JPH0813049B2 - 周波数誤差検出装置 - Google Patents
周波数誤差検出装置Info
- Publication number
- JPH0813049B2 JPH0813049B2 JP2162395A JP16239590A JPH0813049B2 JP H0813049 B2 JPH0813049 B2 JP H0813049B2 JP 2162395 A JP2162395 A JP 2162395A JP 16239590 A JP16239590 A JP 16239590A JP H0813049 B2 JPH0813049 B2 JP H0813049B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- symbol
- frequency
- value
- input signal
- counting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/106—M-ary FSK
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
この発明は、ディジタル変調された信号を受信する受
信装置において用いられ、受信した信号の中心周波数と
受信装置で認識している中心周波数との誤差を検出する
周波数誤差検出装置に関するものである。
信装置において用いられ、受信した信号の中心周波数と
受信装置で認識している中心周波数との誤差を検出する
周波数誤差検出装置に関するものである。
第８図は従来の周波数誤差検出装置を示すブロック図
であり、図において、１は受信信号が入力される入力端
子、２は受信信号の波数を計数する計数部、３は誤差検
出のための期間を発生する観測タイミング発生装置、４
は計数部２の計数値と所定の値とを比較する比較部、10
は出力端子である。 次に動作について説明する。ここでは、受信信号とし
て２値周波数シフトキーイング（２値FSK）信号が入力
された場合について説明する。まず、入力端子１に入力
された信号の波数は、計数部２で計数される。例えば、
入力信号が1750Hzの単一トーン信号の場合には、１秒後
の計数値は1750である。観測タイミング発生装置３は、
観測開始タイミングと観測終了タイミングとを計数部２
に与える。計数部２は、観測開始タイミングを通知され
ると計数を開始し、観測終了タイミングが通知されると
計数値を出力する。 ２値FSK信号は、２つのシンボルであるデータ「０」
とデータ「１」とを対象とし、中心周波数をfcとする
と、データ「０」にfc＋Δｆが、データ「１」にfc−Δ
ｆが割り当てられている。以後、Δｆを偏移周波数と呼
ぶ（Δｆは正の値）。また、送信側で発生するデータを
長い時間にわたって集計すると、データ「０」とデータ
「１」との割合はほぼ等しいと考えられる。従って、入
力信号の周波数は、長い時間にわたって平均すると、中
心周波数に等しいと考えられる。つまり、計数部２から
出力される値は、（中心周波数fc）×（観測期間）に等
しい。そこで、比較部４で、計数値とnfc（Ｒ）Ｔとを
比較する。ここで、Ｔはデータ伝送速度の逆数（例え
ば、300b/sの場合には1/300）、ｎは観測期間中に受信
したデータのビット数であり、nTは観測期間を示す。ま
た、fc（Ｒ）は受信装置が認識している中心周波数（内
部中心周波数）である。従って、比較部４で比較がされ
た結果、（fc−fc（Ｒ））×（観測期間）が得られる。
得られた値を観測期間で割れば、周波数誤差が得られ
る。 なお、計数部２において、計数値を観測期間で割った
値を出力するようにしておけば、比較部４は、計数部２
から入力した値とfc（Ｒ）とを比較するだけで、周波数
誤差を得る。得られた周波数誤差は、出力端子10から出
力される。
であり、図において、１は受信信号が入力される入力端
子、２は受信信号の波数を計数する計数部、３は誤差検
出のための期間を発生する観測タイミング発生装置、４
は計数部２の計数値と所定の値とを比較する比較部、10
は出力端子である。 次に動作について説明する。ここでは、受信信号とし
て２値周波数シフトキーイング（２値FSK）信号が入力
された場合について説明する。まず、入力端子１に入力
された信号の波数は、計数部２で計数される。例えば、
入力信号が1750Hzの単一トーン信号の場合には、１秒後
の計数値は1750である。観測タイミング発生装置３は、
観測開始タイミングと観測終了タイミングとを計数部２
に与える。計数部２は、観測開始タイミングを通知され
ると計数を開始し、観測終了タイミングが通知されると
計数値を出力する。 ２値FSK信号は、２つのシンボルであるデータ「０」
とデータ「１」とを対象とし、中心周波数をfcとする
と、データ「０」にfc＋Δｆが、データ「１」にfc−Δ
ｆが割り当てられている。以後、Δｆを偏移周波数と呼
ぶ（Δｆは正の値）。また、送信側で発生するデータを
長い時間にわたって集計すると、データ「０」とデータ
「１」との割合はほぼ等しいと考えられる。従って、入
力信号の周波数は、長い時間にわたって平均すると、中
心周波数に等しいと考えられる。つまり、計数部２から
出力される値は、（中心周波数fc）×（観測期間）に等
しい。そこで、比較部４で、計数値とnfc（Ｒ）Ｔとを
比較する。ここで、Ｔはデータ伝送速度の逆数（例え
ば、300b/sの場合には1/300）、ｎは観測期間中に受信
したデータのビット数であり、nTは観測期間を示す。ま
た、fc（Ｒ）は受信装置が認識している中心周波数（内
部中心周波数）である。従って、比較部４で比較がされ
た結果、（fc−fc（Ｒ））×（観測期間）が得られる。
得られた値を観測期間で割れば、周波数誤差が得られ
る。 なお、計数部２において、計数値を観測期間で割った
値を出力するようにしておけば、比較部４は、計数部２
から入力した値とfc（Ｒ）とを比較するだけで、周波数
誤差を得る。得られた周波数誤差は、出力端子10から出
力される。
従来の周波数誤差検出装置は以上のように構成されて
いるので、検出精度を上げるには観測期間を長くするこ
とが必要であり、また、データ「０」とデータ「１」と
の発生確率は等しいと仮定しているので、送信側で発生
したデータに偏りがある場合には、検出誤差が大きくな
るという課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされ
たもので、送信側で発生したデータの分布の状況の影響
を受けることなく、高精度でかつ高速に周波数誤差を検
出できる周波数誤差検出装置を得ることを目的とする。
いるので、検出精度を上げるには観測期間を長くするこ
とが必要であり、また、データ「０」とデータ「１」と
の発生確率は等しいと仮定しているので、送信側で発生
したデータに偏りがある場合には、検出誤差が大きくな
るという課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされ
たもので、送信側で発生したデータの分布の状況の影響
を受けることなく、高精度でかつ高速に周波数誤差を検
出できる周波数誤差検出装置を得ることを目的とする。
請求項（１）記載の発明に係る周波数誤差検出装置
は、入力信号の波数を、観測期間の間、計数する計数手
段と、観測期間内に受信装置が入力信号を復調して得た
シンボル列を入力し、このシンボル列に含まれる各シン
ボルの数を計数するとともに、内部中心周波数fc（Ｒ）
と各シンボルに割り当てられた周波数との差のそれぞれ
に対して対応するシンボルの数およびデータ伝送速度の
逆数を乗じたそれぞれの値が加算されたものである補正
値を作成する第１の補正手段と、計数手段の計数値から
第１の補正手段の出力値を減ずる第２の補正手段と、こ
の第２の補正手段の出力値と内部中心周波数fc（Ｒ）と
を比較して入力信号の中心周波数fcと内部中心周波数fc
（Ｒ）との誤差を出力する比較手段とを備えたものであ
る。 また、請求項（２）記載の発明に係る周波数誤差検出
装置は、入力信号の波数を、観測期間の間、計数する計
数手段と、観測期間内に受信装置が入力信号を復調して
得たシンボル列を入力し、このシンボル列に含まれる各
シンボルの数を計数するとともに、各シンボルに割り当
てられた周波数のそれぞれに対して対応するシンボルの
数およびデータ伝送速度の逆数を乗じたそれぞれの値が
加算されたものである補正値を作成する第１の補正手段
と、計数手段の計数値から第１の補正手段の出力値を減
ずる第２の補正手段と、この第２の補正手段の出力値を
観測期間で除して入力信号の中心周波数fcと内部中心周
波数fc（Ｒ）との誤差を得る比較手段とを備えたもので
ある。
は、入力信号の波数を、観測期間の間、計数する計数手
段と、観測期間内に受信装置が入力信号を復調して得た
シンボル列を入力し、このシンボル列に含まれる各シン
ボルの数を計数するとともに、内部中心周波数fc（Ｒ）
と各シンボルに割り当てられた周波数との差のそれぞれ
に対して対応するシンボルの数およびデータ伝送速度の
逆数を乗じたそれぞれの値が加算されたものである補正
値を作成する第１の補正手段と、計数手段の計数値から
第１の補正手段の出力値を減ずる第２の補正手段と、こ
の第２の補正手段の出力値と内部中心周波数fc（Ｒ）と
を比較して入力信号の中心周波数fcと内部中心周波数fc
（Ｒ）との誤差を出力する比較手段とを備えたものであ
る。 また、請求項（２）記載の発明に係る周波数誤差検出
装置は、入力信号の波数を、観測期間の間、計数する計
数手段と、観測期間内に受信装置が入力信号を復調して
得たシンボル列を入力し、このシンボル列に含まれる各
シンボルの数を計数するとともに、各シンボルに割り当
てられた周波数のそれぞれに対して対応するシンボルの
数およびデータ伝送速度の逆数を乗じたそれぞれの値が
加算されたものである補正値を作成する第１の補正手段
と、計数手段の計数値から第１の補正手段の出力値を減
ずる第２の補正手段と、この第２の補正手段の出力値を
観測期間で除して入力信号の中心周波数fcと内部中心周
波数fc（Ｒ）との誤差を得る比較手段とを備えたもので
ある。
この発明における第１の補正手段は、復調装置が復調
して得たシンボル列つまり送信側が発生したシンボル列
に含まれるシンボルを、シンボルの種類ごとに集計し、
それらの集計値に各シンボルに割り当てられた周波数と
受信装置が認識している中心周波数fc（Ｒ）との差を乗
じたものを、または、それらの集計値に各シンボルに割
り当てられた周波数を乗じたものを加算して補正値とし
て出力し、シンボル列におけるシンボルの分布状態に起
因する検出誤差が生じないようにする。
して得たシンボル列つまり送信側が発生したシンボル列
に含まれるシンボルを、シンボルの種類ごとに集計し、
それらの集計値に各シンボルに割り当てられた周波数と
受信装置が認識している中心周波数fc（Ｒ）との差を乗
じたものを、または、それらの集計値に各シンボルに割
り当てられた周波数を乗じたものを加算して補正値とし
て出力し、シンボル列におけるシンボルの分布状態に起
因する検出誤差が生じないようにする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、51はデータ入力端子７から入力されたデ
ータ「０」およびデータ「１」の個数n0,n1を観測期間
にわたってそれぞれ計数し、その差n0−n1を出力するカ
ウンタ、52は差n0−n1に受信装置における中心周波数fc
（Ｒ）と各データに割り当てられた周波数との差（受信
装置で認識している偏移周波数）Δｆ（Ｒ）およびデー
タ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる乗算器、６は計数部
（計数手段）２の計数値と乗算器52との差を出力する減
算器（第２の補正手段）である。その他のものは同一符
号を付して第８図に示したものと同一のものである。な
お、入力信号は２値FSK信号としている。また、第１の
補正手段はカウンタ51および乗算器52で実現されてい
る。そして、２値FSK信号の場合はデータ「０」および
データ「１」の偏移周波数は等しい値（符号は逆であ
る。）であるから、あらかじめ差n0−n1を算出しておく
ことにより、n0Δｆ（Ｒ）Ｔ＋n1（−Δｆ（Ｒ））Ｔの
演算を省略できる（Δｆ（Ｒ）は正の値である。）。 次に動作について説明する。まず、計数部２は、観測
期間内における入力信号の波数を計数する。観測期間に
おいて受信した入力信号を復調して得たデータのビット
数をｎとし、データ列中でデータ「０」とデータ「１」
とが等確率で発生しているとすると、計数部２の計数値
はnfcTである。ところが、データ「０」とデータ「１」
とが等確率で発生していないときには、計数値は、（fc
＋Δｆ）n0T＋（fc−Δｆ）n1T＝nfcT＋（n0−n1）ΔfT
となる。つまり、偏移周波数の影響が上式の第２項に現
われている。 一方、カウンタ51は、データ入力端子７に入力された
データ列中のデータ「０」とデータ「１」との個数をそ
れぞれ計数する。このデータ列は、復調装置が入力信号
を復調することにより得たものである。一般に、入力端
子１に入力信号が入力するタイミングよりもその入力信
号を復調して得たデータ列がデータ入力端子７に入力す
るタイミングの方が遅いが、その遅れはわずかであり、
それほど問題にはならない。そして、カウンタ51は、観
測期間終了タイミングで、観測期間内のデータ「０」の
個数n0とデータ「１」の個数n1との差n0−n1を出力す
る。乗算器52は、カウンタ51の出力と受信側で認識して
いる偏移周波数Δｆ（Ｒ）とを掛け合わせ、さらにデー
タ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる。従って、乗算器52
は、観測期間終了時に（n0−n1）Δｆ（Ｒ）Ｔを補正値
として出力する。 次に、減算器６は、計数部２の出力から乗算器52の出
力つまり補正値を減ずる。従って、減算器６は、nfcT＋
（n0＋n1）（Δｆ−Δｆ（Ｒ））Ｔを出力する。ここ
で、偏移周波数Δf,Δｆ（Ｒ）は、中心周波数fcに比べ
て十分小さいことから、その誤差（Δｆ−Δｆ（Ｒ））
は中心周波数fcに対してさらに小さくなる。従って、減
算器６の出力は、nfcTに等しいと考えてよい。つまり、
計数部２から出力された値に含まれているΔｆの影響
を、補正値で打ち消したことになる。 そして、比較部４は、減算器６の出力nfcTから、受信
側で認識している中心周波数fc（Ｒ）と観測期間nTとの
積nfc（Ｒ）Ｔを減じ、さらに得られた値を観測期間で
割ることにより、中心周波数の誤差fc−fc（Ｒ）を得、
これを出力端子10に与える。 なお、上記実施例では、減算器６が計数部２の出力を
乗算器52の出力（n0−n1）Δｆ（Ｒ）Ｔで補正した後、
比較部４がnfc（Ｒ）Ｔと比較するものを示したが、第
２図に示すように、乗算器52の出力およびnfc（Ｒ）Ｔ
を加算器61で加算したものと計数部２の出力とを比較部
４で比較するようにしてもよい。この場合には、比較部
４は、中心周波数の誤差を出力する比較手段を実現して
いるとともに、計数部２の計数値から補正を減ずる第２
の補正手段をも実現している。 また、第３図に示すように、カウンタ51a,51bでデー
タ「０」の個数n0とデータ「１」の個数n1とをそれぞれ
算出し、乗算器53a,53bで個数n0,n1に受信側で認識して
いる各データに割り当てられた周波数（fc（Ｒ）＋Δｆ
（Ｒ）），（fc（Ｒ）−Δｆ（Ｒ））を掛け合わせ、そ
れぞれの掛け合わされた値を加算器61で加算して、nfc
（Ｒ）Ｔ＋補正値を算出するようにしてもよく、上記各
実施例と同様の効果を奏する。 また、第４図（Ａ）に示したものは、復調データごと
に比較部41に与える値を切換え、比較部41の出力を累算
器９で累積加算するようにしたものである。つまり、計
数部２は、データ変化タイミングを外部から受けると、
それまでの計数値を出力する（第４図（Ｂ）の（ｃ）参
照）。同時に、スイッチ８はデータ入力端子７に入力さ
れたデータに対応して切換わり、そのデータに割り当て
られている周波数を出力する（第４図（Ｂ）の（ｄ）参
照）。比較部41は、計数部２の出力とスイッチ８の出力
との差を算出し、算出された値を出力する。例えば、入
力信号d1の波数を計数した計数値が計数部２から出力さ
れたときに、スイッチ８からd1対応値が出力される。比
較部41はそれらの差を出力する。既に述べたようにΔｆ
とΔｆ（Ｒ）との差は無視しうるので、比較部41から
は、１ビットあたりの中心周波数の誤差（fc−fc
（Ｒ））Ｔが出力されると考えてよい。従って、観測期
間nT経過後の累算器９の累積値は、ｎ（fc−fc（Ｒ））
Ｔとなっている。そこで、累算器９は、累積値を観測期
間nTで割った値（fc−fc（Ｒ））を出力端子10に出力す
る。なお、ここで、計数値が比較部41に入力した時点で
スイッチ８の出力値が確定していることを保証するため
に、計数部２と比較部41との間に遅延器を置いてもよ
い。また、この場合には、比較器41と累算器９とで比較
手段が実現されている。 第５図は入力信号がｑ値FSK信号の場合の周波数誤差
検出装置の一例を示すブロック図である。第５図におい
て、511〜51qはそれぞれ復調装置が復調したデータ列か
らシンボルごとの個数を計数してそれらの個数を出力す
るカウンタ、521〜52qは各カウンタ511〜51qの出力に、
各シンボルに割り当てられた偏移周波数f1〜fqおよびデ
ータ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる乗算器、62は各乗
算器の出力を加算する加算器である。その他のものは同
一符号を付して第１図に示したものと同一のものであ
る。この場合は、第１の補正手段はカウンタ511〜51q、
乗算器521〜52qおよび加算器62で実現され、第２の補正
手段は減算器６で実現されている。 次に動作について説明する。ｑ値FSK信号の場合、各
シンボルに割り当てられた周波数は、（fc＋f1），（fc
＋f2），……，（fc＋fq）となっている。すると、観測
期間nTにおける計数部２の計数値は、 （fc＋f1）n1T＋（fc＋f2）n2T＋ ……＋（fc＋fq）nqT ＝nfcT＋（f1n1＋f2n2＋……＋fqnq）Ｔ ＝nfcT＋Ｋ となっている。ここで、n1〜nqはそれぞれシンボル
「１」〜シンボル「ｑ」の観測期間内における個数、f1
〜fqはそれぞれシンボル「１」〜シンボル「ｑ」の偏移
周波数である。なお、f1〜fqはそれぞれ符号を含んだ値
である。また、Ｋ＝（f1n1＋f2n2＋……fqnq）とおいて
いる。そして受信側で認識している偏移周波数f1（Ｒ）
〜fq（Ｒ）は、既に述べたように誤差（f1−f1（Ｒ））
〜（fq−fq（Ｒ））が無視しうるので、以下、入力信号
の偏移周波数と同様にf1〜fqと表わす。 まず、カウンタ511〜51qは、観測期間が開始される
と、データ入力端子７に入力されたデータ列に含まれる
シンボルの個数n1〜nqをシンボルごとに計数し、観測期
間終了時に各個数n1〜nqを出力する。次に、乗算器521
〜52qは個数n1〜nqに偏移周波数f1〜fqおよびデータ伝
送速度の逆数Ｔを掛け合わせる。そして、加算器62は、
各乗算器521〜52qの出力を加算する。従って、加算値は
Ｋとなっている。 一方、計数部２は観測期間中に入力信号の波数を計数
し、観測期間終了時に計数値を出力する。そして、減算
器６は計数部２の計数値から加算器62の出力Ｋを減ず
る。従って、減算器６が出力する値は、nfcTとなってい
る。比較部４はnfcTからnfc（Ｒ）Ｔを減ずる。そし
て、減算結果を観測期間nTで割った値が出力受される。
この値は中心周波数の誤差fc−fc（Ｒ）となっている。 また、第６図は、乗算器531〜53qがシンボルの個数n1
〜nqと各シンボルに割り当てられている周波数（fc
（Ｒ）＋f1）〜（fc（Ｒ）＋fq）およびデータ伝送速度
の逆数Ｔとを乗算するものを示している。この場合に
は、加算器62の出力はnfc（Ｒ）Ｔ＋Ｋである。従っ
て、減算器６の出力はｎ（fc−fc（Ｒ））Ｔであり、比
較部42は入力した値を観測時間nTで割るだけで中心周波
数の誤差（fc−fc（Ｒ））を出力できる。 さらに、第７図は、第４図（Ａ）に示したものをｑ値
FSK信号のために拡張したものである。この場合には、
計数部２は、データ変化タイミングを外部から受ける
と、それまでの計数値を出力する。同時に、スイッチ81
はデータ入力端子７に入力されたシンボルに対応して切
換わり、そのシンボルに割り当てられている周波数を出
力する。比較部41は、計数部２の出力とスイッチ81の出
力との差を算出し、算出された値を出力する。ここで、
比較部41からは１シンボルあたりの中心周波数の誤差
（fc−fc（Ｒ））Ｔが出力されると考えてよい。従っ
て、観測時間nT経過後の累算器９の累積値は、ｎ（fc−
fc（Ｒ））Ｔとなっている。そこで、累算器９は、累積
値を観測期間nTで割った値（fc−fc（Ｒ））を出力端子
10に出力する。 なお、上記各実施例ではFSK信号の場合について説明
したが、入力信号はPSK信号であってもよく、同様の効
果を奏する。
１図において、51はデータ入力端子７から入力されたデ
ータ「０」およびデータ「１」の個数n0,n1を観測期間
にわたってそれぞれ計数し、その差n0−n1を出力するカ
ウンタ、52は差n0−n1に受信装置における中心周波数fc
（Ｒ）と各データに割り当てられた周波数との差（受信
装置で認識している偏移周波数）Δｆ（Ｒ）およびデー
タ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる乗算器、６は計数部
（計数手段）２の計数値と乗算器52との差を出力する減
算器（第２の補正手段）である。その他のものは同一符
号を付して第８図に示したものと同一のものである。な
お、入力信号は２値FSK信号としている。また、第１の
補正手段はカウンタ51および乗算器52で実現されてい
る。そして、２値FSK信号の場合はデータ「０」および
データ「１」の偏移周波数は等しい値（符号は逆であ
る。）であるから、あらかじめ差n0−n1を算出しておく
ことにより、n0Δｆ（Ｒ）Ｔ＋n1（−Δｆ（Ｒ））Ｔの
演算を省略できる（Δｆ（Ｒ）は正の値である。）。 次に動作について説明する。まず、計数部２は、観測
期間内における入力信号の波数を計数する。観測期間に
おいて受信した入力信号を復調して得たデータのビット
数をｎとし、データ列中でデータ「０」とデータ「１」
とが等確率で発生しているとすると、計数部２の計数値
はnfcTである。ところが、データ「０」とデータ「１」
とが等確率で発生していないときには、計数値は、（fc
＋Δｆ）n0T＋（fc−Δｆ）n1T＝nfcT＋（n0−n1）ΔfT
となる。つまり、偏移周波数の影響が上式の第２項に現
われている。 一方、カウンタ51は、データ入力端子７に入力された
データ列中のデータ「０」とデータ「１」との個数をそ
れぞれ計数する。このデータ列は、復調装置が入力信号
を復調することにより得たものである。一般に、入力端
子１に入力信号が入力するタイミングよりもその入力信
号を復調して得たデータ列がデータ入力端子７に入力す
るタイミングの方が遅いが、その遅れはわずかであり、
それほど問題にはならない。そして、カウンタ51は、観
測期間終了タイミングで、観測期間内のデータ「０」の
個数n0とデータ「１」の個数n1との差n0−n1を出力す
る。乗算器52は、カウンタ51の出力と受信側で認識して
いる偏移周波数Δｆ（Ｒ）とを掛け合わせ、さらにデー
タ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる。従って、乗算器52
は、観測期間終了時に（n0−n1）Δｆ（Ｒ）Ｔを補正値
として出力する。 次に、減算器６は、計数部２の出力から乗算器52の出
力つまり補正値を減ずる。従って、減算器６は、nfcT＋
（n0＋n1）（Δｆ−Δｆ（Ｒ））Ｔを出力する。ここ
で、偏移周波数Δf,Δｆ（Ｒ）は、中心周波数fcに比べ
て十分小さいことから、その誤差（Δｆ−Δｆ（Ｒ））
は中心周波数fcに対してさらに小さくなる。従って、減
算器６の出力は、nfcTに等しいと考えてよい。つまり、
計数部２から出力された値に含まれているΔｆの影響
を、補正値で打ち消したことになる。 そして、比較部４は、減算器６の出力nfcTから、受信
側で認識している中心周波数fc（Ｒ）と観測期間nTとの
積nfc（Ｒ）Ｔを減じ、さらに得られた値を観測期間で
割ることにより、中心周波数の誤差fc−fc（Ｒ）を得、
これを出力端子10に与える。 なお、上記実施例では、減算器６が計数部２の出力を
乗算器52の出力（n0−n1）Δｆ（Ｒ）Ｔで補正した後、
比較部４がnfc（Ｒ）Ｔと比較するものを示したが、第
２図に示すように、乗算器52の出力およびnfc（Ｒ）Ｔ
を加算器61で加算したものと計数部２の出力とを比較部
４で比較するようにしてもよい。この場合には、比較部
４は、中心周波数の誤差を出力する比較手段を実現して
いるとともに、計数部２の計数値から補正を減ずる第２
の補正手段をも実現している。 また、第３図に示すように、カウンタ51a,51bでデー
タ「０」の個数n0とデータ「１」の個数n1とをそれぞれ
算出し、乗算器53a,53bで個数n0,n1に受信側で認識して
いる各データに割り当てられた周波数（fc（Ｒ）＋Δｆ
（Ｒ）），（fc（Ｒ）−Δｆ（Ｒ））を掛け合わせ、そ
れぞれの掛け合わされた値を加算器61で加算して、nfc
（Ｒ）Ｔ＋補正値を算出するようにしてもよく、上記各
実施例と同様の効果を奏する。 また、第４図（Ａ）に示したものは、復調データごと
に比較部41に与える値を切換え、比較部41の出力を累算
器９で累積加算するようにしたものである。つまり、計
数部２は、データ変化タイミングを外部から受けると、
それまでの計数値を出力する（第４図（Ｂ）の（ｃ）参
照）。同時に、スイッチ８はデータ入力端子７に入力さ
れたデータに対応して切換わり、そのデータに割り当て
られている周波数を出力する（第４図（Ｂ）の（ｄ）参
照）。比較部41は、計数部２の出力とスイッチ８の出力
との差を算出し、算出された値を出力する。例えば、入
力信号d1の波数を計数した計数値が計数部２から出力さ
れたときに、スイッチ８からd1対応値が出力される。比
較部41はそれらの差を出力する。既に述べたようにΔｆ
とΔｆ（Ｒ）との差は無視しうるので、比較部41から
は、１ビットあたりの中心周波数の誤差（fc−fc
（Ｒ））Ｔが出力されると考えてよい。従って、観測期
間nT経過後の累算器９の累積値は、ｎ（fc−fc（Ｒ））
Ｔとなっている。そこで、累算器９は、累積値を観測期
間nTで割った値（fc−fc（Ｒ））を出力端子10に出力す
る。なお、ここで、計数値が比較部41に入力した時点で
スイッチ８の出力値が確定していることを保証するため
に、計数部２と比較部41との間に遅延器を置いてもよ
い。また、この場合には、比較器41と累算器９とで比較
手段が実現されている。 第５図は入力信号がｑ値FSK信号の場合の周波数誤差
検出装置の一例を示すブロック図である。第５図におい
て、511〜51qはそれぞれ復調装置が復調したデータ列か
らシンボルごとの個数を計数してそれらの個数を出力す
るカウンタ、521〜52qは各カウンタ511〜51qの出力に、
各シンボルに割り当てられた偏移周波数f1〜fqおよびデ
ータ伝送速度の逆数Ｔを掛け合わせる乗算器、62は各乗
算器の出力を加算する加算器である。その他のものは同
一符号を付して第１図に示したものと同一のものであ
る。この場合は、第１の補正手段はカウンタ511〜51q、
乗算器521〜52qおよび加算器62で実現され、第２の補正
手段は減算器６で実現されている。 次に動作について説明する。ｑ値FSK信号の場合、各
シンボルに割り当てられた周波数は、（fc＋f1），（fc
＋f2），……，（fc＋fq）となっている。すると、観測
期間nTにおける計数部２の計数値は、 （fc＋f1）n1T＋（fc＋f2）n2T＋ ……＋（fc＋fq）nqT ＝nfcT＋（f1n1＋f2n2＋……＋fqnq）Ｔ ＝nfcT＋Ｋ となっている。ここで、n1〜nqはそれぞれシンボル
「１」〜シンボル「ｑ」の観測期間内における個数、f1
〜fqはそれぞれシンボル「１」〜シンボル「ｑ」の偏移
周波数である。なお、f1〜fqはそれぞれ符号を含んだ値
である。また、Ｋ＝（f1n1＋f2n2＋……fqnq）とおいて
いる。そして受信側で認識している偏移周波数f1（Ｒ）
〜fq（Ｒ）は、既に述べたように誤差（f1−f1（Ｒ））
〜（fq−fq（Ｒ））が無視しうるので、以下、入力信号
の偏移周波数と同様にf1〜fqと表わす。 まず、カウンタ511〜51qは、観測期間が開始される
と、データ入力端子７に入力されたデータ列に含まれる
シンボルの個数n1〜nqをシンボルごとに計数し、観測期
間終了時に各個数n1〜nqを出力する。次に、乗算器521
〜52qは個数n1〜nqに偏移周波数f1〜fqおよびデータ伝
送速度の逆数Ｔを掛け合わせる。そして、加算器62は、
各乗算器521〜52qの出力を加算する。従って、加算値は
Ｋとなっている。 一方、計数部２は観測期間中に入力信号の波数を計数
し、観測期間終了時に計数値を出力する。そして、減算
器６は計数部２の計数値から加算器62の出力Ｋを減ず
る。従って、減算器６が出力する値は、nfcTとなってい
る。比較部４はnfcTからnfc（Ｒ）Ｔを減ずる。そし
て、減算結果を観測期間nTで割った値が出力受される。
この値は中心周波数の誤差fc−fc（Ｒ）となっている。 また、第６図は、乗算器531〜53qがシンボルの個数n1
〜nqと各シンボルに割り当てられている周波数（fc
（Ｒ）＋f1）〜（fc（Ｒ）＋fq）およびデータ伝送速度
の逆数Ｔとを乗算するものを示している。この場合に
は、加算器62の出力はnfc（Ｒ）Ｔ＋Ｋである。従っ
て、減算器６の出力はｎ（fc−fc（Ｒ））Ｔであり、比
較部42は入力した値を観測時間nTで割るだけで中心周波
数の誤差（fc−fc（Ｒ））を出力できる。 さらに、第７図は、第４図（Ａ）に示したものをｑ値
FSK信号のために拡張したものである。この場合には、
計数部２は、データ変化タイミングを外部から受ける
と、それまでの計数値を出力する。同時に、スイッチ81
はデータ入力端子７に入力されたシンボルに対応して切
換わり、そのシンボルに割り当てられている周波数を出
力する。比較部41は、計数部２の出力とスイッチ81の出
力との差を算出し、算出された値を出力する。ここで、
比較部41からは１シンボルあたりの中心周波数の誤差
（fc−fc（Ｒ））Ｔが出力されると考えてよい。従っ
て、観測時間nT経過後の累算器９の累積値は、ｎ（fc−
fc（Ｒ））Ｔとなっている。そこで、累算器９は、累積
値を観測期間nTで割った値（fc−fc（Ｒ））を出力端子
10に出力する。 なお、上記各実施例ではFSK信号の場合について説明
したが、入力信号はPSK信号であってもよく、同様の効
果を奏する。
以上のように、この発明によれば周波数誤差検出装置
を復調装置が復調したデータを用いて補正値を算出し、
この補正値で計数手段の計数値を補正した後周波数誤差
を出力するように構成したので送信側で発生したデータ
の分布状況に影響されず、高精度でかつ高速に周波数誤
差を検出することができるものが得られる効果がある。
を復調装置が復調したデータを用いて補正値を算出し、
この補正値で計数手段の計数値を補正した後周波数誤差
を出力するように構成したので送信側で発生したデータ
の分布状況に影響されず、高精度でかつ高速に周波数誤
差を検出することができるものが得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による２値FSK信号の周波
数誤差を検出する周波数誤差検出装置を示すブロック
図、第２図および第３図はそれぞれこの発明の他の実施
例による２値FSK信号の周波数誤差を検出する周波数誤
差検出装置を示すブロック図、第４図（Ａ）はこの発明
のさらに他の実施例による２値FSK信号の周波数誤差を
検出する周波数誤差検出装置を示すブロック図、第４図
（Ｂ）は第４図（Ａ）に示した周波数誤差検出装置の動
作を示すタイミング図、第５図はこの発明の一実施例に
よる多値FSK信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検
出装置を示すブロック図、第６図および第７図はそれぞ
れこの発明の他の実施例による多値FSK信号の周波数誤
差を検出する周波数誤差検出装置を示すブロック図、第
８図は従来の周波数誤差検出装置を示すブロック図であ
る。 ２は計数部（計数手段）、３は観測タイミング発生装
置、4,41は比較部（比較手段）、51,51a,51b,511〜51q
はカウンタ（第１の補正手段）、52,53a,53b,521〜52q,
531〜53qは乗算器（第１の補正手段）、61,62は加算器
（第１の補正手段）、６は減算器（第２の補正手段）。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
数誤差を検出する周波数誤差検出装置を示すブロック
図、第２図および第３図はそれぞれこの発明の他の実施
例による２値FSK信号の周波数誤差を検出する周波数誤
差検出装置を示すブロック図、第４図（Ａ）はこの発明
のさらに他の実施例による２値FSK信号の周波数誤差を
検出する周波数誤差検出装置を示すブロック図、第４図
（Ｂ）は第４図（Ａ）に示した周波数誤差検出装置の動
作を示すタイミング図、第５図はこの発明の一実施例に
よる多値FSK信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検
出装置を示すブロック図、第６図および第７図はそれぞ
れこの発明の他の実施例による多値FSK信号の周波数誤
差を検出する周波数誤差検出装置を示すブロック図、第
８図は従来の周波数誤差検出装置を示すブロック図であ
る。 ２は計数部（計数手段）、３は観測タイミング発生装
置、4,41は比較部（比較手段）、51,51a,51b,511〜51q
はカウンタ（第１の補正手段）、52,53a,53b,521〜52q,
531〜53qは乗算器（第１の補正手段）、61,62は加算器
（第１の補正手段）、６は減算器（第２の補正手段）。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】各シンボルに応じて異なる周波数を割り当
てて作成された信号を入力信号として入力する受信装置
に付属して用いられ、前記入力信号における中心周波数
fcと前記受信装置内で用いられている内部中心周波数fc
（Ｒ）との誤差を検出する周波数誤差検出装置におい
て、前記入力信号の波数を所定期間にわたって計数する
計数手段と、前記所定期間内に前記受信装置が前記入力
信号を復調して得たシンボル列を入力し、このシンボル
列に含まれる各シンボルの数を計数するとともに、前記
内部中心周波数と各シンボルに割り当てられた周波数と
の差のそれぞれに対して対応するシンボルの数およびデ
ータ伝送速度の逆数を乗じたそれぞれの値が加算された
ものである補正値を作成する第１の補正手段と、前記計
数手段の計数値から前記補正値を減ずる第２の補正手段
と、この第２の補正手段の出力値と内部中心周波数とを
比較して前記誤差を出力する比較手段とを備えたことを
特徴とする周波数誤差検出装置。 - 【請求項２】各シンボルに応じて異なる周波数を割り当
てて作成された信号を入力信号として入力する受信装置
に付属して用いられ、前記入力信号における中心周波数
fcと前記受信装置内で用いられている内部中心周波数fc
（Ｒ）との誤差を検出する周波数誤差検出装置におい
て、前記入力信号の波数を所定期間にわたって計数する
計数手段と、前記所定期間内に前記受信装置が前記入力
信号を復調して得たシンボル列を入力し、このシンボル
列に含まれる各シンボルの数を計数するとともに、前記
各シンボルに割り当てられた周波数のそれぞれに対して
対応するシンボルの数およびデータ伝送速度の逆数を乗
じたそれぞれの値が加算されたものである補正値を作成
する第１の補正手段と、前記計数手段の計数値から前記
補正値を減ずる第２の補正手段と、この第２の補正手段
の出力値を前記所定期間を示す値で割って前記誤差を得
これを出力する比較手段とを備えたことを特徴とする周
波数誤差検出装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2162395A JPH0813049B2 (ja) | 1990-06-20 | 1990-06-20 | 周波数誤差検出装置 |
| US07/675,200 US5150382A (en) | 1990-06-20 | 1991-03-26 | Frequency error detecting apparatus |
| GB9107000A GB2245442B (en) | 1990-06-20 | 1991-04-04 | Frequency error detecting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2162395A JPH0813049B2 (ja) | 1990-06-20 | 1990-06-20 | 周波数誤差検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0453335A JPH0453335A (ja) | 1992-02-20 |
| JPH0813049B2 true JPH0813049B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=15753776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2162395A Expired - Fee Related JPH0813049B2 (ja) | 1990-06-20 | 1990-06-20 | 周波数誤差検出装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5150382A (ja) |
| JP (1) | JPH0813049B2 (ja) |
| GB (1) | GB2245442B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07147529A (ja) * | 1993-06-28 | 1995-06-06 | Hitachi Ltd | 分割帯域信号強度測定法を用いた自動周波数制御装置及び制御方法 |
| GB2280801B (en) * | 1993-08-06 | 1997-12-10 | Plessey Semiconductors Ltd | Automatic frequency control arrangement |
| US5581625A (en) * | 1994-01-31 | 1996-12-03 | International Business Machines Corporation | Stereo vision system for counting items in a queue |
| US5533061A (en) * | 1994-02-10 | 1996-07-02 | Racom Systems, Inc. | Method and apparatus for detecting an FSK encoded carrier signal |
| JP3268138B2 (ja) * | 1994-09-29 | 2002-03-25 | 三菱電機株式会社 | 通信装置、周波数シンセサイザ及びシンセサイズ方法 |
| US5563916A (en) * | 1995-06-05 | 1996-10-08 | Hitachi America, Ltd. | Apparatus and method for varying the slew rate of a digital automatic gain control circuit |
| US5878093A (en) * | 1996-12-16 | 1999-03-02 | Ericsson Inc. | Interference rejection combining with frequency correction |
| SE520420C2 (sv) * | 1997-10-28 | 2003-07-08 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning samt förfarande för att identifiera batterityp samt för att mäta batteritemperatur |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1106913A (en) * | 1966-01-12 | 1968-03-20 | Marconi Co Ltd | Improvements in or relating to frequency modulated receivers |
| GB1331111A (en) * | 1970-04-29 | 1973-09-19 | Post Office | Electrical circuits |
| US4574247A (en) * | 1984-05-21 | 1986-03-04 | Multi-Elmac Company | FM Signal demodulator |
| JPS6128258A (ja) * | 1984-07-18 | 1986-02-07 | Nec Corp | Ｆｓｋ復調回路 |
| JPH0666687B2 (ja) * | 1985-11-06 | 1994-08-24 | 株式会社東芝 | サンプリングａｆｃ装置 |
| GB2213662A (en) * | 1987-12-11 | 1989-08-16 | Philips Electronic Associated | Data demodulator carrier phase-error detector |
-
1990
- 1990-06-20 JP JP2162395A patent/JPH0813049B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-03-26 US US07/675,200 patent/US5150382A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-04-04 GB GB9107000A patent/GB2245442B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5150382A (en) | 1992-09-22 |
| JPH0453335A (ja) | 1992-02-20 |
| GB2245442B (en) | 1994-06-01 |
| GB9107000D0 (en) | 1991-05-22 |
| GB2245442A (en) | 1992-01-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TW201440462A (zh) | 數位無線電傳輸 | |
| JP3058870B1 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JP3095067B2 (ja) | Ｄｃオフセットキャンセラーおよびこれを備えた受信機と通信システムとｄｃオフセットキャンセル方法 | |
| KR101067265B1 (ko) | Ｍ-ｄｐｓｋ 채널들에 대한 타이밍 동기화 | |
| WO2001005110A1 (fr) | Dispositif et procede d'estimation d'erreur de frequence | |
| JPH0453335A (ja) | 周波数誤差検出装置 | |
| JP2780692B2 (ja) | Ｃｄｍａ受信装置 | |
| JP2848440B2 (ja) | 回線品質監視回路 | |
| EP1220504B1 (en) | FSK demodulation | |
| JPH01273464A (ja) | オフセット四分割位相シフトキーイング用同期回路 | |
| US6650712B1 (en) | Low complexity method and apparatus for FSK signal reception | |
| JP3029394B2 (ja) | Ｆｓｋ復調装置 | |
| JP2000151732A (ja) | キャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器 | |
| JP3446684B2 (ja) | マルチキャリア受信方式、受信装置及び受信装置用周波数オフセット検出回路 | |
| JP2000078218A (ja) | キャリア再生回路 | |
| JP3088906B2 (ja) | 同期装置 | |
| JP3086144B2 (ja) | バースト復調器 | |
| US8023607B2 (en) | Frequency synchronization method and apparatus | |
| EP1313280A1 (en) | Method for correcting phase errors in a received signal and corresponding receiver | |
| JP2004343166A (ja) | Ａｓｋ復調回路 | |
| JP2932820B2 (ja) | 位相検波回路及び遅延検波復調装置及び位相検波方法 | |
| JPH11205092A (ja) | 等化器用ａｆｃ回路 | |
| US20090103655A1 (en) | Simplified de-rotation in digital fm demodulator architectures | |
| JP2003229920A (ja) | Ｆｓｋ復調信号の中心レベル検出補正回路 | |
| JP3394276B2 (ja) | Ａｆｃ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080207 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090207 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100207 Year of fee payment: 14 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |