 | 2003-12-26 | Sony Corp | Distortion compensation apparatus and distortion compensation method |
| US6993090B2 (en) | 2000-09-29 | 2006-01-31 | Sony Corporation | Distortion compensation apparatus and distortion compensation method |
| KR100366289B1 (ko) * | 2000-12-23 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 통계적 경사 근사법과 간접 학습 구조를 이용한 전치보상기 및 그 방법 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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