JPH08126345A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH08126345A JPH08126345A JP6258124A JP25812494A JPH08126345A JP H08126345 A JPH08126345 A JP H08126345A JP 6258124 A JP6258124 A JP 6258124A JP 25812494 A JP25812494 A JP 25812494A JP H08126345 A JPH08126345 A JP H08126345A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- converter
- circuit
- power supply
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 21
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な回路構成でインバータ用電源に適用で
き、商用交流電源の入力側へ漏出する高調波成分を低減
してノイズの少ない電源装置を提供する。 【構成】 商用交流電流１を整流回路２により整流した
のち、その直流出力をスイッチングして高周波（例えば
４７ＫＨｚ）電力に変換の後、再び直流に整流するＤＣ
／ＤＣコンバータ５と、インダクタ７（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）と
電解コンデンサ８によりなる平滑回路９を設けてインバ
ータ１０に入力するとともに、インダクタ７の分割点１
１に小容量コンデンサ１２を接続し、さらに、インバー
タ１０内のスイッチングと同期してコンバータ５のスイ
ッチング素子３をオンオフ制御することを特徴とする。
き、商用交流電源の入力側へ漏出する高調波成分を低減
してノイズの少ない電源装置を提供する。 【構成】 商用交流電流１を整流回路２により整流した
のち、その直流出力をスイッチングして高周波（例えば
４７ＫＨｚ）電力に変換の後、再び直流に整流するＤＣ
／ＤＣコンバータ５と、インダクタ７（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）と
電解コンデンサ８によりなる平滑回路９を設けてインバ
ータ１０に入力するとともに、インダクタ７の分割点１
１に小容量コンデンサ１２を接続し、さらに、インバー
タ１０内のスイッチングと同期してコンバータ５のスイ
ッチング素子３をオンオフ制御することを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路を備え
た電源装置に関し、例えば放電灯を高周波点灯するのに
適した電源装置に関する。
た電源装置に関し、例えば放電灯を高周波点灯するのに
適した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータ回路を用いて放電灯を高周波
点灯させる電源装置として、従来、図１０に例示するよ
うな装置が多用されていた。
点灯させる電源装置として、従来、図１０に例示するよ
うな装置が多用されていた。
【０００３】図１０の装置においては、交流電源１０１
からの交流入力を整流回路１０２によって全波整流し、
平滑コンデンサ１０３によって平滑化した直流電源をイ
ンバータ回路１０４の入力電源として用いている。イン
バータ回路１０４は、平滑コンデンサ１０３の両端に一
対のスイッチング素子Ｑ1 およびＱ2 を有するハーフブ
リッジ型のもので、交流電源１０１を投入することによ
り、起動回路１０５によってスイッチング素子Ｑ2 がト
リガーされて自励発振を開始し、以降、共振用チョーク
Ｌr に巻回された巻線に振動電圧が誘起され、各スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2 が交互にオン・オフし、共振用チ
ョークＬr と共振用コンデンサＣr との共振回路の振動
エネルギにより放電灯ＦＬを高周波点灯させるようにな
っている。
からの交流入力を整流回路１０２によって全波整流し、
平滑コンデンサ１０３によって平滑化した直流電源をイ
ンバータ回路１０４の入力電源として用いている。イン
バータ回路１０４は、平滑コンデンサ１０３の両端に一
対のスイッチング素子Ｑ1 およびＱ2 を有するハーフブ
リッジ型のもので、交流電源１０１を投入することによ
り、起動回路１０５によってスイッチング素子Ｑ2 がト
リガーされて自励発振を開始し、以降、共振用チョーク
Ｌr に巻回された巻線に振動電圧が誘起され、各スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2 が交互にオン・オフし、共振用チ
ョークＬr と共振用コンデンサＣr との共振回路の振動
エネルギにより放電灯ＦＬを高周波点灯させるようにな
っている。
【０００４】ところが、このような従来の電源装置によ
ると、交流電源１０１から平滑コンデンサ１０３に流入
する電流が、交流電源１０１の電圧のピーク値付近での
み流れることになり、図１１に平滑コンデンサ１０３へ
の入力電圧波形および入力電流波形を例示するように、
入力電流のピーク値が大きく、かつ、導通角ｔ1 が狭く
なるため、入力力率が悪いばかりでなく、第３高調波を
主体とした高調波成分の含有率も高いという欠点があ
る。
ると、交流電源１０１から平滑コンデンサ１０３に流入
する電流が、交流電源１０１の電圧のピーク値付近での
み流れることになり、図１１に平滑コンデンサ１０３へ
の入力電圧波形および入力電流波形を例示するように、
入力電流のピーク値が大きく、かつ、導通角ｔ1 が狭く
なるため、入力力率が悪いばかりでなく、第３高調波を
主体とした高調波成分の含有率も高いという欠点があ
る。
【０００５】そこで、近年、このような欠点を解決すべ
く、図１２にその回路構成図を示すように、交流電源２
０１からの交流入力を全波整流する整流回路２０２の出
力端子に、チョークコイルＬc ，スイッチングトランジ
スタＱS ，ダイオードＤ，平滑コンデンサＣからなるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ（昇圧チョッパ回路）２０３を接続
するとともに、その平滑コンデンサＣの両端に先の例と
同様なインバータ回路２０４を接続する方式が実用化さ
れている。
く、図１２にその回路構成図を示すように、交流電源２
０１からの交流入力を全波整流する整流回路２０２の出
力端子に、チョークコイルＬc ，スイッチングトランジ
スタＱS ，ダイオードＤ，平滑コンデンサＣからなるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ（昇圧チョッパ回路）２０３を接続
するとともに、その平滑コンデンサＣの両端に先の例と
同様なインバータ回路２０４を接続する方式が実用化さ
れている。
【０００６】この図１２の回路においては、交流電源２
０１が投入されると、スイッチングトランジスタＱS が
制御回路２０５からの制御信号によって高周波スイッチ
ング動作し、このトランジスタＱS がターンオン状態の
とき、整流回路２０２で整流された脈流電圧から供給さ
れる電流によってチョークコイルＬC に磁気エネルギが
蓄積され、ターンオフ状態のときには、チョークコイル
ＬC の磁気エネルギが整流回路２０２からの脈流電圧に
重畳してダイオードＤを介して平滑コンデンサＣに充電
される。
０１が投入されると、スイッチングトランジスタＱS が
制御回路２０５からの制御信号によって高周波スイッチ
ング動作し、このトランジスタＱS がターンオン状態の
とき、整流回路２０２で整流された脈流電圧から供給さ
れる電流によってチョークコイルＬC に磁気エネルギが
蓄積され、ターンオフ状態のときには、チョークコイル
ＬC の磁気エネルギが整流回路２０２からの脈流電圧に
重畳してダイオードＤを介して平滑コンデンサＣに充電
される。
【０００７】このような回路において、スイッチングト
ランジスタＱS にドライブ信号を供給する制御回路２０
５により、整流回路２０２からの脈流電圧の検出信号、
出力電圧の検出信号、スイッチングトランジスタＱS に
流れる電流の検出信号ＡS 、およびチョークコイルＬC
に流れる電流の検出信号を用いて、図１３に示すよう
に、スイッチングトランジスタＱS に流れる電流の最大
値ＡMAX を規制して、スイッチングトランジスタＱS に
図示のような電流ＡS が流れるよう、このトランジスタ
ＱS を自励式にドライブすれば、入力電流波形を入力電
圧波形とほぼ同形となるように制御することができる。
ランジスタＱS にドライブ信号を供給する制御回路２０
５により、整流回路２０２からの脈流電圧の検出信号、
出力電圧の検出信号、スイッチングトランジスタＱS に
流れる電流の検出信号ＡS 、およびチョークコイルＬC
に流れる電流の検出信号を用いて、図１３に示すよう
に、スイッチングトランジスタＱS に流れる電流の最大
値ＡMAX を規制して、スイッチングトランジスタＱS に
図示のような電流ＡS が流れるよう、このトランジスタ
ＱS を自励式にドライブすれば、入力電流波形を入力電
圧波形とほぼ同形となるように制御することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２に示
した回路によると、入力電流波形を連続的な正弦波状と
することができ、入力力率をほぼ１に近づけることが可
能となるものの、このような波形を得るためには、制御
回路２０５の構成が複雑で高価なものとなる。また、ス
イッチングトランジスタＱS は自励式に動作する関係
上、そのドライブ信号には、多種多様な周波数が含まれ
ることになり、このような信号によってスイッチング制
御されるトランジスタＱS からは多様なノイズが発生す
ることになる。このようなノイズがラインに送出される
と、各種電気機器からのノイズが相互に影響し合って予
想もしない大事故を起こす原因となる。このような事故
を防止するためには、図１２に示すようにラインフィル
タ２０６が必要となるが、ノイズの周波数が多様にわた
る関係上、そのフィルタには必然的に多額のコストを要
し、実用上経済的な面で大きな支障となっている。
した回路によると、入力電流波形を連続的な正弦波状と
することができ、入力力率をほぼ１に近づけることが可
能となるものの、このような波形を得るためには、制御
回路２０５の構成が複雑で高価なものとなる。また、ス
イッチングトランジスタＱS は自励式に動作する関係
上、そのドライブ信号には、多種多様な周波数が含まれ
ることになり、このような信号によってスイッチング制
御されるトランジスタＱS からは多様なノイズが発生す
ることになる。このようなノイズがラインに送出される
と、各種電気機器からのノイズが相互に影響し合って予
想もしない大事故を起こす原因となる。このような事故
を防止するためには、図１２に示すようにラインフィル
タ２０６が必要となるが、ノイズの周波数が多様にわた
る関係上、そのフィルタには必然的に多額のコストを要
し、実用上経済的な面で大きな支障となっている。
【０００９】本発明はこのような実情に鑑みてなされた
もので、簡単な回路構成のもとに、入力電流の連続化と
低歪化、および高力率化を達成し、しかもノイズ対策に
ついては前記した各従来例に比して大幅に簡略化するこ
とのできる電源装置の提供を目的としている。
もので、簡単な回路構成のもとに、入力電流の連続化と
低歪化、および高力率化を達成し、しかもノイズ対策に
ついては前記した各従来例に比して大幅に簡略化するこ
とのできる電源装置の提供を目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
の本発明の電源装置の構成を図１に示す。この電源装置
は、商用交流電源１を整流する整流回路２と、その整流
回路の出力をスイッチング（３）してトランス４の１次
側に供給し、その２次側出力を整流するＤＣ／ＤＣコン
バータ５と、その後段に設けられたインダクタ（Ｌ）７
と電解コンデンサ（ＣO ）８より成る平滑回路９と、そ
の平滑回路９の出力を高周波によりスイッチングして高
周波電力に変換するインバータ１０を有する電源装置に
おいて、上記平滑回路９のインダクタ（Ｌ）７を二分割
した分割点１１と上記電解コンデンサ（ＣO ）８の負極
との間に、電解コンデンサ（ＣO ）よりも小容量のコン
デンサ（Ｃ）１２を接続したことを特徴とする。
の本発明の電源装置の構成を図１に示す。この電源装置
は、商用交流電源１を整流する整流回路２と、その整流
回路の出力をスイッチング（３）してトランス４の１次
側に供給し、その２次側出力を整流するＤＣ／ＤＣコン
バータ５と、その後段に設けられたインダクタ（Ｌ）７
と電解コンデンサ（ＣO ）８より成る平滑回路９と、そ
の平滑回路９の出力を高周波によりスイッチングして高
周波電力に変換するインバータ１０を有する電源装置に
おいて、上記平滑回路９のインダクタ（Ｌ）７を二分割
した分割点１１と上記電解コンデンサ（ＣO ）８の負極
との間に、電解コンデンサ（ＣO ）よりも小容量のコン
デンサ（Ｃ）１２を接続したことを特徴とする。
【００１１】また、本発明の電源装置は、上記コンバー
タ５のスイッチングが上記インバータ１０のスイッチン
グと同一周波数であって相互に同期していることを特徴
とする。
タ５のスイッチングが上記インバータ１０のスイッチン
グと同一周波数であって相互に同期していることを特徴
とする。
【００１２】本発明のコンバータ５は、フォワードコン
バータ、フルブリッジ形コンバータ、ハーフブリッジ形
コンバータ、またはプッシュプル形コンバータのいずれ
かにより実施することができる。
バータ、フルブリッジ形コンバータ、ハーフブリッジ形
コンバータ、またはプッシュプル形コンバータのいずれ
かにより実施することができる。
【００１３】
【作用】商用交流用整流回路２とインバータ前段の平滑
回路９の間にＤＣ／ＤＣコンバータ５を設け、この周波
数をインバータの周波数と一致させ同期させることによ
り、商用交流電源側へ漏出する多種多様なノイズが大幅
に低減する。
回路９の間にＤＣ／ＤＣコンバータ５を設け、この周波
数をインバータの周波数と一致させ同期させることによ
り、商用交流電源側へ漏出する多種多様なノイズが大幅
に低減する。
【００１４】分割された（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）、コンデンサ
（Ｃ）の値を共振状態またはそれに近い状態に設定すれ
ば、インダクタＬ1 およびＬ2 に流れる電流は振動電流
となり、コンデンサ（Ｃ）に流れる電流も振動電流とな
る。その結果、フォワードコンバータ５のスイッチング
素子３のターンオフ時のサージ電圧が大幅に低減し、こ
れによるノイズも低減する。
（Ｃ）の値を共振状態またはそれに近い状態に設定すれ
ば、インダクタＬ1 およびＬ2 に流れる電流は振動電流
となり、コンデンサ（Ｃ）に流れる電流も振動電流とな
る。その結果、フォワードコンバータ５のスイッチング
素子３のターンオフ時のサージ電圧が大幅に低減し、こ
れによるノイズも低減する。
【００１５】さらに、この振動電流によりコンデンサＣ
O を充電するときのＣO の内部インピーダンスが高くな
り、そのため導通角が広くなる。そして第３高調波を主
体とした高調波電流も格段に低減することができる。
O を充電するときのＣO の内部インピーダンスが高くな
り、そのため導通角が広くなる。そして第３高調波を主
体とした高調波電流も格段に低減することができる。
【００１６】また、上記の振動電流は、スイッチング
後、徐々に減衰し略々零に近づくが、その後、次のスイ
ッチングを行われるよう定数を設定しておけば、スイッ
チングの際の遷移損が小さくなり、スイッチング素子の
発熱が軽減し、回路効率が高くなる。
後、徐々に減衰し略々零に近づくが、その後、次のスイ
ッチングを行われるよう定数を設定しておけば、スイッ
チングの際の遷移損が小さくなり、スイッチング素子の
発熱が軽減し、回路効率が高くなる。
【００１７】
【実施例】図２に本発明実施例の回路図を示す。５０／
６０ＨZ の商用交流電源１は整流回路２により全波整流
されたのち、フォワードコンバータ５に供給される。フ
ォワードコンバータ５は降圧形コンバータであって、一
次巻線４Ａ、二次巻線４Ｂ、三次巻線４Ｃから成る絶縁
トランス４、インバータと同期してオンオフ駆動される
スイッチング素子３およびダイオード１３を有し、整流
回路２の正極側はトランス４の一次巻線４Ａと三次巻線
４Ｃの接続点に接続され、整流回路２の負極側はスイッ
チング素子３を介して一次巻線４Ａの他端に接続される
とともに、ダイオード１３を通して三次巻線４Ｃの他端
に接続されている。
６０ＨZ の商用交流電源１は整流回路２により全波整流
されたのち、フォワードコンバータ５に供給される。フ
ォワードコンバータ５は降圧形コンバータであって、一
次巻線４Ａ、二次巻線４Ｂ、三次巻線４Ｃから成る絶縁
トランス４、インバータと同期してオンオフ駆動される
スイッチング素子３およびダイオード１３を有し、整流
回路２の正極側はトランス４の一次巻線４Ａと三次巻線
４Ｃの接続点に接続され、整流回路２の負極側はスイッ
チング素子３を介して一次巻線４Ａの他端に接続される
とともに、ダイオード１３を通して三次巻線４Ｃの他端
に接続されている。
【００１８】スイッチング素子３は例えば４７ＫＨZ の
高周波によりオンオフを行い、スイッチング素子３がオ
ンの時、一次巻線４１に電圧が印加、トランス４は励磁
され、スイッチング素子３がオフの時はトランス４をリ
セットする必要があり、このためにダイオード１３と三
次巻線４Ｃが用いられている。そして励磁エネルギーを
入力側に回生している。スイッチング素子３がターンオ
フされると一次巻線４Ａに蓄積された励磁エネルギーは
三次巻線４Ｃに移る。その時リセット用のダイオード１
３はオンとなり、トランス４は入力電圧でリセットされ
る。二次巻線４Ｂには一次巻線４Ａの巻数ｎ1 二次巻線
４Ｂの巻数ｎ2 の比に応じた電圧が誘起される〔Ｖ2 ＝
（ｎ2 ／ｎ1 ）Ｖ1 〕。
高周波によりオンオフを行い、スイッチング素子３がオ
ンの時、一次巻線４１に電圧が印加、トランス４は励磁
され、スイッチング素子３がオフの時はトランス４をリ
セットする必要があり、このためにダイオード１３と三
次巻線４Ｃが用いられている。そして励磁エネルギーを
入力側に回生している。スイッチング素子３がターンオ
フされると一次巻線４Ａに蓄積された励磁エネルギーは
三次巻線４Ｃに移る。その時リセット用のダイオード１
３はオンとなり、トランス４は入力電圧でリセットされ
る。二次巻線４Ｂには一次巻線４Ａの巻数ｎ1 二次巻線
４Ｂの巻数ｎ2 の比に応じた電圧が誘起される〔Ｖ2 ＝
（ｎ2 ／ｎ1 ）Ｖ1 〕。
【００１９】整流平滑回路９は、トランス４の高周波出
力を整流するダイオード１４、１５、二分割（Ｌ＝Ｌ1
＋Ｌ2 ）されたインダクタ７１、７２、その分割点１１
に接続されたコンデンサ１２、電解コンデンサ８、およ
び放電用抵抗１６より構成されている。インダクタとコ
ンデンサの定数を例示すれば、インバータ負荷として４
０Ｗラピットスタート形蛍光ランプ１灯を用い、Ｌ1 ＝
１０７０μＨ、Ｌ2 ＝２１５μＨ、ＣO ＝４７μＦ、Ｃ
＝６．８ｎＦの場合、図６ないし図９に示す波形が得ら
れた。又入力電流の波形は高調波の含有率が少なくＩ・
Ｅ・Ｃの規格を満たすに充分なものであった。
力を整流するダイオード１４、１５、二分割（Ｌ＝Ｌ1
＋Ｌ2 ）されたインダクタ７１、７２、その分割点１１
に接続されたコンデンサ１２、電解コンデンサ８、およ
び放電用抵抗１６より構成されている。インダクタとコ
ンデンサの定数を例示すれば、インバータ負荷として４
０Ｗラピットスタート形蛍光ランプ１灯を用い、Ｌ1 ＝
１０７０μＨ、Ｌ2 ＝２１５μＨ、ＣO ＝４７μＦ、Ｃ
＝６．８ｎＦの場合、図６ないし図９に示す波形が得ら
れた。又入力電流の波形は高調波の含有率が少なくＩ・
Ｅ・Ｃの規格を満たすに充分なものであった。
【００２０】インバータ１０は、例えば一対のスイッチ
ング素子１７、１８とコンデンサ１９、２０がブリッジ
回路を形成し、その中点間に蛍光ランプ２１、チョーク
コイル２２およびコンデンサ２３より成る負荷が接続さ
れる。
ング素子１７、１８とコンデンサ１９、２０がブリッジ
回路を形成し、その中点間に蛍光ランプ２１、チョーク
コイル２２およびコンデンサ２３より成る負荷が接続さ
れる。
【００２１】図３に、高周波発振部２４の実施例を示
す。例えば４７ＫＨZ の高周波発振器２５と、その高周
波出力を各スイッチング素子を制御するために分配する
トランス２６より構成されている。トランス２６は４個
の二次側巻線２７Ａ、２７Ｂ、２８Ａ、２８Ｂを有し、
２７Ａ、２７Ｂは互いに極性が逆向きであってインバー
タ１０のスイッチング素子１７、１８を構成するトラン
ジスタをオンオフ制御し、２８Ａ、２８Ｂは互いに極性
が逆向きであって、その一つがフォワードコンバータ５
のスイッチング素子３を構成するトランジスタをオンオ
フ制御する、図２の実施例の場合、巻線２８Ａ，２８Ｂ
のいづれか一つは不要である。
す。例えば４７ＫＨZ の高周波発振器２５と、その高周
波出力を各スイッチング素子を制御するために分配する
トランス２６より構成されている。トランス２６は４個
の二次側巻線２７Ａ、２７Ｂ、２８Ａ、２８Ｂを有し、
２７Ａ、２７Ｂは互いに極性が逆向きであってインバー
タ１０のスイッチング素子１７、１８を構成するトラン
ジスタをオンオフ制御し、２８Ａ、２８Ｂは互いに極性
が逆向きであって、その一つがフォワードコンバータ５
のスイッチング素子３を構成するトランジスタをオンオ
フ制御する、図２の実施例の場合、巻線２８Ａ，２８Ｂ
のいづれか一つは不要である。
【００２２】図４に本発明の他の実施例を示す。この実
施例が図２のものと相違している点は、フォワードコン
バータ５をハーフブリッジコンバータに置き換えたこと
である。すなわち、トランス４１の一次巻線４１Ａには
２個のスイッチング素子３１、３２の交互のオンオフに
より交互に励磁電流が供給され、２個の２次巻線４１
Ｂ、４１Ｂに半サイクルごとに誘起される高周波電力が
ダイオード１４、１５を通して平滑回路９に供給され
る。
施例が図２のものと相違している点は、フォワードコン
バータ５をハーフブリッジコンバータに置き換えたこと
である。すなわち、トランス４１の一次巻線４１Ａには
２個のスイッチング素子３１、３２の交互のオンオフに
より交互に励磁電流が供給され、２個の２次巻線４１
Ｂ、４１Ｂに半サイクルごとに誘起される高周波電力が
ダイオード１４、１５を通して平滑回路９に供給され
る。
【００２３】図５に本発明のさらに他の実施例を示す。
この実施例が図２のものと相違している点は、フォワー
ドコンバータ５をプッシュプルコンバータに置き換えた
ことである。すなわち、トランス４２の一対の一次巻線
４２Ａ、４２Ａの中間点が整流回路２の正極に接続さ
れ、一次巻線の両端がそれぞれ交互に作動するスイッチ
ング素子３１、３２を介して整流回路２の負極に接続さ
れている。
この実施例が図２のものと相違している点は、フォワー
ドコンバータ５をプッシュプルコンバータに置き換えた
ことである。すなわち、トランス４２の一対の一次巻線
４２Ａ、４２Ａの中間点が整流回路２の正極に接続さ
れ、一次巻線の両端がそれぞれ交互に作動するスイッチ
ング素子３１、３２を介して整流回路２の負極に接続さ
れている。
【００２４】図６ないし図９に、図２に示した実施例の
各部の電流、電圧波形の実測したものを図示する。各図
とも、（Ａ）図は横軸（時間軸）の一目盛が２ｍＳであ
って全体が２０ｍＳ、縦軸の一目盛は電圧波形が２００
Ｖ、電流波形が１Ａを表し、（Ｂ）図は（Ａ）図の時間
軸のみを一目盛５μＳ全体が５０μＳに拡大したもので
ある。
各部の電流、電圧波形の実測したものを図示する。各図
とも、（Ａ）図は横軸（時間軸）の一目盛が２ｍＳであ
って全体が２０ｍＳ、縦軸の一目盛は電圧波形が２００
Ｖ、電流波形が１Ａを表し、（Ｂ）図は（Ａ）図の時間
軸のみを一目盛５μＳ全体が５０μＳに拡大したもので
ある。
【００２５】図６はコンバータのスイッチング素子３を
構成するトランジスタのドレイン・ソース間電圧ＶDSと
ドレイン電流ＩD を示している。図７はインダクタ７１
の端子間電圧ＶL1と電流ＩL1を示している。図８はイン
ダクタ７２の端子間電圧ＶL2と電流ＩL2を示している。
図９はコンデンサＣの端子間電圧Ｖｃと電流Ｉｃを示し
ている。各図とも、（Ａ）図は商用交流電源の半サイク
ル、１／１２０Ｓごとの周期が認められ、（Ｂ）図は高
周波４７ＫＨｚの１サイクル、２１．２μＳごとの周期
が認められる。
構成するトランジスタのドレイン・ソース間電圧ＶDSと
ドレイン電流ＩD を示している。図７はインダクタ７１
の端子間電圧ＶL1と電流ＩL1を示している。図８はイン
ダクタ７２の端子間電圧ＶL2と電流ＩL2を示している。
図９はコンデンサＣの端子間電圧Ｖｃと電流Ｉｃを示し
ている。各図とも、（Ａ）図は商用交流電源の半サイク
ル、１／１２０Ｓごとの周期が認められ、（Ｂ）図は高
周波４７ＫＨｚの１サイクル、２１．２μＳごとの周期
が認められる。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、商用交流電力を整流し
た後段にコンバータを設けて一旦高周波電力に変換し、
再び直流に整流して平滑化し、しかもコンバータのスイ
ッチング素子をインバータのスイッチング素子と同期さ
せる構成としたので、商用交流電源の入力側に漏出する
高調波成分を低減でき、各構成部品の小型計量化、高効
率化が達成できた。また、コンバータを降圧型としたの
で回路構成が非常に簡単化され、製造コストが大幅に低
減した。
た後段にコンバータを設けて一旦高周波電力に変換し、
再び直流に整流して平滑化し、しかもコンバータのスイ
ッチング素子をインバータのスイッチング素子と同期さ
せる構成としたので、商用交流電源の入力側に漏出する
高調波成分を低減でき、各構成部品の小型計量化、高効
率化が達成できた。また、コンバータを降圧型としたの
で回路構成が非常に簡単化され、製造コストが大幅に低
減した。
【図１】は、本発明の構成図である。
【図２】は、本発明の一実施例を示す回路図である。
【図３】は、本発明の高周波発振部の実施例を示す回路
図である。
図である。
【図４】は、本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図５】は、本発明のさらに他の実施例を示す回路図で
ある。
ある。
【図６】は、本発明の作用説明図であって、スイッチン
グ素子（３）のドレイン・ソース間電圧（ＶDS）とドレ
イン電流（ＩD ）の波形実測図を示す。図（Ｂ）は図
（Ａ）の時間軸を拡大した図である。
グ素子（３）のドレイン・ソース間電圧（ＶDS）とドレ
イン電流（ＩD ）の波形実測図を示す。図（Ｂ）は図
（Ａ）の時間軸を拡大した図である。
【図７】は、本発明の作用説明図であって、インダクタ
（Ｌ1 ）の電圧（Ｖ L1）と電流（ＩL1）の波形実測図を
示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
（Ｌ1 ）の電圧（Ｖ L1）と電流（ＩL1）の波形実測図を
示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
【図８】は、本発明の作用説明図であって、インダクタ
（Ｌ2 ）の電圧（Ｖ L2）と電流（ＩL2）の波形実測図を
示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
（Ｌ2 ）の電圧（Ｖ L2）と電流（ＩL2）の波形実測図を
示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
【図９】は、本発明の作用説明図であって、コンデンサ
（Ｃ）の端子電圧（Ｖｃ）と電流（Ｉｃ）の波形実測図
を示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
（Ｃ）の端子電圧（Ｖｃ）と電流（Ｉｃ）の波形実測図
を示す。図（Ｂ）は図（Ａ）の時間軸を拡大した図であ
る。
【図１０】は、従来例を示す回路構成図である。
【図１１】は、図１０の回路の作用説明図である。
【図１２】は、他の従来例を示す回路図である。
【図１３】は、図１２の回路の作用説明図である。
１ 商用交流電源 ２ 整流回路 ３ コンバータのスイッチング素子 ４、４１、４２ トランス ５ コンバータ ７ 平滑回路のインダクタ（Ｌ1 ＋Ｌ2 ） ８ 平滑回路の電解コンデンサ（ＣO ） ９ 平滑回路 １０ インバータ １１ インダクタの分割点 １２ コンデンサ（Ｃ） １７、１８ インバータのスイッチング素子 ２４ 発振回路部
Claims (5)
- 【請求項１】 商用交流電源を整流する整流回路と、そ
の整流回路の出力をスイッチングしてトランスの１次側
に供給し、その２次側出力を整流するＤＣ／ＤＣコンバ
ータと、インダクタ（Ｌ）と電解コンデンサ（ＣO ）よ
り成る平滑回路と、その平滑回路の出力を高周波により
スイッチングして高周波電力に変換するインバータを有
する電源装置において、上記平滑回路のインダクタ
（Ｌ）を二分割した分割点と上記電解コンデンサ
（ＣO ）の負極との間に、電解コンデンサ（ＣO ）より
も小容量のコンデンサ（Ｃ）を接続したことを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項２】 商用交流電源を整流する整流回路と、そ
の整流回路の出力をスイッチングしてトランスの１次側
に供給し、その２次側出力を整流するＤＣ／ＤＣコンバ
ータと、インダクタ（Ｌ）と電解コンデンサ（ＣO ）よ
り成る平滑回路と、その平滑回路の出力を高周波により
スイッチングして高周波電力に変換するインバータを有
する電源装置において、上記コンバータのスイッチング
が上記インバータのスイッチングと同一周波数であって
相互に同期していることを特徴とする電源装置。 - 【請求項３】 上記コンバータがフルブリッジ形であ
る、請求項１または請求項２のいずれかに記載の電源装
置。 - 【請求項４】 上記コンバータがハーフブリッジ形であ
る、請求項１または請求項２のいずれかに記載の電源装
置。 - 【請求項５】 上記コンバータがプッシュプル形であ
る、請求項１または請求項２のいずれかに記載の電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6258124A JPH08126345A (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6258124A JPH08126345A (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08126345A true JPH08126345A (ja) | 1996-05-17 |
Family
ID=17315846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6258124A Pending JPH08126345A (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08126345A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008079480A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 系統連系インバータ装置 |
-
1994
- 1994-10-24 JP JP6258124A patent/JPH08126345A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008079480A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 系統連系インバータ装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6181079B1 (en) | High power electronic ballast with an integrated magnetic component | |
| JP3697915B2 (ja) | 電子バラスト回路 | |
| JP2000032750A (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバ―タ | |
| CN105978327A (zh) | 一种升压变换器及其控制方法 | |
| JP2000003798A (ja) | 放電ランプ点灯装置および照明装置 | |
| JPH0588067B2 (ja) | ||
| US20070091647A1 (en) | Switching power supply unit | |
| KR20030023372A (ko) | 전자식 안정기의 전력공급회로 | |
| JP3404874B2 (ja) | 負荷制御装置 | |
| JPH0678535A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH10106786A (ja) | 電源装置 | |
| JP3096211B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH083197Y2 (ja) | 直流電源回路 | |
| JPH07147778A (ja) | 電源装置 | |
| JP2593274B2 (ja) | 整流装置 | |
| JP3654067B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3163656B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2619370B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2001119940A (ja) | 力率改善コンバータ回路 | |
| JP3316314B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3931591B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3261706B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP4421250B2 (ja) | 高周波インバータ装置 | |
| JPH06215868A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JPH0213265A (ja) | 高周波電源装置 |