JPH08138876A - 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 - Google Patents
圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置Info
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- JPH08138876A JPH08138876A JP6307024A JP30702494A JPH08138876A JP H08138876 A JPH08138876 A JP H08138876A JP 6307024 A JP6307024 A JP 6307024A JP 30702494 A JP30702494 A JP 30702494A JP H08138876 A JPH08138876 A JP H08138876A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
- H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
- H05B41/2822—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
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- H05B41/38—Controlling the intensity of light
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 巻線トランスに起因するインバータ装置の諸
問題を圧電トランスを使用することによって解決し、あ
わせて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるよう
な圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供する
こと。 【構成】 本発明は、冷陰極管とこの冷陰極管を点灯さ
せる圧電トランスを用いた点灯回路とを有するインバー
タ装置であって、圧電トランスの昇圧比を補う目的で準
Ｅ級電圧共振型インバータの前段に昇圧チョッパーを設
け、インバータとチョッパーのパワースイッチ素子を同
一のパワースイッチ素子で構成し、単一の電圧共振型制
御ＩＣにより冷陰極管を定電流制御する。本発明によれ
ば、電圧トランスを用いて点灯回路を構成しているの
で、部品点数が少なく装置を小型に構成できると共に、
製造コストを低滅する。また、圧電トランスの共振周波
数を高くすることにより、放電灯の点灯周波数も高くす
ることができ、これにより放電効率も良好となる。
問題を圧電トランスを使用することによって解決し、あ
わせて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるよう
な圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供する
こと。 【構成】 本発明は、冷陰極管とこの冷陰極管を点灯さ
せる圧電トランスを用いた点灯回路とを有するインバー
タ装置であって、圧電トランスの昇圧比を補う目的で準
Ｅ級電圧共振型インバータの前段に昇圧チョッパーを設
け、インバータとチョッパーのパワースイッチ素子を同
一のパワースイッチ素子で構成し、単一の電圧共振型制
御ＩＣにより冷陰極管を定電流制御する。本発明によれ
ば、電圧トランスを用いて点灯回路を構成しているの
で、部品点数が少なく装置を小型に構成できると共に、
製造コストを低滅する。また、圧電トランスの共振周波
数を高くすることにより、放電灯の点灯周波数も高くす
ることができ、これにより放電効率も良好となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広い範囲で電流制御が
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極管を負荷とする電源に用いて好適
なインバータ装置に関する。
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極管を負荷とする電源に用いて好適
なインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術とその問題点】インバータ装置は直流電力
を交流電力に変換する装置であって、いわゆる逆変換装
置として各種電気機器に使用されている。図７は、放電
管用として使用されている従来のインバータ装置を示す
回路図である。図７において、Ｔ１０は一次コイル１０
Ｐ、二次コイル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイ
ヤー発振回路用の昇圧トランスである。ＴＲ１１、ＴＲ
１２はＮＰＮ型のスイッチング作動用トランジスタで昇
圧トランスＴ１０と共に、ロイヤ−発振回路を構成す
る。Ｃ１３は電圧共振用のコンデンサ、Ｌ１４は同チョ
ークコイルである。これにより、トランジスタＴＲ１
１、ＴＲ１２のオフ時のコレクターエミッタ間電圧は正
弦波状となり、トランスＴ１０の一次コイル１０Ｐ、二
次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チョークコ
イルＬ１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータに接続
され、出力側には冷陰極管ＣＦＬ３１が接続されてい
る。このインバータ自励発振により、出力側には正弦波
状の高電圧が数十ＫＨｚ単位の周波数で現れ、冷陰極管
ＣＦＬ３１が点灯する。ＩＣ２０はＤＣ−ＤＣコンバー
タを構成するスイッチング作動用のＰＮＰ型トランジス
タＴＲ２１のベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）で
あり、降圧型チョッパー回路として動作する。このＩＣ
は三角波を発生する発振器ＯＳＣと二つの比較用演算増
幅器Ａ１と演算増幅Ａ２と発信器ＯＳＣと演算増幅器Ａ
１かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭ
コンパレータＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータによ
り駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジ
スタＴＲ２１のベースを駆動する出力トランジスタ１１
３とを有する。このＩＣは、前記のようにＰＷＭのよう
にＰＷＭコンパレータで発信器ＯＳＣと比較する他方の
ＰＷＭコンパレータ入力回路には二つの演算増幅器Ａ
１、Ａ２が接続されているが、これら二つの演算増幅器
の内の出力電圧が高い方の電圧と発振器ＯＳＣの出力と
が比較される。なお、前記の構成を有するＩＣをここで
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと定義し、また、これ
を他の用途に使用しても、内部の構成が変わらない限り
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと呼ぶことにする。Ｄ
２２はフライホイールダイオード、Ｌ２３はチョークコ
イルである。Ｃ２４はコンデンサであり、チョークコイ
ルＬ２３とコンデンサＣ２４でＬＣフィルタを構成す
る。Ｃ２５、Ｒ２６は発振周波数決定用のコンデンサと
抵抗、Ｃ２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用
ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１、Ａ２の位相補正用Ｃ、Ｒ素
子である。ダイオードＤ１５、Ｄ１６は冷陰極管ＣＦＬ
３１に流れる放電電流の正の成分を整流するためのもの
である。Ｒ１８、Ｃ１９は電流波形を直流化するための
ローパスフィルタを構成する抵抗とコンデンサである。
このフィルタ出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０の演算増幅器Ａ２の十入力端に接続される。すなわ
ち、コンデンサＣ１９の両端には放電電流の正のサイク
ル平均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ制御用ＩＣ２０内部の基準電圧とが演算増
幅器Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧
が得られる。図８に示すように、この出力電圧とＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の発信器ＯＳＣの三角波
出力とがＰＷＭコンパレータで比較される。すなわち、
放電電流が何等かの原因で増加すると、エラーランプと
なる演算増幅器Ａ２の出力電圧はＢラインからＡライン
に移行する。その結果、ＰＭＷコンパレータの出力はＣ
ラインからＤラインへと変化する。すなわち、出力トラ
ンジスタであるスイッチング動作用のＰＮＰ型トランジ
スタＴＲ２１のオン時間は狭くなり、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧は減少し、ロイヤー発振回路の電源回路
が下がることになるので、放電電流は減少する。従っ
て、放電電流の定電流制御を可能としている。Ｒ３２、
Ｒ３３はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を定電圧する
ための抵抗であり、これは冷陰極管ＣＦＬ３１を接続し
ないとき、または放電を開始する以前の昇圧トランスＴ
１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化するためのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗である。抵抗
Ｒ３２、Ｒ３３の接続点はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用
ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の十入力端に接続され、負帰
還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
定電圧化している。演算増幅器Ａ１、Ａ２の出力はＯＲ
接続されているので、演算増幅器Ａ１、Ａ２の出力電圧
の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータに入力され
る。
を交流電力に変換する装置であって、いわゆる逆変換装
置として各種電気機器に使用されている。図７は、放電
管用として使用されている従来のインバータ装置を示す
回路図である。図７において、Ｔ１０は一次コイル１０
Ｐ、二次コイル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイ
ヤー発振回路用の昇圧トランスである。ＴＲ１１、ＴＲ
１２はＮＰＮ型のスイッチング作動用トランジスタで昇
圧トランスＴ１０と共に、ロイヤ−発振回路を構成す
る。Ｃ１３は電圧共振用のコンデンサ、Ｌ１４は同チョ
ークコイルである。これにより、トランジスタＴＲ１
１、ＴＲ１２のオフ時のコレクターエミッタ間電圧は正
弦波状となり、トランスＴ１０の一次コイル１０Ｐ、二
次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チョークコ
イルＬ１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータに接続
され、出力側には冷陰極管ＣＦＬ３１が接続されてい
る。このインバータ自励発振により、出力側には正弦波
状の高電圧が数十ＫＨｚ単位の周波数で現れ、冷陰極管
ＣＦＬ３１が点灯する。ＩＣ２０はＤＣ−ＤＣコンバー
タを構成するスイッチング作動用のＰＮＰ型トランジス
タＴＲ２１のベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）で
あり、降圧型チョッパー回路として動作する。このＩＣ
は三角波を発生する発振器ＯＳＣと二つの比較用演算増
幅器Ａ１と演算増幅Ａ２と発信器ＯＳＣと演算増幅器Ａ
１かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭ
コンパレータＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータによ
り駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジ
スタＴＲ２１のベースを駆動する出力トランジスタ１１
３とを有する。このＩＣは、前記のようにＰＷＭのよう
にＰＷＭコンパレータで発信器ＯＳＣと比較する他方の
ＰＷＭコンパレータ入力回路には二つの演算増幅器Ａ
１、Ａ２が接続されているが、これら二つの演算増幅器
の内の出力電圧が高い方の電圧と発振器ＯＳＣの出力と
が比較される。なお、前記の構成を有するＩＣをここで
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと定義し、また、これ
を他の用途に使用しても、内部の構成が変わらない限り
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと呼ぶことにする。Ｄ
２２はフライホイールダイオード、Ｌ２３はチョークコ
イルである。Ｃ２４はコンデンサであり、チョークコイ
ルＬ２３とコンデンサＣ２４でＬＣフィルタを構成す
る。Ｃ２５、Ｒ２６は発振周波数決定用のコンデンサと
抵抗、Ｃ２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用
ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１、Ａ２の位相補正用Ｃ、Ｒ素
子である。ダイオードＤ１５、Ｄ１６は冷陰極管ＣＦＬ
３１に流れる放電電流の正の成分を整流するためのもの
である。Ｒ１８、Ｃ１９は電流波形を直流化するための
ローパスフィルタを構成する抵抗とコンデンサである。
このフィルタ出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０の演算増幅器Ａ２の十入力端に接続される。すなわ
ち、コンデンサＣ１９の両端には放電電流の正のサイク
ル平均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ制御用ＩＣ２０内部の基準電圧とが演算増
幅器Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧
が得られる。図８に示すように、この出力電圧とＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の発信器ＯＳＣの三角波
出力とがＰＷＭコンパレータで比較される。すなわち、
放電電流が何等かの原因で増加すると、エラーランプと
なる演算増幅器Ａ２の出力電圧はＢラインからＡライン
に移行する。その結果、ＰＭＷコンパレータの出力はＣ
ラインからＤラインへと変化する。すなわち、出力トラ
ンジスタであるスイッチング動作用のＰＮＰ型トランジ
スタＴＲ２１のオン時間は狭くなり、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧は減少し、ロイヤー発振回路の電源回路
が下がることになるので、放電電流は減少する。従っ
て、放電電流の定電流制御を可能としている。Ｒ３２、
Ｒ３３はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を定電圧する
ための抵抗であり、これは冷陰極管ＣＦＬ３１を接続し
ないとき、または放電を開始する以前の昇圧トランスＴ
１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化するためのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗である。抵抗
Ｒ３２、Ｒ３３の接続点はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用
ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の十入力端に接続され、負帰
還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
定電圧化している。演算増幅器Ａ１、Ａ２の出力はＯＲ
接続されているので、演算増幅器Ａ１、Ａ２の出力電圧
の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータに入力され
る。
【０００３】冷陰極管を点灯させるために必要な１００
０〜１５００Ｖ位の高電圧は、昇圧トランスの二次側を
数千回巻き、５〜１９Ｖの電圧を昇圧している。この巻
線には４０ミクロン位の細い線を使用している。このよ
うに細い線を多く巻いた巻線トランスを使用すると、断
線、レアショート等の問題が発生し、多くの工数を必要
とする。また、薄型を要求されるノートブックタイプの
パソコン等に巻線トランスを使用すると、小型化するの
に構造的な限界がある。この問題の改善策として、巻線
トランスをセラミック板の電圧トランスで代替する方式
が検討されている。
０〜１５００Ｖ位の高電圧は、昇圧トランスの二次側を
数千回巻き、５〜１９Ｖの電圧を昇圧している。この巻
線には４０ミクロン位の細い線を使用している。このよ
うに細い線を多く巻いた巻線トランスを使用すると、断
線、レアショート等の問題が発生し、多くの工数を必要
とする。また、薄型を要求されるノートブックタイプの
パソコン等に巻線トランスを使用すると、小型化するの
に構造的な限界がある。この問題の改善策として、巻線
トランスをセラミック板の電圧トランスで代替する方式
が検討されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、圧電トランス
の昇圧比を上げるためには板厚を薄くすることや、幅方
向の寸法を増すといった対策が必要となる。しかし、板
厚を薄くしていくと発電部分の容量に比べ、駆動部分の
容量を大きくすることができる反面、出力インピーダン
スが高くなり、出力電圧の負荷によする変動が増大する
という欠点がある。一方、幅寸法を増していく対策をと
ったときは、出力インスピーダンスを低下させることは
できるが、電気機械結合係数Ｋ３１、Ｋ３３に形状依存
性があり、幅／長さの値が０．３以上になるとＫ３１、
Ｋ３３の値が低下し始めるため、幅をむやみに広くする
ことはできず、幅をある程度以上増やすと昇圧比はむし
ろ減少する。従って、小型化を考えた場合、昇圧比には
限界がある。また、充分な昇圧比を得るためには巻線ト
ランスにより昇圧し、圧電トランスを駆動することが行
われているが、装置コスト上昇及び大型化を招くという
問題がある。
の昇圧比を上げるためには板厚を薄くすることや、幅方
向の寸法を増すといった対策が必要となる。しかし、板
厚を薄くしていくと発電部分の容量に比べ、駆動部分の
容量を大きくすることができる反面、出力インピーダン
スが高くなり、出力電圧の負荷によする変動が増大する
という欠点がある。一方、幅寸法を増していく対策をと
ったときは、出力インスピーダンスを低下させることは
できるが、電気機械結合係数Ｋ３１、Ｋ３３に形状依存
性があり、幅／長さの値が０．３以上になるとＫ３１、
Ｋ３３の値が低下し始めるため、幅をむやみに広くする
ことはできず、幅をある程度以上増やすと昇圧比はむし
ろ減少する。従って、小型化を考えた場合、昇圧比には
限界がある。また、充分な昇圧比を得るためには巻線ト
ランスにより昇圧し、圧電トランスを駆動することが行
われているが、装置コスト上昇及び大型化を招くという
問題がある。
【０００５】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、巻線トランスに起因するインバータ装置の諸
問題を圧電トランスを使用することによって解決し、あ
わせて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるよう
な圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供する
ことを目的とする。
のであり、巻線トランスに起因するインバータ装置の諸
問題を圧電トランスを使用することによって解決し、あ
わせて冷陰極管の点灯及び調光を行うことができるよう
な圧電トランスを用いた冷陰極管の駆動装置を提供する
ことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上述の本発明の目的を達
成するために、本発明は、冷陰極管とこの冷陰極管を点
灯させる圧電回路とを有する冷陰極管点灯装置におい
て、圧電トランスの一次側に直列共振回路を形成し、該
直列共振回路をスイッチング素子によりこの共振回路の
共振周波数より位相が進んだタイミングでオン・オフす
る動作制御手段を設けるとともに上記スイッチング素子
の動作により入力電圧を昇圧して上記共振回路に電源を
供給するチョッパ回路を設け、かつ上記昇圧トランスの
二次側に冷陰極管を接続したことを特徴とする圧電トラ
ンスを使用した冷陰極管点灯装置を提供し、さらに、冷
陰極管の電流から帰還信号を得て、前記スイッチング回
路のスイッチング条件を設定する帰還回路を上記冷陰極
管点灯装置に付加し、さらに上記冷陰極管点灯装置の動
作制御手段に、インバータのスイッチング周波数を圧電
トランスの共振周波数より高い周波数から徐々に低下さ
せるソフトスタート回路を付加した圧電トランスを使用
した冷陰極管点灯装置を提供する。
成するために、本発明は、冷陰極管とこの冷陰極管を点
灯させる圧電回路とを有する冷陰極管点灯装置におい
て、圧電トランスの一次側に直列共振回路を形成し、該
直列共振回路をスイッチング素子によりこの共振回路の
共振周波数より位相が進んだタイミングでオン・オフす
る動作制御手段を設けるとともに上記スイッチング素子
の動作により入力電圧を昇圧して上記共振回路に電源を
供給するチョッパ回路を設け、かつ上記昇圧トランスの
二次側に冷陰極管を接続したことを特徴とする圧電トラ
ンスを使用した冷陰極管点灯装置を提供し、さらに、冷
陰極管の電流から帰還信号を得て、前記スイッチング回
路のスイッチング条件を設定する帰還回路を上記冷陰極
管点灯装置に付加し、さらに上記冷陰極管点灯装置の動
作制御手段に、インバータのスイッチング周波数を圧電
トランスの共振周波数より高い周波数から徐々に低下さ
せるソフトスタート回路を付加した圧電トランスを使用
した冷陰極管点灯装置を提供する。
【０００７】
【作用】本発明に係る圧電トランスを使用した冷陰極管
点灯装置によれば、電圧トランスを用いて点灯回路を構
成しているので、部品点数が少なく装置を小型に構成で
きると共に、製造コストを低滅する。また、圧電トラン
スの共振周波数を高くすることにより、放電灯の点灯周
波数も高くすることができ、これにより放電効率も良好
となる。
点灯装置によれば、電圧トランスを用いて点灯回路を構
成しているので、部品点数が少なく装置を小型に構成で
きると共に、製造コストを低滅する。また、圧電トラン
スの共振周波数を高くすることにより、放電灯の点灯周
波数も高くすることができ、これにより放電効率も良好
となる。
【０００８】
【実施例】次に本発明の一実施例を図面を用いて詳細に
説明する。図１は本発明に係る圧電トランスを使用した
冷陰極管点灯装置の一実施例の回路図である。図７に示
す従来例では、ロイヤー発振回路の電源電圧、すなわち
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を放電電流の値に応じ
て可変することによって冷陰極管の調光を行っていた
が、本発明では同一のパワースイッチ素子を用いて、昇
圧型チョッパーとその出力に準Ｅ級電圧共振型インバー
タを接続し、ＣＦＬ１を直接ドライブするとともに、Ｃ
ＦＬ１に流れる電流をパワースイッチ素子を駆動する回
路に負帰還せしめて最適な調光を行なっている。
説明する。図１は本発明に係る圧電トランスを使用した
冷陰極管点灯装置の一実施例の回路図である。図７に示
す従来例では、ロイヤー発振回路の電源電圧、すなわち
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を放電電流の値に応じ
て可変することによって冷陰極管の調光を行っていた
が、本発明では同一のパワースイッチ素子を用いて、昇
圧型チョッパーとその出力に準Ｅ級電圧共振型インバー
タを接続し、ＣＦＬ１を直接ドライブするとともに、Ｃ
ＦＬ１に流れる電流をパワースイッチ素子を駆動する回
路に負帰還せしめて最適な調光を行なっている。
【０００９】準Ｅ級電圧共振インバータは、パワースイ
ッチに流れる電流とスイッチにかかる電圧が共に正弦波
の一部になり、正弦波出力が可能のインバータとして知
られている。以下に動作原理を簡単に説明する。図２に
準Ｅ級電圧共振インバータの基本回路を示す。図２にお
いてリアクトルＬはチョークコイルであり、その電流が
近似的に直流Ｉｃとなる。インダクタＬT とコンデンサ
ＣT は共振回路を構成する。スイッチのオン／オフ動作
によってＲＬＣ同調回路にパルス状の電圧が加えられ
る。スイッチング周波数Ｌｔ−Ｃｔの共振周波数より少
々高いとすれば、同調回路によってＲ−Ｌｔ−Ｃｔを流
れる電流が近似的に正弦波となる。この場合、Ｒ−Ｌ−
Ｃ同調回路は誘導性リアクタンスを持ち、同調回路に流
れる電流ｉｔは同調回路にかかる電圧、すなわちスイッ
チの電圧ＶS の基本波より位相が遅れる。ここで、Ｉｃ
＝Ｉｓｄｃ＋Ｉｔなので、直流電流Ｉｃから正弦波電流
Ｉｔを引いた分は、スイッチＳ、ダイオードＤS 、コン
デンサＣS の並列回路に流れるＩｓｄｃとなり、これも
正弦波状となる。
ッチに流れる電流とスイッチにかかる電圧が共に正弦波
の一部になり、正弦波出力が可能のインバータとして知
られている。以下に動作原理を簡単に説明する。図２に
準Ｅ級電圧共振インバータの基本回路を示す。図２にお
いてリアクトルＬはチョークコイルであり、その電流が
近似的に直流Ｉｃとなる。インダクタＬT とコンデンサ
ＣT は共振回路を構成する。スイッチのオン／オフ動作
によってＲＬＣ同調回路にパルス状の電圧が加えられ
る。スイッチング周波数Ｌｔ−Ｃｔの共振周波数より少
々高いとすれば、同調回路によってＲ−Ｌｔ−Ｃｔを流
れる電流が近似的に正弦波となる。この場合、Ｒ−Ｌ−
Ｃ同調回路は誘導性リアクタンスを持ち、同調回路に流
れる電流ｉｔは同調回路にかかる電圧、すなわちスイッ
チの電圧ＶS の基本波より位相が遅れる。ここで、Ｉｃ
＝Ｉｓｄｃ＋Ｉｔなので、直流電流Ｉｃから正弦波電流
Ｉｔを引いた分は、スイッチＳ、ダイオードＤS 、コン
デンサＣS の並列回路に流れるＩｓｄｃとなり、これも
正弦波状となる。
【００１０】図３の（ａ）にスイッチのデューティが５
０％のときのＥ級共振インバータの動作波型を示す。ス
イッチＳがターンオフされると正弦波の電流はコンデン
サＣＳを流れ、コンデンサＣS を流れ、コンデンサＣS
が充電され、電圧ＶS が零から正弦波に上昇する。その
ためにスイッチのターンオフは零電圧、非零電流スイッ
チングとなる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３の（ａ）に
示すようにスイッチの電圧ＶS は零に近い勾配ｄＶS ／
ｄｔで零に降下し、ＶS ＝０、且つｄＶS ／ｄｔ＝０と
なった時点で、スイッチＳがターンオンされる。負荷抵
抗が最適抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に
示すようにスイッチの電圧ＶS は零電圧にクランプさ
れ、この間スイッチＳがターンオンされる。これは準Ｅ
級動作であり、電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッ
チングとなる。スイッチングレギュレータとして動作さ
せる場合、負荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級
動作させることは出来ず、準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−
Ｃ同調回路のインピーダンスは、スイッチング周波数に
敏感であるため、スイッチング周波数変調により、出力
電圧ＶO （＝Ｉｔ）を制御した場合、スイッチング周波
数の変化が少ないという利点を持つ。
０％のときのＥ級共振インバータの動作波型を示す。ス
イッチＳがターンオフされると正弦波の電流はコンデン
サＣＳを流れ、コンデンサＣS を流れ、コンデンサＣS
が充電され、電圧ＶS が零から正弦波に上昇する。その
ためにスイッチのターンオフは零電圧、非零電流スイッ
チングとなる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３の（ａ）に
示すようにスイッチの電圧ＶS は零に近い勾配ｄＶS ／
ｄｔで零に降下し、ＶS ＝０、且つｄＶS ／ｄｔ＝０と
なった時点で、スイッチＳがターンオンされる。負荷抵
抗が最適抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に
示すようにスイッチの電圧ＶS は零電圧にクランプさ
れ、この間スイッチＳがターンオンされる。これは準Ｅ
級動作であり、電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッ
チングとなる。スイッチングレギュレータとして動作さ
せる場合、負荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級
動作させることは出来ず、準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−
Ｃ同調回路のインピーダンスは、スイッチング周波数に
敏感であるため、スイッチング周波数変調により、出力
電圧ＶO （＝Ｉｔ）を制御した場合、スイッチング周波
数の変化が少ないという利点を持つ。
【００１１】図１に示す本発明の一実施例において、Ｔ
１は圧電トランスである。図４に圧電トランスの等価回
路を示す。ここでＣ１０は入力容量、Ｃ２０は出力容
量、ＬＥは等価インダクタンス、ＣE は等価容量、ＲE
は等価抵抗、ｎは変成比、ＲＬは負荷抵抗である。更に
簡略化してＬE とＣE が共振している条件で２次側に換
算すると図５のようになる。
１は圧電トランスである。図４に圧電トランスの等価回
路を示す。ここでＣ１０は入力容量、Ｃ２０は出力容
量、ＬＥは等価インダクタンス、ＣE は等価容量、ＲE
は等価抵抗、ｎは変成比、ＲＬは負荷抵抗である。更に
簡略化してＬE とＣE が共振している条件で２次側に換
算すると図５のようになる。
【００１２】図１の説明に戻って、Ｑ１はＮチャンネル
のパワ−ＭＯＳＦＥＴである。Ｌ２はチョ−クコイルで
ある。圧電トランスＴ１の等価インダクタンスＬＥと等
価容量ＣＥは共振回路を構成し、ＣＦＬ１はその共振回
路と直列に接続される。共振回路の共振周波数は、
のパワ−ＭＯＳＦＥＴである。Ｌ２はチョ−クコイルで
ある。圧電トランスＴ１の等価インダクタンスＬＥと等
価容量ＣＥは共振回路を構成し、ＣＦＬ１はその共振回
路と直列に接続される。共振回路の共振周波数は、
【数１】
【００１３】となる。チョ−クコイルＬ２とコンデンサ
Ｃ７によりＱ１のオフ時のドレインソ−ス間電圧は正弦
波状になる。Ｃ７は電圧共振用のコンデンサである。一
方、チョ−クコイルＬ１とパワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
１）、ダイオ−ドＤ２、ダイオードＤ４、及びコンデン
サＣ１により昇圧チョッパ−回路が構成され、昇圧され
た出力電圧は、準Ｅ級電圧共振型インバ−タの入力電圧
となる。パワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、昇圧チョッパ
と準Ｅ級電圧共振型インバータに共通なパワ−スイッチ
である。ＩＣ１はパワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−ト
回路を制御する電圧共振型スイッチング用ＩＣである。
このＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅器Ａ１
とスイッチング周波数変調回路(PFMLOGIC)により駆動さ
れ、パワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−トを駆動するゲ
ート駆動回路(FETDRIVER) よりなる。Ｒ４、Ｃ２はＩＣ
１の演算増幅器Ａ１の位相補正用である。Ｒ５、Ｃ３は
ＩＣ１のＶＣＯの発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子であ
る。Ｒ６、Ｒ７はＩＣ１の演算増幅器Ａ１のマイナス入
力端のＤＣバイアス用の抵抗である。Ｒ１はパワ−ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−トドライブ抵抗である。Ｄ１は
ゲ−ト蓄積電荷引き抜き用のスピ−ドアップダイオ−ド
である。抵抗Ｒ１２によりランプ電流が検出され、ダイ
オ−ドＤ３とコンデンサＣ４によりランプ電流の正のサ
イクルが検出され、直流化される。その出力はランプ電
流設定用可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ８を介してＩＣ１の演
算増幅器Ａ１のプラス入力端に入力される。すなわち、
可変抵抗ＶＲ１のセンタ−タップには、放電電流の正の
サイクルの平均値に比例した電圧が得られる。この出力
電圧は電圧制御発振器ＶＣＯの入力端に接続されてい
て、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数を制御する。す
なわち、放電電流が何らかの原因で増加すると、演算増
幅器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数は上昇する。電圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち
下がりで単安定マルチバイブレ−タ（ONESHOT)はセット
され、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣ５は(ONESHOT) の出力はパルス幅決定用でその時
定数で定まる時間の(ONESHOT) の出力をハイレベルに保
つ。図６に各部の波形を示す。Ｔoff はチョ−クコイル
Ｌ、電圧共振型コンデンサＣS 等のばらつきや温度変化
による共振周波数の変動を考慮して、準Ｅ級動作が満足
されるように設定する。すなわち、Ｔoff は一定のまま
発振周波数が上昇するのでスイッチのオン時間が減少し
その結果ＣＦＬ１に供給される電流が減少し、定電流制
御が保たれる。ランプ電流が減少すると演算増幅器Ａ１
の出力は低下し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は
低くなり、定電流制御が行われる。Ｃ６はソフトスタ−
ト回路の遅延時間を設定するコンデンサである。電圧が
オンされるとＶＣＯの発振周波数は定常動作時よりも高
い周波数となり、コンデンサＣ６が充電されるに従い、
序々に下降する。
Ｃ７によりＱ１のオフ時のドレインソ−ス間電圧は正弦
波状になる。Ｃ７は電圧共振用のコンデンサである。一
方、チョ−クコイルＬ１とパワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
１）、ダイオ−ドＤ２、ダイオードＤ４、及びコンデン
サＣ１により昇圧チョッパ−回路が構成され、昇圧され
た出力電圧は、準Ｅ級電圧共振型インバ−タの入力電圧
となる。パワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、昇圧チョッパ
と準Ｅ級電圧共振型インバータに共通なパワ−スイッチ
である。ＩＣ１はパワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−ト
回路を制御する電圧共振型スイッチング用ＩＣである。
このＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅器Ａ１
とスイッチング周波数変調回路(PFMLOGIC)により駆動さ
れ、パワ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−トを駆動するゲ
ート駆動回路(FETDRIVER) よりなる。Ｒ４、Ｃ２はＩＣ
１の演算増幅器Ａ１の位相補正用である。Ｒ５、Ｃ３は
ＩＣ１のＶＣＯの発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子であ
る。Ｒ６、Ｒ７はＩＣ１の演算増幅器Ａ１のマイナス入
力端のＤＣバイアス用の抵抗である。Ｒ１はパワ−ＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲ−トドライブ抵抗である。Ｄ１は
ゲ−ト蓄積電荷引き抜き用のスピ−ドアップダイオ−ド
である。抵抗Ｒ１２によりランプ電流が検出され、ダイ
オ−ドＤ３とコンデンサＣ４によりランプ電流の正のサ
イクルが検出され、直流化される。その出力はランプ電
流設定用可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ８を介してＩＣ１の演
算増幅器Ａ１のプラス入力端に入力される。すなわち、
可変抵抗ＶＲ１のセンタ−タップには、放電電流の正の
サイクルの平均値に比例した電圧が得られる。この出力
電圧は電圧制御発振器ＶＣＯの入力端に接続されてい
て、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数を制御する。す
なわち、放電電流が何らかの原因で増加すると、演算増
幅器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数は上昇する。電圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち
下がりで単安定マルチバイブレ−タ（ONESHOT)はセット
され、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣ５は(ONESHOT) の出力はパルス幅決定用でその時
定数で定まる時間の(ONESHOT) の出力をハイレベルに保
つ。図６に各部の波形を示す。Ｔoff はチョ−クコイル
Ｌ、電圧共振型コンデンサＣS 等のばらつきや温度変化
による共振周波数の変動を考慮して、準Ｅ級動作が満足
されるように設定する。すなわち、Ｔoff は一定のまま
発振周波数が上昇するのでスイッチのオン時間が減少し
その結果ＣＦＬ１に供給される電流が減少し、定電流制
御が保たれる。ランプ電流が減少すると演算増幅器Ａ１
の出力は低下し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は
低くなり、定電流制御が行われる。Ｃ６はソフトスタ−
ト回路の遅延時間を設定するコンデンサである。電圧が
オンされるとＶＣＯの発振周波数は定常動作時よりも高
い周波数となり、コンデンサＣ６が充電されるに従い、
序々に下降する。
【００１４】ＣＦＬ１が放電を開始するには高電圧（通
常１Ｋ−１．５ＫＶ）を印加する必要がある。これを開
放電圧という。ＣＦＬ１が非点灯時にはＣＦＬ１の内部
抵抗は非常に大きいので、ＩＣ１の電圧制御発振器ＶＣ
Ｏの発振周波数が圧電トランスの共振周波数Ｆｒに等し
くなったとき、圧電トランスＴ１の出力端子Ｃには高電
圧が発生し、ＣＦＬ１は点灯する。この点灯によりＣＦ
Ｌ１の内部インピ−ダンスは急減する。圧電トランスＴ
１はその内部抵抗Ｒにより定電流特性を示すため、圧電
トランスＴ１の出力は減少する。この特性により従来巻
線を使用した方式において必要であったバラストコンデ
ンサが省略できる。すなわち、電源がオンするとＩＣ１
のソフトスタ−ト回路により、ＩＣ１のスイッチング周
波数は圧電トランスＴ１の共振周波数Ｆｒに等しくなっ
たとき、ＣＦＬ１は点灯する。また、圧電トランスＴ１
の昇圧比ｎは圧電トランスの厚さをｄ、長さをＬとする
と、ｎ Ｌ／ｄとなるが、前述した理由でｎには限界が
る。またノ−トパソコン等のバッテリ−電圧は益々低下
する傾向にあり、圧電トランスＴ１の昇圧比は大きくな
らざるを得ない。本発明では準Ｅ級電圧共振型インバ−
タの前段に昇圧チョッパ−を設け、インバ−タの入力電
圧を上げることにより、等価的に圧電トランスＴ１の昇
圧比ｎを上げたことになる。
常１Ｋ−１．５ＫＶ）を印加する必要がある。これを開
放電圧という。ＣＦＬ１が非点灯時にはＣＦＬ１の内部
抵抗は非常に大きいので、ＩＣ１の電圧制御発振器ＶＣ
Ｏの発振周波数が圧電トランスの共振周波数Ｆｒに等し
くなったとき、圧電トランスＴ１の出力端子Ｃには高電
圧が発生し、ＣＦＬ１は点灯する。この点灯によりＣＦ
Ｌ１の内部インピ−ダンスは急減する。圧電トランスＴ
１はその内部抵抗Ｒにより定電流特性を示すため、圧電
トランスＴ１の出力は減少する。この特性により従来巻
線を使用した方式において必要であったバラストコンデ
ンサが省略できる。すなわち、電源がオンするとＩＣ１
のソフトスタ−ト回路により、ＩＣ１のスイッチング周
波数は圧電トランスＴ１の共振周波数Ｆｒに等しくなっ
たとき、ＣＦＬ１は点灯する。また、圧電トランスＴ１
の昇圧比ｎは圧電トランスの厚さをｄ、長さをＬとする
と、ｎ Ｌ／ｄとなるが、前述した理由でｎには限界が
る。またノ−トパソコン等のバッテリ−電圧は益々低下
する傾向にあり、圧電トランスＴ１の昇圧比は大きくな
らざるを得ない。本発明では準Ｅ級電圧共振型インバ−
タの前段に昇圧チョッパ−を設け、インバ−タの入力電
圧を上げることにより、等価的に圧電トランスＴ１の昇
圧比ｎを上げたことになる。
【００１５】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、圧電トラ
ンスの昇圧比を補う目的で準Ｅ級電圧共振型インバータ
の前段に昇圧チョッパーを設け、同一のパワースイッチ
素子を用い、単一の電圧共振型制御ＩＣを使用して冷陰
極管を定電流制御することにより、部品点数を従来のも
のより大幅に減少させ、ローコストで高効率なインバー
タ回路を提供できる。また、圧電トランスの共振周波数
を高くすることにより、放電灯の点灯周波数も高くする
ことができ、これにより放電効率も良好となる。
ンスの昇圧比を補う目的で準Ｅ級電圧共振型インバータ
の前段に昇圧チョッパーを設け、同一のパワースイッチ
素子を用い、単一の電圧共振型制御ＩＣを使用して冷陰
極管を定電流制御することにより、部品点数を従来のも
のより大幅に減少させ、ローコストで高効率なインバー
タ回路を提供できる。また、圧電トランスの共振周波数
を高くすることにより、放電灯の点灯周波数も高くする
ことができ、これにより放電効率も良好となる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】準Ｅ級共振インバータの基本回路図である。
【図３】Ｅ級共振インバータの動作波形図である。
【図４】圧電トランスの等価回路図である。
【図５】圧電トランスの等価回路図である。
【図６】本願発明の実施例における各部の動作波形図で
ある。
ある。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例の動作波形図である
ＣＦＬ１・・・冷陰極管 Ｔ１・・・・・圧電トランス Ｌ・・・・・・チョークコイル ＬT ・・・・・インダクタ Ｓ・・・・・・スイッチ ＤS ・・・・・ダイオード ＣS ・・・・・コンデンサ Ｃ１０・・・・入力容量 Ｃ２０・・・・出力容量 ＬE ・・・・・等価インダクタンス ＣE ・・・・・等価容量 ＲE ・・・・・等価抵抗 ＲL ・・・・・負荷抵抗 Ｑ１・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴ Ｌ２・・・・・チョークコイル Ｃ７・・・・・電圧共振用のコンデンサ Ｄ２・・・・・ダイオード ＣT ・・・・・キャパシタ Ｃ１・・・・・コンデンサ ＩＣ１・・・・電圧共振型スイッチング用ＩＣ ＶＣＯ・・・・電圧制御発振器 Ａ１・・・・・演算増幅器 ＰＦＭＲＯＧＩＣ・・スイッチング周波数変調回路 ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ・・ゲート駆動回路 Ｄ１・・・・・スピードアップダイオード ＶＲ１・・・・ランプ電流設定用可変抵抗器 ＯＮＥＳＨＯＴ・・単安定マルチバイブレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/02 Ｚ // Ｈ０２Ｍ 3/24 Ｙ
Claims (3)
- 【請求項１】冷陰極管とこの冷陰極管を点灯させる圧電
回路とを有する冷陰極管点灯装置において、圧電トラン
スの一次側に直列共振回路を形成し、該直列共振回路を
スイッチング素子によりこの共振回路の共振周波数より
位相が進んだタイミングでオン・オフする動作制御手段
を設けるとともに上記スイッチング素子の動作により入
力電圧を昇圧して上記共振回路に電源を供給するチョッ
パ回路を設け、かつ上記昇圧トランスの二次側に冷陰極
管を接続したことを特徴とする圧電トランスを使用した
冷陰極管点灯装置。 - 【請求項２】冷陰極管の電流から帰還信号を得て、前記
スイッチング回路のスイッチング条件を設定する帰還回
路を有することを特徴とする請求項１に記載の圧電トラ
ンスを使用した冷陰極管点灯装置。 - 【請求項３】上記動作制御手段に、インバータのスイッ
チング周波数を圧電トランスの共振周波数より高い周波
数から徐々に低下させるソフトスタート回路を設けたこ
とを特徴とする請求項１に記載の圧電トランスを使用し
た冷陰極管点灯装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6307024A JPH08138876A (ja) | 1994-11-16 | 1994-11-16 | 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 |
| US08/555,709 US5834907A (en) | 1994-11-16 | 1995-11-14 | Cold cathode tube operating apparatus with piezoelectric transformer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6307024A JPH08138876A (ja) | 1994-11-16 | 1994-11-16 | 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08138876A true JPH08138876A (ja) | 1996-05-31 |
Family
ID=17964117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6307024A Pending JPH08138876A (ja) | 1994-11-16 | 1994-11-16 | 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5834907A (ja) |
| JP (1) | JPH08138876A (ja) |
Cited By (3)
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| JPH1094263A (ja) * | 1996-09-11 | 1998-04-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 圧電トランス駆動装置、圧電トランスおよび液晶表示装置 |
| KR100344615B1 (ko) * | 1999-08-11 | 2002-07-25 | 삼성전기주식회사 | 냉음극 형광램프 구동 인버터 |
| US7477024B2 (en) | 2001-01-09 | 2009-01-13 | O2Micro International Limited | Sequential burst mode activation circuit |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1171508C (zh) * | 1997-09-01 | 2004-10-13 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 电路装置 |
| CN1237320A (zh) * | 1997-09-01 | 1999-12-01 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 电路装置 |
| DE69815285T2 (de) * | 1997-10-07 | 2004-05-06 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Entladungslampe mit sekundarseite eines piezotransformators als elektrode |
| JP3067715B2 (ja) * | 1997-10-31 | 2000-07-24 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動装置 |
| US6313587B1 (en) * | 1998-01-13 | 2001-11-06 | Fusion Lighting, Inc. | High frequency inductive lamp and power oscillator |
| JP3061049B1 (ja) * | 1999-04-09 | 2000-07-10 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバ―タ |
| US6259615B1 (en) | 1999-07-22 | 2001-07-10 | O2 Micro International Limited | High-efficiency adaptive DC/AC converter |
| US6804129B2 (en) | 1999-07-22 | 2004-10-12 | 02 Micro International Limited | High-efficiency adaptive DC/AC converter |
| US6400096B1 (en) | 1999-08-20 | 2002-06-04 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit for piezo transformer based fluorescent lamp power supplies |
| US6144173A (en) * | 1999-11-10 | 2000-11-07 | General Electric Company | Single switch electronic ballast |
| US6392355B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-05-21 | Mcnc | Closed-loop cold cathode current regulator |
| US6639367B2 (en) | 2002-02-27 | 2003-10-28 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit employing preconditioned feedback amplifier for initializing VCO operating frequency |
| US7515446B2 (en) | 2002-04-24 | 2009-04-07 | O2Micro International Limited | High-efficiency adaptive DC/AC converter |
| DE10233400A1 (de) | 2002-07-23 | 2004-02-12 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Schaltungsanordnung zum Betrieb von Entladungslampen |
| DE10259069B4 (de) * | 2002-12-17 | 2007-01-25 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Resonanzkonverter und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten |
| DE112005002201T5 (de) * | 2004-10-13 | 2007-08-16 | Tamura Corp. | Transformatorantrieb und Transformatorantriebsverfahren |
| JP4771073B2 (ja) * | 2005-03-24 | 2011-09-14 | 東芝ライテック株式会社 | 放電ランプ点灯装置および照明装置 |
| US7498751B2 (en) * | 2006-06-15 | 2009-03-03 | Himax Technologies Limited | High efficiency and low cost cold cathode fluorescent lamp driving apparatus for LCD backlight |
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| US9155162B2 (en) * | 2012-09-14 | 2015-10-06 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer with improved zero-cross detection |
| US12538406B2 (en) * | 2022-12-20 | 2026-01-27 | Electronic Theatre Controls, Inc. | Independent lighting control |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3913002A (en) * | 1974-01-02 | 1975-10-14 | Gen Electric | Power circuits for obtaining a high power factor electronically |
| US4350930A (en) * | 1979-06-13 | 1982-09-21 | General Electric Company | Lighting unit |
| US5063490A (en) * | 1989-04-25 | 1991-11-05 | Matsushita Electric Works Ltd. | Regulated chopper and inverter with shared switches |
-
1994
- 1994-11-16 JP JP6307024A patent/JPH08138876A/ja active Pending
-
1995
- 1995-11-14 US US08/555,709 patent/US5834907A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1094263A (ja) * | 1996-09-11 | 1998-04-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 圧電トランス駆動装置、圧電トランスおよび液晶表示装置 |
| KR100344615B1 (ko) * | 1999-08-11 | 2002-07-25 | 삼성전기주식회사 | 냉음극 형광램프 구동 인버터 |
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| Publication number | Publication date |
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