JPH08126312A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH08126312A JPH08126312A JP28410894A JP28410894A JPH08126312A JP H08126312 A JPH08126312 A JP H08126312A JP 28410894 A JP28410894 A JP 28410894A JP 28410894 A JP28410894 A JP 28410894A JP H08126312 A JPH08126312 A JP H08126312A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方式のＤＣ
−ＤＣコンバータと同等な広い範囲で電流制御が可能な
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を制御回路が簡単なパルス幅
変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータで提供
しようとするものである。 【構成効果】 スイッチングトランスの一次巻線と電圧
共振用の第一のコンデンサとにより電圧共振型回路を具
備したパルス幅変調制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置において、直流出力電流検出手段と、前記電圧共振型
回路の電圧共振用の第１のコンデンサに並列に接続され
た第二のコンデンサと、該第二のコンデンサを有効にす
るか否かを前記直流出力電流検出手段の出力により切換
える切換手段とを具備したパルス幅変調制御方式のＤＣ
−ＤＣコンバータ装置が提供される。
−ＤＣコンバータと同等な広い範囲で電流制御が可能な
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を制御回路が簡単なパルス幅
変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータで提供
しようとするものである。 【構成効果】 スイッチングトランスの一次巻線と電圧
共振用の第一のコンデンサとにより電圧共振型回路を具
備したパルス幅変調制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置において、直流出力電流検出手段と、前記電圧共振型
回路の電圧共振用の第１のコンデンサに並列に接続され
た第二のコンデンサと、該第二のコンデンサを有効にす
るか否かを前記直流出力電流検出手段の出力により切換
える切換手段とを具備したパルス幅変調制御方式のＤＣ
−ＤＣコンバータ装置が提供される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広範囲の電流制御が必
要な負荷の電源として好適なＤＣ−ＤＣコンバータ装置
に関し、特にパーソナルコンピュータ等に用いられるオ
ンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
要な負荷の電源として好適なＤＣ−ＤＣコンバータ装置
に関し、特にパーソナルコンピュータ等に用いられるオ
ンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】パーソナルコンピュータ等に用いられる
オンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、パーソナルコ
ンピュータ等の小型、軽量化、および携帯性の要求に合
わせて、より小型、高効率、低ノイズの要求がある。こ
れらの機器に使用される安価なＤＣ−ＤＣコンバータ装
置としては、従来パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置がある。図３はパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置として
使用されている従来のコンバータ装置を示す回路図であ
る。図３において、１はスイッチングトランスで、２巻
線の結合リアクトルである。２はパワースイッチングト
ランジスタであり、スイッチングトランス１の一次巻線
と電圧共振用コンデンサ４とにより電圧共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを構成する。３はフライホイールダイオー
ドである。スイッチングトランス１の二次巻線出力はダ
イオード７とコンデンサ６により整流、平滑され直流出
力となる。１０は負荷抵抗であり、本回路の部品ではな
いが説明のため記載した。５はパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御用のＩＣであり、このＩＣは、図示しないが三角波
を発生する発振器、演算増幅器、該発振器と演算増幅器
との出力電圧を比較する比較器及び該比較器の出力を増
幅しパワースイッチングトランジスタ２を駆動する駆動
回路とで構成されている。パルス幅変調（ＰＷＭ）制御
用のＩＣ５には、直流出力電圧を抵抗器８と抵抗器９と
で分圧した電圧が入力され、上記演算増幅器に入力され
る。この演算増幅器ではＩＣ内部の基準電源と、前記入
力電圧との差電圧が増幅されて上記比較器の一方の入力
端子に入力される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ直
流出力電圧に比例した電圧（Ｖｓ）が入力される。この
比較器のもう一方の入力端子には上記発振器により生成
された三角波（Ｖｗ）が入力されている。このパルス幅
変調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ内部でのＶｓとＶｗとの関
係を図４に示す。図４において、Ａ、ＢはＶｓを、Ｃは
三角波Ｖｗを、ａ及びｂは比較器の出力波形を示す。
今、ＶｓがＡの状態であるとき比較器の出力はａのよう
な出力であるが、何らかの原因でＤＣ−ＤＣコンバータ
直流出力電圧が低下しＶｓがＢになったとすると比較器
の出力はｂとなり、パワースイッチングトランジスタ２
のオン時間が長くなりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
は増加し、一定に保たれる。抵抗器１１はパワースイッ
チングトランジスタ２のドライブ用の抵抗器であり、ダ
イオード１２はパワースイッチングトランジスタ２のゲ
ート蓄積電荷放電用のダイオードである。上述したパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置においては、スイッチング周波数が一定であり、電圧
共振周波数も一定であるため、負荷電流が減少した場合
上記パワースイッチングトランジスタが非零電圧スイッ
チングとなりターンオン時のパワー損失が増加し効率が
悪化し、さらにターンオン時のノイズが増加しパーソナ
ルコンピュータの他の素子に悪影響を与えるという問題
があった。そこで、パーソナルコンピュータ等に用いら
れるオンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置には、上記Ｐ
ＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータの問題を解決する
ためパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣ
コンバータを用い、上記負荷電流減少時の効率の低下、
ノイズの発生をなくすようにしている。
オンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、パーソナルコ
ンピュータ等の小型、軽量化、および携帯性の要求に合
わせて、より小型、高効率、低ノイズの要求がある。こ
れらの機器に使用される安価なＤＣ−ＤＣコンバータ装
置としては、従来パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置がある。図３はパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置として
使用されている従来のコンバータ装置を示す回路図であ
る。図３において、１はスイッチングトランスで、２巻
線の結合リアクトルである。２はパワースイッチングト
ランジスタであり、スイッチングトランス１の一次巻線
と電圧共振用コンデンサ４とにより電圧共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを構成する。３はフライホイールダイオー
ドである。スイッチングトランス１の二次巻線出力はダ
イオード７とコンデンサ６により整流、平滑され直流出
力となる。１０は負荷抵抗であり、本回路の部品ではな
いが説明のため記載した。５はパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御用のＩＣであり、このＩＣは、図示しないが三角波
を発生する発振器、演算増幅器、該発振器と演算増幅器
との出力電圧を比較する比較器及び該比較器の出力を増
幅しパワースイッチングトランジスタ２を駆動する駆動
回路とで構成されている。パルス幅変調（ＰＷＭ）制御
用のＩＣ５には、直流出力電圧を抵抗器８と抵抗器９と
で分圧した電圧が入力され、上記演算増幅器に入力され
る。この演算増幅器ではＩＣ内部の基準電源と、前記入
力電圧との差電圧が増幅されて上記比較器の一方の入力
端子に入力される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ直
流出力電圧に比例した電圧（Ｖｓ）が入力される。この
比較器のもう一方の入力端子には上記発振器により生成
された三角波（Ｖｗ）が入力されている。このパルス幅
変調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ内部でのＶｓとＶｗとの関
係を図４に示す。図４において、Ａ、ＢはＶｓを、Ｃは
三角波Ｖｗを、ａ及びｂは比較器の出力波形を示す。
今、ＶｓがＡの状態であるとき比較器の出力はａのよう
な出力であるが、何らかの原因でＤＣ−ＤＣコンバータ
直流出力電圧が低下しＶｓがＢになったとすると比較器
の出力はｂとなり、パワースイッチングトランジスタ２
のオン時間が長くなりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
は増加し、一定に保たれる。抵抗器１１はパワースイッ
チングトランジスタ２のドライブ用の抵抗器であり、ダ
イオード１２はパワースイッチングトランジスタ２のゲ
ート蓄積電荷放電用のダイオードである。上述したパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置においては、スイッチング周波数が一定であり、電圧
共振周波数も一定であるため、負荷電流が減少した場合
上記パワースイッチングトランジスタが非零電圧スイッ
チングとなりターンオン時のパワー損失が増加し効率が
悪化し、さらにターンオン時のノイズが増加しパーソナ
ルコンピュータの他の素子に悪影響を与えるという問題
があった。そこで、パーソナルコンピュータ等に用いら
れるオンボードＤＣ−ＤＣコンバータ装置には、上記Ｐ
ＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータの問題を解決する
ためパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣ
コンバータを用い、上記負荷電流減少時の効率の低下、
ノイズの発生をなくすようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、パル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、負荷電流の減少によりパワースイッチング素子の零
電圧スイッチングができないためターンオン時のパワー
損失が増加し効率が悪化し、さらにターンオン時のノイ
ズが増加しパーソナルコンピュータの他の素子に悪影響
を与える。又、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御回路が複雑であり、発
振周波数が一定でないため、トランスやパワースイッチ
ング素子の周波数レンジを広く設計する必要があり、さ
らに電圧共振型の制御ＩＣが必要であるため高価な装置
になるという問題があった。
ス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、負荷電流の減少によりパワースイッチング素子の零
電圧スイッチングができないためターンオン時のパワー
損失が増加し効率が悪化し、さらにターンオン時のノイ
ズが増加しパーソナルコンピュータの他の素子に悪影響
を与える。又、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御回路が複雑であり、発
振周波数が一定でないため、トランスやパワースイッチ
ング素子の周波数レンジを広く設計する必要があり、さ
らに電圧共振型の制御ＩＣが必要であるため高価な装置
になるという問題があった。
【０００４】そこで本発明は、上述のような問題点を解
消しようとするものであり、その目的は、パルス周波数
変調（ＰＦＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータと同等
な広い範囲で電流制御が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装
置を制御回路が簡単なパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式
のＤＣ−ＤＣコンバータで提供しようとするものであ
る。
消しようとするものであり、その目的は、パルス周波数
変調（ＰＦＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータと同等
な広い範囲で電流制御が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装
置を制御回路が簡単なパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式
のＤＣ−ＤＣコンバータで提供しようとするものであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記のような本発明の目
的を達成するために、本発明は、スイッチングトランス
の一次巻線と電圧共振用の第１のコンデンサとにより電
圧共振回路を具備したパルス幅変調制御方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置において、直流出力電流検出手段と、
前記電圧共振型回路の電圧共振用の第１のコンデンサに
並列に接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデ
ンサを有効にするか否かを前記直流出力電流検出手段の
出力により切換える切換手段とを具備するパルス幅変調
制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が提供される。
的を達成するために、本発明は、スイッチングトランス
の一次巻線と電圧共振用の第１のコンデンサとにより電
圧共振回路を具備したパルス幅変調制御方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置において、直流出力電流検出手段と、
前記電圧共振型回路の電圧共振用の第１のコンデンサに
並列に接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデ
ンサを有効にするか否かを前記直流出力電流検出手段の
出力により切換える切換手段とを具備するパルス幅変調
制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が提供される。
【０００６】
【作用】従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御ＤＣ−ＤＣ
コンバータ装置では電圧共振周波数を出力電流により任
意に設定することが不可能であったが本発明によりそれ
が任意に設定でき、なおかつＤＣ−ＤＣコンバータ装置
に使用されている制御用のＩＣがパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御用のＩＣであるので、負荷電流が変動してもパ
ワースイッチングトランジスタのスイッチング動作を零
電圧スイッチングすることができ、パワースイッチング
トランジスタのスイッチング損失を少なくでき、高効
率、低ノイズとすることができる。
コンバータ装置では電圧共振周波数を出力電流により任
意に設定することが不可能であったが本発明によりそれ
が任意に設定でき、なおかつＤＣ−ＤＣコンバータ装置
に使用されている制御用のＩＣがパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御用のＩＣであるので、負荷電流が変動してもパ
ワースイッチングトランジスタのスイッチング動作を零
電圧スイッチングすることができ、パワースイッチング
トランジスタのスイッチング損失を少なくでき、高効
率、低ノイズとすることができる。
【０００７】
【実施例】次に本発明の一実施例を、図面を用いて詳細
に説明する。図１は、本発明の一実施例のパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路
図である。なお、図１において図４に示す部分と同一部
分には同一符号を付し、それらの詳細な説明は省略す
る。
に説明する。図１は、本発明の一実施例のパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路
図である。なお、図１において図４に示す部分と同一部
分には同一符号を付し、それらの詳細な説明は省略す
る。
【０００８】まず、本実施例の構成について説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を安定制御する方法
は、図３に示す従来例では、周波数一定で、出力電圧に
比例したパルス幅のスイッチングパルスを、パルス幅変
調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ５により生成し、パワースイ
ッチングトランジスタ２をスイッチングするもので、電
圧共振用コンデンサ４の容量は一定であるため共振周波
数も一定である。本発明の実施例である図４では、前記
電圧共振コンデンサ４に並列にコンデンサ１６を設け、
そのコンデンサ１６を有効にするか否かを切換るトラン
ジスタ１７を有している。トランジスタ１７は比較器１
３の出力によりオンオフ制御される。比較器１３は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの直流出力回路に設けられた電流検
出抵抗器１５の端子電圧、電流検出抵抗器１５は非常に
小さい抵抗値であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電流に比例した電圧信号と基準電圧発生器１４とを入力
としている。抵抗器１８はトランジスタ１７のドライブ
用抵抗器である。
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を安定制御する方法
は、図３に示す従来例では、周波数一定で、出力電圧に
比例したパルス幅のスイッチングパルスを、パルス幅変
調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ５により生成し、パワースイ
ッチングトランジスタ２をスイッチングするもので、電
圧共振用コンデンサ４の容量は一定であるため共振周波
数も一定である。本発明の実施例である図４では、前記
電圧共振コンデンサ４に並列にコンデンサ１６を設け、
そのコンデンサ１６を有効にするか否かを切換るトラン
ジスタ１７を有している。トランジスタ１７は比較器１
３の出力によりオンオフ制御される。比較器１３は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの直流出力回路に設けられた電流検
出抵抗器１５の端子電圧、電流検出抵抗器１５は非常に
小さい抵抗値であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電流に比例した電圧信号と基準電圧発生器１４とを入力
としている。抵抗器１８はトランジスタ１７のドライブ
用抵抗器である。
【０００９】次に、本実施例の動作について説明する。
負荷抵抗１０に流れる電流が本ＤＣ−ＤＣコンバーター
の定格電流に近く充分大きい場合は電流検出抵抗器１５
による電圧は基準電圧発生器１４の電圧よりも充分大き
くなるように設定してあるので、比較器１３は信号を出
力しないためトランジスタ１７はオフしている。従っ
て、電圧共振回路はスイッチングトランス１の一次巻線
と電圧共振用コンデンサ４のみで構成される。この場合
のパワースイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧波形を図２の（ａ）に示す。図２の（ａ）で分
かるように出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータの定格電流
に近く充分大きい場合は、パワースイッチングトランジ
スタ２は零電圧スイッチングとなるように、パルス幅変
調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ５の発振器の発振周波数と前
記電圧共振回路の定数とが設定してある。ここで負荷抵
抗１０の電流が減少すると、電流検出抵抗器１５による
電圧は基準電圧発生器１４の電圧よりも小さくなるよう
に設定してあるので、比較器１３は信号を出力し、トラ
ンジスタ１７はオンとなる。従って、電圧共振回路はス
イッチングトランス１の一次巻線と電圧共振用コンデン
サ４と並列コンデンサ１６とで構成されることになる。
従って、電圧共振周波数は下記の式１となり、式２で表
される従来のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧共振回路の周
波数よりも低くなる。
負荷抵抗１０に流れる電流が本ＤＣ−ＤＣコンバーター
の定格電流に近く充分大きい場合は電流検出抵抗器１５
による電圧は基準電圧発生器１４の電圧よりも充分大き
くなるように設定してあるので、比較器１３は信号を出
力しないためトランジスタ１７はオフしている。従っ
て、電圧共振回路はスイッチングトランス１の一次巻線
と電圧共振用コンデンサ４のみで構成される。この場合
のパワースイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧波形を図２の（ａ）に示す。図２の（ａ）で分
かるように出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータの定格電流
に近く充分大きい場合は、パワースイッチングトランジ
スタ２は零電圧スイッチングとなるように、パルス幅変
調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ５の発振器の発振周波数と前
記電圧共振回路の定数とが設定してある。ここで負荷抵
抗１０の電流が減少すると、電流検出抵抗器１５による
電圧は基準電圧発生器１４の電圧よりも小さくなるよう
に設定してあるので、比較器１３は信号を出力し、トラ
ンジスタ１７はオンとなる。従って、電圧共振回路はス
イッチングトランス１の一次巻線と電圧共振用コンデン
サ４と並列コンデンサ１６とで構成されることになる。
従って、電圧共振周波数は下記の式１となり、式２で表
される従来のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧共振回路の周
波数よりも低くなる。
【数１】 ここで、Ｌｐはスイッチングトランス１の一次巻線のイ
ンダクタンス、Ｃ１は、電圧共振用コンデンサ４のキャ
パシタンス、Ｃ２は、コンデンサ１６のキャパシタンス
を示す。この場合のパワースイッチングトランジスタ２
のドレイン−ソース間電圧波形を図２の（ｂ）に示す。
図２の（ｂ）で破線で示した曲線はコンデンサ１６が並
列に接続されない従来例のものである。本実施例の場合
のパワースイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧波形を実線で示す。この図２の（ｂ）から分か
るように出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータの定格電流に
よりも小さい場合は、従来例ではパワースイッチングト
ランジスタ２は零電圧スイッチングとならないが、本実
施例の場合コンデンサ１６が並列に接続されることによ
り電圧共振周波数が低くなるので、前記基準電圧発生器
の設定電圧とコンデンサ１６のキャパシタンスとを適当
な値に設定することによりパワースイッチングトランジ
スタ２のスイッチング動作を零電圧スイッチングとなる
ようにに設定することができる。
ンダクタンス、Ｃ１は、電圧共振用コンデンサ４のキャ
パシタンス、Ｃ２は、コンデンサ１６のキャパシタンス
を示す。この場合のパワースイッチングトランジスタ２
のドレイン−ソース間電圧波形を図２の（ｂ）に示す。
図２の（ｂ）で破線で示した曲線はコンデンサ１６が並
列に接続されない従来例のものである。本実施例の場合
のパワースイッチングトランジスタ２のドレイン−ソー
ス間電圧波形を実線で示す。この図２の（ｂ）から分か
るように出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータの定格電流に
よりも小さい場合は、従来例ではパワースイッチングト
ランジスタ２は零電圧スイッチングとならないが、本実
施例の場合コンデンサ１６が並列に接続されることによ
り電圧共振周波数が低くなるので、前記基準電圧発生器
の設定電圧とコンデンサ１６のキャパシタンスとを適当
な値に設定することによりパワースイッチングトランジ
スタ２のスイッチング動作を零電圧スイッチングとなる
ようにに設定することができる。
【００１０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明にか
かるＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、従来のパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では可
変にすることができなかった電圧共振周波数を、出力電
流により任意に設定することができ、なおかつＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に使用されている制御用のＩＣがパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御用のＩＣであるので、負荷電流
が変動してもパワースイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を零電圧スイッチングすることができ、パワ
ースイッチングトランジスタのスイッチング損失を少な
くでき、高効率、低ノイズでかつ低価格のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ装置が提供できる。
かるＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、従来のパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では可
変にすることができなかった電圧共振周波数を、出力電
流により任意に設定することができ、なおかつＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に使用されている制御用のＩＣがパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御用のＩＣであるので、負荷電流
が変動してもパワースイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を零電圧スイッチングすることができ、パワ
ースイッチングトランジスタのスイッチング損失を少な
くでき、高効率、低ノイズでかつ低価格のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ装置が提供できる。
【図１】本発明の一実施例を示すＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路図である。
の回路図である。
【図２】本発明の一実施例のパワースイッチングトラン
ジスタのドレイン−ソース間電圧波形を示す説明図。
ジスタのドレイン−ソース間電圧波形を示す説明図。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。
１・・・スイッチングトランス ２・・・パワースイッチングトランジスタ ３・・・フライホイールダイオード ４・・・電圧共振用コンデンサ ５・・・パルス幅変調（ＰＷＭ）制御用のＩＣ ６・・・コンデンサ ７・・・ダイオード ８・・・抵抗器 ９・・・抵抗器 １０・・・負荷抵抗 １１・・・抵抗器 １２・・・ダイオード １３・・・比較器 １４・・・基準電圧発生器 １５・・・電流検出抵抗器 １６・・・コンデンサ １７・・・トランジスタ １８・・・抵抗器
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチングトランスの一次巻線と電圧共
振用の第１のコンデンサとによる電圧共振回路を具備し
たパルス幅変調制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置に
おいて、直流出力電流検出手段と、前記電圧共振回路の
電圧共振用の第１のコンデンサに並列に接続された第２
のコンデンサと、該第２のコンデンサを有効にするか否
かを前記直流出力電流検出手段の出力により切換える切
換手段とを具備することを特徴とするパルス幅変調制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28410894A JP3483167B2 (ja) | 1994-10-25 | 1994-10-25 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| WO2005008878A1 (en) * | 2003-07-22 | 2005-01-27 | Sergio Adolfo Maiocchi | System for operating dc motors and power converters |
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-
1994
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100585294B1 (ko) * | 2002-11-18 | 2006-06-01 | 삼성전자주식회사 | 가변 전압을 출력하는 스위칭 전원장치 |
| WO2005008878A1 (en) * | 2003-07-22 | 2005-01-27 | Sergio Adolfo Maiocchi | System for operating dc motors and power converters |
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