JPH0815417A - 周波数ホッピング方式における移動速度検出装置 - Google Patents
周波数ホッピング方式における移動速度検出装置Info
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- JPH0815417A JPH0815417A JP6147253A JP14725394A JPH0815417A JP H0815417 A JPH0815417 A JP H0815417A JP 6147253 A JP6147253 A JP 6147253A JP 14725394 A JP14725394 A JP 14725394A JP H0815417 A JPH0815417 A JP H0815417A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 周波数ホッピング方式によりスペクトラム拡
散通信を行う２局間の相対的移動速度を、簡単な構成で
能率良く検出可能な装置を提供する。 【構成】 周波数ホッピング方式によりスペクトル拡散
された電波の受信手段２の受信レベルを検出し、所定周
波数の受信レベルをサンプリングするサンプリング手段
１０と、サンプリング手段１０の所定数のサンプリング
データを時系列に記憶する記憶手段１４と、記憶手段１
４のサンプリングデータを時系列に比較することにより
その差分が所定閾値以上となる場合の所定時間における
計数値を求める計数手段１５と、計数手段１５の計数値
に基づき電波を送信する他局との相対的移動速度を求め
る変換手段１９とを備える。
散通信を行う２局間の相対的移動速度を、簡単な構成で
能率良く検出可能な装置を提供する。 【構成】 周波数ホッピング方式によりスペクトル拡散
された電波の受信手段２の受信レベルを検出し、所定周
波数の受信レベルをサンプリングするサンプリング手段
１０と、サンプリング手段１０の所定数のサンプリング
データを時系列に記憶する記憶手段１４と、記憶手段１
４のサンプリングデータを時系列に比較することにより
その差分が所定閾値以上となる場合の所定時間における
計数値を求める計数手段１５と、計数手段１５の計数値
に基づき電波を送信する他局との相対的移動速度を求め
る変換手段１９とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数ホッピング方式に
おける移動速度検出装置に関し、更に詳しくは周波数ホ
ッピング（ＦＨ）方式によりスペクトラム拡散通信を行
っている２局間の相対的な移動速度をその受信波に基づ
いて検出する周波数ホッピング方式における移動速度検
出装置に関する。
おける移動速度検出装置に関し、更に詳しくは周波数ホ
ッピング（ＦＨ）方式によりスペクトラム拡散通信を行
っている２局間の相対的な移動速度をその受信波に基づ
いて検出する周波数ホッピング方式における移動速度検
出装置に関する。
【０００２】移動通信システムにおいては、高速移動中
の移動局に対するハンドオーバの優先制御、移動局の停
止／移動に即した同期／遅延検波方式の切替制御、その
他の各種サービス制御を行う際に移動局の相対的な移動
速度が重要なパラメータとなる。現在は３チャネルＴＤ
ＭＡ方式が採用されているが、将来有望視されているも
のに符号（直接）拡散や周波数ホッピングによる所謂ス
ペクトラム拡散通信方式が有る。そこで、ＦＨ方式にお
いても移動速度を検出する必要がある。
の移動局に対するハンドオーバの優先制御、移動局の停
止／移動に即した同期／遅延検波方式の切替制御、その
他の各種サービス制御を行う際に移動局の相対的な移動
速度が重要なパラメータとなる。現在は３チャネルＴＤ
ＭＡ方式が採用されているが、将来有望視されているも
のに符号（直接）拡散や周波数ホッピングによる所謂ス
ペクトラム拡散通信方式が有る。そこで、ＦＨ方式にお
いても移動速度を検出する必要がある。
【０００３】
【従来の技術】図６は従来のＦＨ方式によるディジタル
移動通信を説明する図で、図において１００はＦＨ方式
による基地局、２００は同ＦＨ方式による移動局、１は
アンテナ、３は無線周波の受信部（ＲＦＡ）、４はミキ
サ、５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は中間周波
増幅部（ＩＦＡ）、７はホッピング周波数（ＨＦ）シン
セサイザ、８は周波数ホッピング（ＦＨ）制御部、９は
ＰＳＫ方式による復調部である。
移動通信を説明する図で、図において１００はＦＨ方式
による基地局、２００は同ＦＨ方式による移動局、１は
アンテナ、３は無線周波の受信部（ＲＦＡ）、４はミキ
サ、５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は中間周波
増幅部（ＩＦＡ）、７はホッピング周波数（ＨＦ）シン
セサイザ、８は周波数ホッピング（ＦＨ）制御部、９は
ＰＳＫ方式による復調部である。
【０００４】例えば８００ＭＨZ 〜８１０ＭＨZ の帯域
をホッピング周波数ｆ1 〜ｆN （但し、図は説明の簡単
のためｆN ＝ｆ5 としている）に分割する。基地局１０
０では移動局２００に送信する例えば１シンボル情報を
所定の疑似ランダム系列（この例では５系列）により符
号拡散し、該符号系列に対応するホッピング周波数（例
えば、ｆ3 ，ｆ5 ，ｆ1 ，ｆ4 ，ｆ2 ）の繰り返しによ
って各シンボル情報を送信する。なお、シンボル情報の
１／０はＰＳＫ変調されている。
をホッピング周波数ｆ1 〜ｆN （但し、図は説明の簡単
のためｆN ＝ｆ5 としている）に分割する。基地局１０
０では移動局２００に送信する例えば１シンボル情報を
所定の疑似ランダム系列（この例では５系列）により符
号拡散し、該符号系列に対応するホッピング周波数（例
えば、ｆ3 ，ｆ5 ，ｆ1 ，ｆ4 ，ｆ2 ）の繰り返しによ
って各シンボル情報を送信する。なお、シンボル情報の
１／０はＰＳＫ変調されている。
【０００５】移動局２００では、受信部３がアンテナ１
の受信波ＲＦを増幅し、ミキサ４に入力する。一方、Ｆ
Ｈ制御部８では基地局１００に同期して上記と同一の疑
似ランダム系列によるホッピング周波数制御信号ＨＦＣ
Ｄを発生し、これによりＨＦシンセサイザ７からは対応
する周波数のローカル発振信号ＬHFが発生する。ミキサ
４は受信信号ＲＦをローカル発振信号ＬHFにより順次ヘ
テロダイン検波し、バンドパスフィルタ５からは一定周
波数の中間周波信号ＩＦが得られる。該信号ＩＦは中間
周波増幅部６で増幅され、更に復調部９でＰＳＫ検波さ
れて各送信シンボルの１／０に対応する復調ベースバン
ド信号ＢＢＳが得られる。
の受信波ＲＦを増幅し、ミキサ４に入力する。一方、Ｆ
Ｈ制御部８では基地局１００に同期して上記と同一の疑
似ランダム系列によるホッピング周波数制御信号ＨＦＣ
Ｄを発生し、これによりＨＦシンセサイザ７からは対応
する周波数のローカル発振信号ＬHFが発生する。ミキサ
４は受信信号ＲＦをローカル発振信号ＬHFにより順次ヘ
テロダイン検波し、バンドパスフィルタ５からは一定周
波数の中間周波信号ＩＦが得られる。該信号ＩＦは中間
周波増幅部６で増幅され、更に復調部９でＰＳＫ検波さ
れて各送信シンボルの１／０に対応する復調ベースバン
ド信号ＢＢＳが得られる。
【０００６】陸上移動通信システムでは、このような送
信波が伝搬する伝搬路は移動局周辺の地形や建物により
反射、回折、散乱等を受けるために多重波伝搬路とな
り、移動局の周辺にはランダムな定在波性の電磁界分布
が形成される。この中を移動局が走行すると、受信波の
包絡線Ｒはレイリー分布、位相θは一様分布に従って夫
々は独立に変動する。
信波が伝搬する伝搬路は移動局周辺の地形や建物により
反射、回折、散乱等を受けるために多重波伝搬路とな
り、移動局の周辺にはランダムな定在波性の電磁界分布
が形成される。この中を移動局が走行すると、受信波の
包絡線Ｒはレイリー分布、位相θは一様分布に従って夫
々は独立に変動する。
【０００７】 ｐ（Ｒ，θ）＝（Ｒ／２πｂ0 ）ｅｘｐ（−Ｒ2 ／２ｂ0 ） （１） 但し、ｂ0 は平均受信電力である。しかるに、ＦＨ方式
においては、このようなフェージング環境下においても
ホッピング全帯域の周波数が同時に落ち込むことは無い
ため、一種の周波数ダイバーシチ効果が得られる。
においては、このようなフェージング環境下においても
ホッピング全帯域の周波数が同時に落ち込むことは無い
ため、一種の周波数ダイバーシチ効果が得られる。
【０００８】ところで、本件出願人は、移動局の相対的
な移動速度ｖを、移動体そのものの速度情報を参照する
ことなく、受信波より独自に検出可能な移動通信システ
ムにおける移動速度検出装置を既に提案した（ＰＣＴ／
ＪＰ９３／０１７１４）。その第１原理によれば、移動
局の速度ｖは、所定時間における空間選択ダイバーシチ
のブランチ切替回数ＮBCの計測より直接的に求められ
る。
な移動速度ｖを、移動体そのものの速度情報を参照する
ことなく、受信波より独自に検出可能な移動通信システ
ムにおける移動速度検出装置を既に提案した（ＰＣＴ／
ＪＰ９３／０１７１４）。その第１原理によれば、移動
局の速度ｖは、所定時間における空間選択ダイバーシチ
のブランチ切替回数ＮBCの計測より直接的に求められ
る。
【０００９】即ち、波長λ（一定）の定在波性電磁界分
布の中を移動局が速度ｖで走行すると、レイリーフェー
ジングの変動の速さを表すドップラー周波数ｆD は、 ｆD ＝ｖ／λ （２） の関係にある。一方、フェージング受信波の時間相関を
求めると、自己相関が０（即ち、第１種のベッセル関数
が最初に０）となる時間間隔τは、 τ＝２．４／２πｆD （３） で表される。即ち、空間的に独立な２ブランチの各受信
レベルＲ1 ，Ｒ2 は互いに独立であり、かつ夫々はτ毎
に独立な値をとる。従って、１秒間にＲ1 ＞Ｒ2となる
回数（即ち、一方向へのブランチ切替回数）ＮBCは、 ＮBC＝１／２τ＝２πｆD ／（２×２．４）＝１．３（ｖ／λ） （４） となる。そこで、ブランチ切替回数ＮBCを計数すれば、
速度ｖは、 ｖ＝（ＮBC／１．３）λ （５） より求められる。なお、明細書には次の実験式、 ｖ≒（ＮBC／２．６）1.2 λ （６） も示されている。
布の中を移動局が速度ｖで走行すると、レイリーフェー
ジングの変動の速さを表すドップラー周波数ｆD は、 ｆD ＝ｖ／λ （２） の関係にある。一方、フェージング受信波の時間相関を
求めると、自己相関が０（即ち、第１種のベッセル関数
が最初に０）となる時間間隔τは、 τ＝２．４／２πｆD （３） で表される。即ち、空間的に独立な２ブランチの各受信
レベルＲ1 ，Ｒ2 は互いに独立であり、かつ夫々はτ毎
に独立な値をとる。従って、１秒間にＲ1 ＞Ｒ2となる
回数（即ち、一方向へのブランチ切替回数）ＮBCは、 ＮBC＝１／２τ＝２πｆD ／（２×２．４）＝１．３（ｖ／λ） （４） となる。そこで、ブランチ切替回数ＮBCを計数すれば、
速度ｖは、 ｖ＝（ＮBC／１．３）λ （５） より求められる。なお、明細書には次の実験式、 ｖ≒（ＮBC／２．６）1.2 λ （６） も示されている。
【００１０】また、その第２原理によれば、移動局の速
度ｖは、所定時間における単位微小時間Ｔs 当たりの包
絡線Ｒの変化量が所定閾値（例えば３ｄＢ）以上となる
回数Ｎ3dB の計測より直接的に求められる。即ち、典型
的なレイリー包絡線Ｒの時間微分係数Ｒ´の確率密度関
数は、 ｐ（Ｒ´）＝｛１／√（２πｂ2 ）｝ｅｘｐ（−Ｒ´2 ／２ｂ2 ） （７） で与えられ、平均値０のガウス分布をしている。そし
て、標準偏差σ（即ち、√ｂ2 ）は、 σ＝２πｆD √（ｂ0 ／２） （８） で表され、ドップラー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）と比
例関係にある。
度ｖは、所定時間における単位微小時間Ｔs 当たりの包
絡線Ｒの変化量が所定閾値（例えば３ｄＢ）以上となる
回数Ｎ3dB の計測より直接的に求められる。即ち、典型
的なレイリー包絡線Ｒの時間微分係数Ｒ´の確率密度関
数は、 ｐ（Ｒ´）＝｛１／√（２πｂ2 ）｝ｅｘｐ（−Ｒ´2 ／２ｂ2 ） （７） で与えられ、平均値０のガウス分布をしている。そし
て、標準偏差σ（即ち、√ｂ2 ）は、 σ＝２πｆD √（ｂ0 ／２） （８） で表され、ドップラー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）と比
例関係にある。
【００１１】図７は既提案の速度検出原理（２）を説明
する図で、図７の（Ａ）はｆD が高い場合、図７の
（Ｂ）はｆD が低い場合、の夫々の時間微分係数Ｒ´の
確率密度関数を示している。なお、図８の（Ａ），
（Ｂ）は図７の（Ａ），（Ｂ）の関係を時間軸で説明し
たものである。図によれば、時間微分係数Ｒ´の分散は
ｆD が高いと大きく、ｆD が低いと小さい。そこで、時
間微分係数Ｒ´の分散の程度を表すような何らかの情報
を検出すればｆD を推定でき、もって速度ｖを推定でき
る。
する図で、図７の（Ａ）はｆD が高い場合、図７の
（Ｂ）はｆD が低い場合、の夫々の時間微分係数Ｒ´の
確率密度関数を示している。なお、図８の（Ａ），
（Ｂ）は図７の（Ａ），（Ｂ）の関係を時間軸で説明し
たものである。図によれば、時間微分係数Ｒ´の分散は
ｆD が高いと大きく、ｆD が低いと小さい。そこで、時
間微分係数Ｒ´の分散の程度を表すような何らかの情報
を検出すればｆD を推定でき、もって速度ｖを推定でき
る。
【００１２】具体的には、図８の（Ａ），（Ｂ）に示す
如く１秒間を適当な微小時間Ｔs によりＭ個の区間に分
割する。図７の（Ａ），（Ｂ）の斜線で示す領域の確率
Ｐ1，Ｐ2 は微小時間Ｔs の間に受信レベルＲが３ｄＢ
以上増大又は減少する確率を夫々示している。移動局が
急加速又は急減速をしなければ、１秒程度の範囲では、
確率Ｐ1 ，Ｐ2 はどの微小区間Ｔs でも略一定であると
仮定できる。従って、１秒間に受信レベルＲが３ｄＢ以
上上昇及び減少する回数Ｎ3dB は、 Ｎ3dB ＝Ｍ（Ｐ1 ＋Ｐ2 ）＝ｆs （Ｐ1 ＋Ｐ2 ） （９） で与えられる。但し、ｆs はサンプリング周波数（１／
Ｔs ）である。
如く１秒間を適当な微小時間Ｔs によりＭ個の区間に分
割する。図７の（Ａ），（Ｂ）の斜線で示す領域の確率
Ｐ1，Ｐ2 は微小時間Ｔs の間に受信レベルＲが３ｄＢ
以上増大又は減少する確率を夫々示している。移動局が
急加速又は急減速をしなければ、１秒程度の範囲では、
確率Ｐ1 ，Ｐ2 はどの微小区間Ｔs でも略一定であると
仮定できる。従って、１秒間に受信レベルＲが３ｄＢ以
上上昇及び減少する回数Ｎ3dB は、 Ｎ3dB ＝Ｍ（Ｐ1 ＋Ｐ2 ）＝ｆs （Ｐ1 ＋Ｐ2 ） （９） で与えられる。但し、ｆs はサンプリング周波数（１／
Ｔs ）である。
【００１３】そこで、（９）式の確率Ｐ1 ，Ｐ2 に具体
的な確率密度関数ｐ（Ｒ）、ｐ（Ｒ´）等を代入して変
形をすると、 Ｎ3dB ＝（ｆs ／２）｛１−１／√〔１＋２（２πｆD ／ｆs ）2 〕｝ （１０） の関係が得られる。従って、Ｎ3dB を計数すればｆD が
得られ、ｆD が得られれば速度ｖを検出できる。なお、
（１０）式は受信平均電力ｂ0 を含まない形をしている
ので、ｂ0 を求める必要が無く装置が簡単になる。
的な確率密度関数ｐ（Ｒ）、ｐ（Ｒ´）等を代入して変
形をすると、 Ｎ3dB ＝（ｆs ／２）｛１−１／√〔１＋２（２πｆD ／ｆs ）2 〕｝ （１０） の関係が得られる。従って、Ｎ3dB を計数すればｆD が
得られ、ｆD が得られれば速度ｖを検出できる。なお、
（１０）式は受信平均電力ｂ0 を含まない形をしている
ので、ｂ0 を求める必要が無く装置が簡単になる。
【００１４】図７の（Ｃ）はｆs ＝４００ＨZ （即ち、
Ｔs ＝２．５ｍｓ）とした場合のドップラー周波数ｆD
と回数Ｎ3dB との関係を示すグラフ図であり、実線は
（１０）式による理論値、点線は他の計算機シミュレー
ションによる結果を示している。グラフ図よりドップラ
ー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）は回数Ｎ3dB に略比例し
ていることが分かる。
Ｔs ＝２．５ｍｓ）とした場合のドップラー周波数ｆD
と回数Ｎ3dB との関係を示すグラフ図であり、実線は
（１０）式による理論値、点線は他の計算機シミュレー
ションによる結果を示している。グラフ図よりドップラ
ー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）は回数Ｎ3dB に略比例し
ていることが分かる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の第１原
理は選択ダイバーシチの構成を必要としており、選択ダ
イバーシチの構成を必要としないＦＨ方式には不適合で
ある。また、ＦＨ方式においては受信波の周波数が短い
時間にランダムに変わり、かつフェージングの影響は各
周波数に対して夫々独立である。従って、受信レベル
（各サンプリングデータ）を時系列に見ても、隣接する
受信レベルの間には何らのフェージングによる相関も無
い。即ち、第２原理のように受信レベルの増／減を時系
列に調べても、フェージングの情報を抽出できない。従
って、第２原理もＦＨ方式には不適合である。
理は選択ダイバーシチの構成を必要としており、選択ダ
イバーシチの構成を必要としないＦＨ方式には不適合で
ある。また、ＦＨ方式においては受信波の周波数が短い
時間にランダムに変わり、かつフェージングの影響は各
周波数に対して夫々独立である。従って、受信レベル
（各サンプリングデータ）を時系列に見ても、隣接する
受信レベルの間には何らのフェージングによる相関も無
い。即ち、第２原理のように受信レベルの増／減を時系
列に調べても、フェージングの情報を抽出できない。従
って、第２原理もＦＨ方式には不適合である。
【００１６】かくして、従来は、ＦＨ方式に好適なる移
動速度検出装置が無かった。本発明の目的は、周波数ホ
ッピング方式によりスペクトラム拡散通信を行う２局間
の相対的移動速度をその受信波に基づき簡単な構成で能
率良く検出可能な周波数ホッピング方式における移動速
度検出装置を提供することにある。
動速度検出装置が無かった。本発明の目的は、周波数ホ
ッピング方式によりスペクトラム拡散通信を行う２局間
の相対的移動速度をその受信波に基づき簡単な構成で能
率良く検出可能な周波数ホッピング方式における移動速
度検出装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明（１）の周波数ホッピ
ング方式における移動速度検出装置は、周波数ホッピン
グ方式によりスペクトル拡散された電波を受信し、これ
をスペクトル逆拡散する受信手段と、受信手段の受信レ
ベルを検出すると共に前記逆拡散制御に同期して所定周
波数の受信レベルをサンプリングするサンプリング手段
と、サンプリング手段の所定数のサンプリングデータを
時系列に記憶する記憶手段と、記憶手段のサンプリング
データを時系列に比較することによりその差分が所定閾
値以上となる場合の所定時間における計数値を求める計
数手段と、計数手段の計数値に基づき電波を送信する他
局との相対的移動速度を求める変換手段とを備えるもの
である。
により解決される。即ち、本発明（１）の周波数ホッピ
ング方式における移動速度検出装置は、周波数ホッピン
グ方式によりスペクトル拡散された電波を受信し、これ
をスペクトル逆拡散する受信手段と、受信手段の受信レ
ベルを検出すると共に前記逆拡散制御に同期して所定周
波数の受信レベルをサンプリングするサンプリング手段
と、サンプリング手段の所定数のサンプリングデータを
時系列に記憶する記憶手段と、記憶手段のサンプリング
データを時系列に比較することによりその差分が所定閾
値以上となる場合の所定時間における計数値を求める計
数手段と、計数手段の計数値に基づき電波を送信する他
局との相対的移動速度を求める変換手段とを備えるもの
である。
【００１８】また本発明（２）の周波数ホッピング方式
における移動速度検出装置は、周波数ホッピング方式に
よりスペクトル拡散された電波を受信し、これをスペク
トル逆拡散する受信手段と、受信手段の受信レベルを検
出すると共に前記逆拡散制御に同期して所定周波数の受
信レベルをサンプリングするサンプリング手段と、サン
プリング手段の所定数のサンプリングデータを時系列に
記憶する記憶手段と、記憶手段のサンプリングデータと
その所定区間における移動平均レベルとを比較すること
により該サンプリングデータが移動平均レベルと交差す
る回数の所定時間における計数値を求める計数手段と、
計数手段の計数値に基づき電波を送信する他局との相対
的移動速度を求める変換手段とを備えるものである。
における移動速度検出装置は、周波数ホッピング方式に
よりスペクトル拡散された電波を受信し、これをスペク
トル逆拡散する受信手段と、受信手段の受信レベルを検
出すると共に前記逆拡散制御に同期して所定周波数の受
信レベルをサンプリングするサンプリング手段と、サン
プリング手段の所定数のサンプリングデータを時系列に
記憶する記憶手段と、記憶手段のサンプリングデータと
その所定区間における移動平均レベルとを比較すること
により該サンプリングデータが移動平均レベルと交差す
る回数の所定時間における計数値を求める計数手段と、
計数手段の計数値に基づき電波を送信する他局との相対
的移動速度を求める変換手段とを備えるものである。
【００１９】
【作用】本発明（１）において、受信手段２は周波数ホ
ッピング方式によりスペクトル拡散された電波をアンテ
ナ１より受信し、これをスペクトル逆拡散する。サンプ
リング手段１０は受信手段２の受信レベル（例えば中間
周波信号ＩＦの包絡線レベルＲ）を検出すると共に前記
の逆拡散制御に同期して所定周波数（例えばホッピング
全周波数ｆ1 〜ｆN の内の任意の特定の周波数ｆi ）の
受信レベルをサンプリングする。記憶手段１４はサンプ
リング手段１０の所定数（少なくとも２つ）のサンプリ
ングデータＳＤ1 を時系列に記憶する。計数手段１５は
記憶手段１４のサンプリングデータＳＤ2 （即ち、現時
点と前時点のサンプリングデータ）を時系列に比較する
ことによりその差分が所定閾値（例えば３ｄＢ）以上と
なる場合の所定時間（例えば１秒）における計数値Ｎ
3dB を求める。そして、変換手段１９は計数手段１５の
計数値Ｎ3dB に基づき例えば上記（１０）式に従い電波
を送信する他局との相対的移動速度ｖを求める。
ッピング方式によりスペクトル拡散された電波をアンテ
ナ１より受信し、これをスペクトル逆拡散する。サンプ
リング手段１０は受信手段２の受信レベル（例えば中間
周波信号ＩＦの包絡線レベルＲ）を検出すると共に前記
の逆拡散制御に同期して所定周波数（例えばホッピング
全周波数ｆ1 〜ｆN の内の任意の特定の周波数ｆi ）の
受信レベルをサンプリングする。記憶手段１４はサンプ
リング手段１０の所定数（少なくとも２つ）のサンプリ
ングデータＳＤ1 を時系列に記憶する。計数手段１５は
記憶手段１４のサンプリングデータＳＤ2 （即ち、現時
点と前時点のサンプリングデータ）を時系列に比較する
ことによりその差分が所定閾値（例えば３ｄＢ）以上と
なる場合の所定時間（例えば１秒）における計数値Ｎ
3dB を求める。そして、変換手段１９は計数手段１５の
計数値Ｎ3dB に基づき例えば上記（１０）式に従い電波
を送信する他局との相対的移動速度ｖを求める。
【００２０】ところで、（１０）式は受信平均電力ｂ0
を含まない形をしているが、各サンプリングデータＳＤ
2 と比較的短期間における受信平均電力ｂ0 に相当する
量（例えば受信平均レベル√ｂ0 ）とを比較することで
もドップラー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）に応じたレベ
ル交差回数を検出できる。この場合のレベル交差回数Ｎ
b0は、 Ｎb0＝ｆD √π・ｅ-1/2≒ｆD （１１） で表される。
を含まない形をしているが、各サンプリングデータＳＤ
2 と比較的短期間における受信平均電力ｂ0 に相当する
量（例えば受信平均レベル√ｂ0 ）とを比較することで
もドップラー周波数ｆD （即ち、速度ｖ）に応じたレベ
ル交差回数を検出できる。この場合のレベル交差回数Ｎ
b0は、 Ｎb0＝ｆD √π・ｅ-1/2≒ｆD （１１） で表される。
【００２１】そこで、本発明（２）の計数手段１５は、
記憶手段１４のサンプリングデータＳＤ2 とその所定区
間における移動平均レベル√ｂ0 とを比較することによ
り該サンプリングデータが移動平均レベルと交差する回
数の所定時間（例えば１秒）における計数値Ｎb0を求め
る。そして、変換手段１９は計数手段１５の計数値Ｎ b0
に基づき例えば（１１）式に従って電波を送信する他局
との相対的移動速度ｖを求める。
記憶手段１４のサンプリングデータＳＤ2 とその所定区
間における移動平均レベル√ｂ0 とを比較することによ
り該サンプリングデータが移動平均レベルと交差する回
数の所定時間（例えば１秒）における計数値Ｎb0を求め
る。そして、変換手段１９は計数手段１５の計数値Ｎ b0
に基づき例えば（１１）式に従って電波を送信する他局
との相対的移動速度ｖを求める。
【００２２】本発明（１），（２）によれば、ホッピン
グ全周波数の内の任意の特定の周波数ｆi のサンプリン
グデータのみを利用するので、各サンプリングデータの
時系列は周波数ｆi に対するフェージングの影響につい
ての強い相関を有している。従って、周波数ホッピング
方式によりスペクトラム拡散通信を行う２局間の相対的
移動速度をその受信波に基づき簡単な構成で能率良く検
出できる。
グ全周波数の内の任意の特定の周波数ｆi のサンプリン
グデータのみを利用するので、各サンプリングデータの
時系列は周波数ｆi に対するフェージングの影響につい
ての強い相関を有している。従って、周波数ホッピング
方式によりスペクトラム拡散通信を行う２局間の相対的
移動速度をその受信波に基づき簡単な構成で能率良く検
出できる。
【００２３】また好ましくは、計数手段１５は記憶手段
１４の互いに周波数相関を有する複数周波数の各サンプ
リングデータの平均値に基づいて計数値を求めるように
構成されている。即ち、周波数軸上で隣接する複数の周
波数（例えばｆi-1 ，ｆi ，ｆi+1 等）は時間軸上では
フェージングに対して互いに強い相関を有しており、同
程度のレベル変動を有する。そこで、複数周波数の各サ
ンプリングデータの平均値に基づいて計数値を求めるよ
うに構成すれば、検出速度の信頼性が向上する。
１４の互いに周波数相関を有する複数周波数の各サンプ
リングデータの平均値に基づいて計数値を求めるように
構成されている。即ち、周波数軸上で隣接する複数の周
波数（例えばｆi-1 ，ｆi ，ｆi+1 等）は時間軸上では
フェージングに対して互いに強い相関を有しており、同
程度のレベル変動を有する。そこで、複数周波数の各サ
ンプリングデータの平均値に基づいて計数値を求めるよ
うに構成すれば、検出速度の信頼性が向上する。
【００２４】また好ましくは、計数手段１５は記憶手段
１４の互いに無相関な複数周波数の各サンプリングデー
タに基づき夫々に計数値を求めると共に、変換手段１９
は計数手段１５の各計数値に基づき夫々に求めた各移動
速度の平均値を求めるように構成されている。即ち、周
波数軸上で互いに無相関な複数の周波数（例えば十分な
周波数差Ωを有するｆi ，ｆj ，ｆk 等）は時間軸上で
は夫々独立にフェージングの影響を受ける。しかるに、
各周波数ｆi ，ｆj ，ｆk について夫々に検出した各計
数値Ｎ i ，Ｎj ，Ｎk は夫々同一の速度ｖを反映してい
る。従って、計数手段１５の各計数値Ｎi ，Ｎj ，Ｎk
に基づき夫々に求めた各移動速度ｖi ，ｖj ，ｖk の平
均値ｖを求めるように構成すれば、検出速度の信頼性が
向上する。
１４の互いに無相関な複数周波数の各サンプリングデー
タに基づき夫々に計数値を求めると共に、変換手段１９
は計数手段１５の各計数値に基づき夫々に求めた各移動
速度の平均値を求めるように構成されている。即ち、周
波数軸上で互いに無相関な複数の周波数（例えば十分な
周波数差Ωを有するｆi ，ｆj ，ｆk 等）は時間軸上で
は夫々独立にフェージングの影響を受ける。しかるに、
各周波数ｆi ，ｆj ，ｆk について夫々に検出した各計
数値Ｎ i ，Ｎj ，Ｎk は夫々同一の速度ｖを反映してい
る。従って、計数手段１５の各計数値Ｎi ，Ｎj ，Ｎk
に基づき夫々に求めた各移動速度ｖi ，ｖj ，ｖk の平
均値ｖを求めるように構成すれば、検出速度の信頼性が
向上する。
【００２５】また好ましくは、計数手段１５は記憶手段
１４の互いに無相関な複数周波数について夫々に周波数
相関を有する各複数周波数のサンプリングデータの平均
値に基づき夫々に計数値を求めるように構成されてい
る。これは、上記を組み合わせたものであり、検出速度
の信頼性は更に向上する。
１４の互いに無相関な複数周波数について夫々に周波数
相関を有する各複数周波数のサンプリングデータの平均
値に基づき夫々に計数値を求めるように構成されてい
る。これは、上記を組み合わせたものであり、検出速度
の信頼性は更に向上する。
【００２６】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例の移動速
度検出装置のブロック図で、ＦＨ方式によるディジタル
移動通信システムへの適用例を示す。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例の移動速
度検出装置のブロック図で、ＦＨ方式によるディジタル
移動通信システムへの適用例を示す。
【００２７】図において、１はアンテナ、３は受信手
段、３は無線周波の受信部（ＲＦＡ）、４はミキサ、５
はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は中間周波増幅部
（ＩＦＡ）、７はホッピング周波数（ＨＦ）シンセサイ
ザ、８は周波数ホッピング（ＦＨ）制御部、９はＰＳＫ
方式による復調部、１０はサンプリング手段、１１は受
信レベルＲ（例えば受信電界強度ＲＳＳＩ）の検出部
（ＤＥＴ）、１２はＡ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ）、１３は比
較部（ＣＭＰ）、１４はデュアルポートＲＡＭ（ＤＰＲ
ＡＭ）、１５（更に１５2 ，１５3 ）は計数手段、１６
は演算部、１７はコンパレータ（ＣＭＰ）、１８はカウ
ンタ（ＣＴＲ）、１９は変換手段である。
段、３は無線周波の受信部（ＲＦＡ）、４はミキサ、５
はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は中間周波増幅部
（ＩＦＡ）、７はホッピング周波数（ＨＦ）シンセサイ
ザ、８は周波数ホッピング（ＦＨ）制御部、９はＰＳＫ
方式による復調部、１０はサンプリング手段、１１は受
信レベルＲ（例えば受信電界強度ＲＳＳＩ）の検出部
（ＤＥＴ）、１２はＡ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ）、１３は比
較部（ＣＭＰ）、１４はデュアルポートＲＡＭ（ＤＰＲ
ＡＭ）、１５（更に１５2 ，１５3 ）は計数手段、１６
は演算部、１７はコンパレータ（ＣＭＰ）、１８はカウ
ンタ（ＣＴＲ）、１９は変換手段である。
【００２８】ＦＨ方式による受信波ＲＦは受信部３で増
幅され、ミキサ４に入力する。一方、ＦＨ制御部８は送
信局のホッピングシーケンスに同期して同一の疑似ラン
ダム系列によるホッピング周波数制御信号ＨＦＣＤを発
生し、これによりＨＦシンセサイザ７からは対応する周
波数のローカル発振信号ＬHFが発生する。ミキサ４は受
信信号ＲＦをローカル発振信号ＬHFにより順次ヘテロダ
イン検波し、ＢＰＦ５からは一定周波数の中間周波信号
ＩＦが得られる。該信号ＩＦは中間周波増幅部６で増幅
され、更に復調部９でＰＳＫ検波されて各送信シンボル
の１／０に対応する復調ベースバンド信号ＢＢＳが得ら
れる。なお、復調ベースバンド信号ＢＢＳは不図示の本
体により利用される。
幅され、ミキサ４に入力する。一方、ＦＨ制御部８は送
信局のホッピングシーケンスに同期して同一の疑似ラン
ダム系列によるホッピング周波数制御信号ＨＦＣＤを発
生し、これによりＨＦシンセサイザ７からは対応する周
波数のローカル発振信号ＬHFが発生する。ミキサ４は受
信信号ＲＦをローカル発振信号ＬHFにより順次ヘテロダ
イン検波し、ＢＰＦ５からは一定周波数の中間周波信号
ＩＦが得られる。該信号ＩＦは中間周波増幅部６で増幅
され、更に復調部９でＰＳＫ検波されて各送信シンボル
の１／０に対応する復調ベースバンド信号ＢＢＳが得ら
れる。なお、復調ベースバンド信号ＢＢＳは不図示の本
体により利用される。
【００２９】サンプリング手段１０において、検出部１
１は中間周波信号ＩＦから受信レベルＲ（即ち、信号Ｉ
Ｆの包絡線信号Ｒ）を検出し、Ａ／Ｄ変換部１２はＦＨ
制御部８のスペクトル逆拡散制御に同期したタイミング
ＴＳに受信レベルＲの信号をＡ／Ｄ変換する。このＡ／
Ｄ変換はホッピング全周波数ｆ1 〜ｆN について行って
も良い。しかし、本発明の最初の好ましい一態様では、
任意の特定の周波数ｆ i の受信レベルＲのみをＡ／Ｄ変
換する。即ち、比較部１３は一連のホッピング周波数制
御信号ＨＦＣＤと予め設定された周波数設定信号ｆi と
を比較しており、一致が得られた時のみ、Ａ／Ｄ変換部
１２を付勢する。従って、必要最小限のサンプリングデ
ータＳＤ1 が発生し、後述のＤＰＲＡＭ１４の節約にな
る。
１は中間周波信号ＩＦから受信レベルＲ（即ち、信号Ｉ
Ｆの包絡線信号Ｒ）を検出し、Ａ／Ｄ変換部１２はＦＨ
制御部８のスペクトル逆拡散制御に同期したタイミング
ＴＳに受信レベルＲの信号をＡ／Ｄ変換する。このＡ／
Ｄ変換はホッピング全周波数ｆ1 〜ｆN について行って
も良い。しかし、本発明の最初の好ましい一態様では、
任意の特定の周波数ｆ i の受信レベルＲのみをＡ／Ｄ変
換する。即ち、比較部１３は一連のホッピング周波数制
御信号ＨＦＣＤと予め設定された周波数設定信号ｆi と
を比較しており、一致が得られた時のみ、Ａ／Ｄ変換部
１２を付勢する。従って、必要最小限のサンプリングデ
ータＳＤ1 が発生し、後述のＤＰＲＡＭ１４の節約にな
る。
【００３０】ＤＰＲＡＭ１４はサンプリング手段１０か
らのアドレスがシーケンシャルモードで更新されるアド
レス信号ＡＤ1 により各サンプリングデータＳＤ1 を時
系列に記憶する。但し、このアドレス信号ＡＤ1 は２以
上の所定の最大値に達すると０に復帰する。計数手段１
５において、演算部１６はアドレス信号ＡＤ2 を制御す
ることによりＤＰＲＡＭ１４から現時点及び前時点の各
サンプリングデータＳＤ2 を読み出す。なお、実際上は
前時点のサンプリングデータは前時点に読み出されてい
るので現時点では読み出さない。
らのアドレスがシーケンシャルモードで更新されるアド
レス信号ＡＤ1 により各サンプリングデータＳＤ1 を時
系列に記憶する。但し、このアドレス信号ＡＤ1 は２以
上の所定の最大値に達すると０に復帰する。計数手段１
５において、演算部１６はアドレス信号ＡＤ2 を制御す
ることによりＤＰＲＡＭ１４から現時点及び前時点の各
サンプリングデータＳＤ2 を読み出す。なお、実際上は
前時点のサンプリングデータは前時点に読み出されてい
るので現時点では読み出さない。
【００３１】ところで、この例の各時点の間隔は図８の
サンプリング間隔Ｔs （例えば２．５ｍｓ）に対応して
いることが好ましい。図６のホッピング周期ＴFH（即
ち、周波数ｆi の現れる間隔）が図８のサンプリング間
隔Ｔs と一致していれば図７の（Ｃ）の変換テーブルを
そのまま利用できるからである。勿論、ホッピング周期
ＴFHがこれよりも速い場合は複数のサンプリングデータ
ＳＤ2 の中から適当なものを間引きして、又はこれらを
平均化して使用すれば良い。またホッピング周期ＴFHが
遅い場合は図８のサンプリング間隔Ｔs を長くしてシス
テムを設計すれば良い。但し、サンプリング間隔Ｔs が
長すぎると前後の時間において相関を失い、ドップラー
周波数ｆD の推定が困難となるため、使用する周波数帯
域及び移動局の予想される最大移動速度を考慮したシス
テム設計（ホッピング周期等）が必要となる。
サンプリング間隔Ｔs （例えば２．５ｍｓ）に対応して
いることが好ましい。図６のホッピング周期ＴFH（即
ち、周波数ｆi の現れる間隔）が図８のサンプリング間
隔Ｔs と一致していれば図７の（Ｃ）の変換テーブルを
そのまま利用できるからである。勿論、ホッピング周期
ＴFHがこれよりも速い場合は複数のサンプリングデータ
ＳＤ2 の中から適当なものを間引きして、又はこれらを
平均化して使用すれば良い。またホッピング周期ＴFHが
遅い場合は図８のサンプリング間隔Ｔs を長くしてシス
テムを設計すれば良い。但し、サンプリング間隔Ｔs が
長すぎると前後の時間において相関を失い、ドップラー
周波数ｆD の推定が困難となるため、使用する周波数帯
域及び移動局の予想される最大移動速度を考慮したシス
テム設計（ホッピング周期等）が必要となる。
【００３２】次いで演算部１６は現時点と前時点のサン
プリングデータＳＤ2 を比較することによりその差分の
絶対値｜Ｒt ´｜を出力する。コンパレータ１７は差分
｜Ｒ t ´｜と所定閾値ＲtTH ´（例えば３ｄＢ）とを比
較することにより｜Ｒt ´｜≧ＲtTH ´の場合はＨＩＧ
Ｈレベルを出力する。カウンタ１８はコンパレータ１７
の出力のＨＩＧＨレベルによってカウントを付勢され、
各検査時点に同期して発生するクロック信号ＣＫにより
カウントアップする。
プリングデータＳＤ2 を比較することによりその差分の
絶対値｜Ｒt ´｜を出力する。コンパレータ１７は差分
｜Ｒ t ´｜と所定閾値ＲtTH ´（例えば３ｄＢ）とを比
較することにより｜Ｒt ´｜≧ＲtTH ´の場合はＨＩＧ
Ｈレベルを出力する。カウンタ１８はコンパレータ１７
の出力のＨＩＧＨレベルによってカウントを付勢され、
各検査時点に同期して発生するクロック信号ＣＫにより
カウントアップする。
【００３３】なお、このカウンタ１８は外部からのカウ
ント付勢信号ＣＥがＨＩＧＨレベルの間（例えば１秒
間）だけ付勢されており、従って、カウンタ１８の出力
には微小時間Ｔs の間に包絡線Ｒのレベルが３ｄＢ以上
変化した場合の１秒間にわたる計数値Ｎ3dB が得られ
る。カウンタ１８の計数値Ｎ3dB はカウント付勢信号Ｃ
Ｅの立ち下がりにより変換手段１９にラッチされる。そ
して、変換手段１９は上記（１０）式に基づく変換原理
により計数値Ｎ3dB から速度ｖを求める。
ント付勢信号ＣＥがＨＩＧＨレベルの間（例えば１秒
間）だけ付勢されており、従って、カウンタ１８の出力
には微小時間Ｔs の間に包絡線Ｒのレベルが３ｄＢ以上
変化した場合の１秒間にわたる計数値Ｎ3dB が得られ
る。カウンタ１８の計数値Ｎ3dB はカウント付勢信号Ｃ
Ｅの立ち下がりにより変換手段１９にラッチされる。そ
して、変換手段１９は上記（１０）式に基づく変換原理
により計数値Ｎ3dB から速度ｖを求める。
【００３４】なお、このような変換手段１９は計数値Ｎ
3dB をアドレス入力として対応する速度ｖのデータを読
み出すようなＲＯＭで形成しても良い。また、ＤＰＲＡ
Ｍ１４、計数手段１５及び変換手段１９より成る部分は
専用のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）又は本
体の他の機能を実現するＤＳＰの一部によって実現して
も良い。更にまた、特にこの例では現時点と前時点のサ
ンプリングデータが利用できれば良いので、高価なＤＰ
ＲＡＭ１４を使用する代わりラッチ回路等を使用しても
良い。
3dB をアドレス入力として対応する速度ｖのデータを読
み出すようなＲＯＭで形成しても良い。また、ＤＰＲＡ
Ｍ１４、計数手段１５及び変換手段１９より成る部分は
専用のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）又は本
体の他の機能を実現するＤＳＰの一部によって実現して
も良い。更にまた、特にこの例では現時点と前時点のサ
ンプリングデータが利用できれば良いので、高価なＤＰ
ＲＡＭ１４を使用する代わりラッチ回路等を使用しても
良い。
【００３５】図３は実施例の速度検出装置のタイミング
チャートで、図３の（Ａ）はｆD が高い場合、図３の
（Ｂ）はｆD が低い場合、の夫々の受信レベルＲの変動
の態様を示している。図８と同様に矢印は微小時間Ｔs
毎の受信レベルＲの差分を示しており、矢印に重ねた円
印は受信レベルＲの差分が３ｄＢを超える場合を示して
いる。
チャートで、図３の（Ａ）はｆD が高い場合、図３の
（Ｂ）はｆD が低い場合、の夫々の受信レベルＲの変動
の態様を示している。図８と同様に矢印は微小時間Ｔs
毎の受信レベルＲの差分を示しており、矢印に重ねた円
印は受信レベルＲの差分が３ｄＢを超える場合を示して
いる。
【００３６】ここで、図３の点線で示す包絡線Ｒは周波
数ｆi についての仮想的なものである。即ち、周期Ｔs
毎の各サンプリング時点では周波数ｆi についての各サ
ンプリングデータｆi1，ｆi2等は実際に存在するが、そ
の中間の区間では他の周波数によってシンボル情報が送
られているために、点線で示すような連続的な包絡線Ｒ
は実際には存在しない。しかし、周波数ｆi の使用が図
示の如く間欠的（周期的）であっても周波数ｆi に対す
るレイリーフェージングの影響は速度ｖに応じて図示の
如く現れる。従って、これらのサンプリングデータ
ｆi1，ｆi2を利用することにより速度検出が可能とな
る。
数ｆi についての仮想的なものである。即ち、周期Ｔs
毎の各サンプリング時点では周波数ｆi についての各サ
ンプリングデータｆi1，ｆi2等は実際に存在するが、そ
の中間の区間では他の周波数によってシンボル情報が送
られているために、点線で示すような連続的な包絡線Ｒ
は実際には存在しない。しかし、周波数ｆi の使用が図
示の如く間欠的（周期的）であっても周波数ｆi に対す
るレイリーフェージングの影響は速度ｖに応じて図示の
如く現れる。従って、これらのサンプリングデータ
ｆi1，ｆi2を利用することにより速度検出が可能とな
る。
【００３７】図４は図２の計数手段１５の他の様々な実
施態様を説明する図である。ところで、このような陸上
移動通信システムに典型的なレイリーフェージングの周
波数相関ρ（Ω）は、Ωを周波数差、ｌ0 を最短の伝搬
路長、Δｌを伝搬路長の広がり、ｃを光速とすると、 ρ（Ω）＝１／（１＋ｊ２πΩ（Δｌ／ｃ）・ｅｘｐｊ２π（ｌ0 ／ｃ） （１２） で表される。即ち、周波数差Ωが小さいと相関は１に近
づき、周波数差Ωが（ｃ／Δｌ）程度になると相関は０
に近づく。例えばΔｌ＝２００ｍとすると、相関が略０
となる周波数差ΩはΩ＝ｃ／Δｌ＝１．５ＭＨZ であ
る。
施態様を説明する図である。ところで、このような陸上
移動通信システムに典型的なレイリーフェージングの周
波数相関ρ（Ω）は、Ωを周波数差、ｌ0 を最短の伝搬
路長、Δｌを伝搬路長の広がり、ｃを光速とすると、 ρ（Ω）＝１／（１＋ｊ２πΩ（Δｌ／ｃ）・ｅｘｐｊ２π（ｌ0 ／ｃ） （１２） で表される。即ち、周波数差Ωが小さいと相関は１に近
づき、周波数差Ωが（ｃ／Δｌ）程度になると相関は０
に近づく。例えばΔｌ＝２００ｍとすると、相関が略０
となる周波数差ΩはΩ＝ｃ／Δｌ＝１．５ＭＨZ であ
る。
【００３８】そこで、本発明の好ましい第２の態様の計
数手段１５はＤＰＲＡＭ１４の互いに周波数相関を有す
る複数周波数の各サンプリングデータの平均値に基づい
て計数値を求めるように構成されている。以下、その動
作を具体的に説明する。図４の（Ａ）において、ホッピ
ング全周波数ｆ1 〜ｆN （例えば８００ＭＨZ〜８１０
ＭＨZ ）の内の任意の特定の周波数をｆi とすると、こ
れに隣接する周波数ｆi-1 ，ｆi+1 等は周波数ｆi と強
い相関を有する。一方、図４の（Ｂ）において、これら
の周波数ｆi ，ｆi-1 ，ｆi+1 の使用はＦＨ方式に従う
ために、これを時間軸ｔ上でみると夫々は十分な間隔を
開けて現れる。
数手段１５はＤＰＲＡＭ１４の互いに周波数相関を有す
る複数周波数の各サンプリングデータの平均値に基づい
て計数値を求めるように構成されている。以下、その動
作を具体的に説明する。図４の（Ａ）において、ホッピ
ング全周波数ｆ1 〜ｆN （例えば８００ＭＨZ〜８１０
ＭＨZ ）の内の任意の特定の周波数をｆi とすると、こ
れに隣接する周波数ｆi-1 ，ｆi+1 等は周波数ｆi と強
い相関を有する。一方、図４の（Ｂ）において、これら
の周波数ｆi ，ｆi-1 ，ｆi+1 の使用はＦＨ方式に従う
ために、これを時間軸ｔ上でみると夫々は十分な間隔を
開けて現れる。
【００３９】このため、図２において、この例の比較部
１３には周波数設定信号ｆi-1 ，ｆ i ，ｆi+1 が与えら
れており、該比較部１３は一連のホッピング周波数制御
信号ＨＦＣＤがこれらの設定周波数の何れかと一致する
度にＡ／Ｄ変換部１２を付勢するように構成されてい
る。従って、ＤＰＲＡＭ１４には周波数ｆi ，ｆi-1 ，
ｆi+1 の各サンプリングデータＳＤ1 が時系列に書き込
まれる。
１３には周波数設定信号ｆi-1 ，ｆ i ，ｆi+1 が与えら
れており、該比較部１３は一連のホッピング周波数制御
信号ＨＦＣＤがこれらの設定周波数の何れかと一致する
度にＡ／Ｄ変換部１２を付勢するように構成されてい
る。従って、ＤＰＲＡＭ１４には周波数ｆi ，ｆi-1 ，
ｆi+1 の各サンプリングデータＳＤ1 が時系列に書き込
まれる。
【００４０】計数手段１５において、演算部１６はアド
レス信号ＡＤ2 を制御することによりＤＰＲＡＭ１４か
ら現時点の周波数ｆi ，ｆi-1 ，ｆi+1 の各サンプリン
グデータＳＤ2 を読み出し、これらの平均値を求める。
なお、前時点の平均値は前時点に求められているので改
めて求める必要は無い。次いで演算部１６は現時点と前
時点の各平均値を比較することによりその差分の絶対値
｜Ｒt ´｜を出力する。その後の動作については、図２
について上記したものと同様である。
レス信号ＡＤ2 を制御することによりＤＰＲＡＭ１４か
ら現時点の周波数ｆi ，ｆi-1 ，ｆi+1 の各サンプリン
グデータＳＤ2 を読み出し、これらの平均値を求める。
なお、前時点の平均値は前時点に求められているので改
めて求める必要は無い。次いで演算部１６は現時点と前
時点の各平均値を比較することによりその差分の絶対値
｜Ｒt ´｜を出力する。その後の動作については、図２
について上記したものと同様である。
【００４１】特に高速のＦＨ方式においては、特定の周
波数ｆi にいる時間は非常に短くなるため、周波数ｆi
のサンプリングデータのみを利用した場合は検出速度の
信頼性の低下が心配される。しかし、この例のように互
いに相関を有する複数周波数の受信レベルＲをサンプリ
ングし、これらの平均値に基づき計数値を求めれば、速
度ｖの検出誤差を極力小さくできる。
波数ｆi にいる時間は非常に短くなるため、周波数ｆi
のサンプリングデータのみを利用した場合は検出速度の
信頼性の低下が心配される。しかし、この例のように互
いに相関を有する複数周波数の受信レベルＲをサンプリ
ングし、これらの平均値に基づき計数値を求めれば、速
度ｖの検出誤差を極力小さくできる。
【００４２】また、本発明の好ましい第３の態様の計数
手段１５はＤＰＲＡＭ１４の互いに無相関な複数周波数
の各サンプリングデータに基づき夫々に計数値を求める
と共に、変換手段１９は計数手段１５の各計数値に基づ
き夫々に求めた各移動速度の平均値を求めるように構成
されている。即ち、図４の（Ｃ）において、特定の周波
数ｆi と、これに十分な周波数差Ωを有する周波数
ｆj ，ｆk 等との間には互いに相関が無い。しかし、速
度ｖに応じたフェージングの影響は各周波数ｆi ，
ｆj ，ｆk に対して夫々独立に、かつ同等に現れる。
手段１５はＤＰＲＡＭ１４の互いに無相関な複数周波数
の各サンプリングデータに基づき夫々に計数値を求める
と共に、変換手段１９は計数手段１５の各計数値に基づ
き夫々に求めた各移動速度の平均値を求めるように構成
されている。即ち、図４の（Ｃ）において、特定の周波
数ｆi と、これに十分な周波数差Ωを有する周波数
ｆj ，ｆk 等との間には互いに相関が無い。しかし、速
度ｖに応じたフェージングの影響は各周波数ｆi ，
ｆj ，ｆk に対して夫々独立に、かつ同等に現れる。
【００４３】そこで、再び図２において、この例の比較
部１３には周波数設定信号ｆi ，ｆ j ，ｆk （不図示）
が与えられており、該比較部１３は一連のホッピング周
波数制御信号ＨＦＣＤがこれらの設定周波数の何れかと
一致する度にＡ／Ｄ変換部１２を付勢するように構成さ
れている。従って、ＤＰＲＡＭ１４には周波数ｆi ，ｆ
j ，ｆk の各サンプリングデータＳＤ1 が時系列に書き
込まれる。
部１３には周波数設定信号ｆi ，ｆ j ，ｆk （不図示）
が与えられており、該比較部１３は一連のホッピング周
波数制御信号ＨＦＣＤがこれらの設定周波数の何れかと
一致する度にＡ／Ｄ変換部１２を付勢するように構成さ
れている。従って、ＤＰＲＡＭ１４には周波数ｆi ，ｆ
j ，ｆk の各サンプリングデータＳＤ1 が時系列に書き
込まれる。
【００４４】またこの例では、説明の簡単のため、計数
手段１５に対し、更にこれと同等の計数手段１５2 ，１
５3 が並列に設けられているとする。計数手段１５は周
波数ｆi について図２で説明した最初の実施例態様と同
等の処理を行い、計数値Ｎ3d Biを出力する。また計数手
段１５2 は周波数ｆj について、かつ計数手段１５3は
周波数ｆk について夫々に計数手段１５と同等の処理を
行い、計数値Ｎ3dBj，Ｎ3dBkを出力する。
手段１５に対し、更にこれと同等の計数手段１５2 ，１
５3 が並列に設けられているとする。計数手段１５は周
波数ｆi について図２で説明した最初の実施例態様と同
等の処理を行い、計数値Ｎ3d Biを出力する。また計数手
段１５2 は周波数ｆj について、かつ計数手段１５3は
周波数ｆk について夫々に計数手段１５と同等の処理を
行い、計数値Ｎ3dBj，Ｎ3dBkを出力する。
【００４５】そして、変換手段１９は上記の（１０）式
に基づく変換原理により計数値Ｎ3d Bi，Ｎ3dBj，Ｎ3dBk
から速度ｖi ，ｖj ，ｖk を求める。なお、この速度ｖ
i ，ｖj ，ｖk を求める各過程で、ｖi ＝ｆDiλi ，ｖ
j ＝ｆDjλj ，ｖk ＝ｆDkλ k の関係が採用されること
は言うまでも無い。従って、通常はｖi ≒ｖJ ≒ｖKの
結果が得られる。次いで変換手段１９はｖi ，ｖj ，ｖ
k の平均値ｖを求め、出力する。従って、この第３の態
様によっても速度ｖの検出誤差を極力小さくできる。
に基づく変換原理により計数値Ｎ3d Bi，Ｎ3dBj，Ｎ3dBk
から速度ｖi ，ｖj ，ｖk を求める。なお、この速度ｖ
i ，ｖj ，ｖk を求める各過程で、ｖi ＝ｆDiλi ，ｖ
j ＝ｆDjλj ，ｖk ＝ｆDkλ k の関係が採用されること
は言うまでも無い。従って、通常はｖi ≒ｖJ ≒ｖKの
結果が得られる。次いで変換手段１９はｖi ，ｖj ，ｖ
k の平均値ｖを求め、出力する。従って、この第３の態
様によっても速度ｖの検出誤差を極力小さくできる。
【００４６】更にまた、本発明の好ましい第４の態様の
計数手段１５（１５2 ，１５3 ）はＤＰＲＡＭ１４の互
いに無相関な複数周波数について夫々に周波数相関を有
する各複数周波数のサンプリングデータの平均値に基づ
き夫々に計数値を求めるように構成されている。再び図
４の（Ｃ）において、特定の周波数ｆi と、これに十分
な周波数差Ωを有する周波数ｆj ，ｆk 等は互いに相関
が無い。一方、これらの周波数ｆi ，ｆ j ，ｆk に夫々
隣接する周波数（ｆi-1 ，ｆi+1 ）、（ｆJ-1 ，
ｆj+1 ），（ｆ k-1 ，ｆk+1 ）等は周波数ｆi ，ｆj ，
ｆk と夫々に強い相関を有する。そこで、周波数ｆi ，
ｆj ，ｆk の各グループの平均値に基づいて速度ｖi ，
ｖj ，ｖ k を夫々に求め、かつ得られた速度ｖi ，
ｖj ，ｖk の平均値ｖを求めるように構成すれば、速度
ｖの検出誤差を一層小さくできる。なお、この第４の態
様の構成は上記第２，第３の態様の構成を組み合わせる
ことで容易に実現できる。
計数手段１５（１５2 ，１５3 ）はＤＰＲＡＭ１４の互
いに無相関な複数周波数について夫々に周波数相関を有
する各複数周波数のサンプリングデータの平均値に基づ
き夫々に計数値を求めるように構成されている。再び図
４の（Ｃ）において、特定の周波数ｆi と、これに十分
な周波数差Ωを有する周波数ｆj ，ｆk 等は互いに相関
が無い。一方、これらの周波数ｆi ，ｆ j ，ｆk に夫々
隣接する周波数（ｆi-1 ，ｆi+1 ）、（ｆJ-1 ，
ｆj+1 ），（ｆ k-1 ，ｆk+1 ）等は周波数ｆi ，ｆj ，
ｆk と夫々に強い相関を有する。そこで、周波数ｆi ，
ｆj ，ｆk の各グループの平均値に基づいて速度ｖi ，
ｖj ，ｖ k を夫々に求め、かつ得られた速度ｖi ，
ｖj ，ｖk の平均値ｖを求めるように構成すれば、速度
ｖの検出誤差を一層小さくできる。なお、この第４の態
様の構成は上記第２，第３の態様の構成を組み合わせる
ことで容易に実現できる。
【００４７】図５は他の実施例の計数手段のブロック図
で、この実施例はＤＰＲＡＭ１４のサンプリングデータ
とその所定区間における移動平均レベルとを比較するこ
とにより該サンプリングデータが移動平均レベルと交差
する回数の所定時間における計数値を求める場合を示し
ている。即ち、この実施例の演算部１６はアドレス信号
ＡＤ2 を制御することによりＤＰＲＡＭ１４から現時点
のサンプリングデータＳＤ2 を読み出すと共に、該サン
プリングデータＲt を出力する。また演算部１６は現時
点までの所定区間のサンプリングデータの移動平均値√
ｂ0 を求め、これをサンプリングデータＲt と同時に出
力する。コンパレータ１７は現時点のサンプリングデー
タＲt と移動平均値√ｂ0 とを比較することによりＲt
≧√ｂ0 の場合はＨＩＧＨレベルを出力する。またそれ
以外の場合はＬＯＷレベルを出力する。カウンタ１８は
コンパレータ１７の出力の立ち上がりによってカウント
アップする。なお、このカウンタ１８はカウント付勢信
号ＣＥがＨＩＧＨレベルの間（例えば１秒間）だけ付勢
されており、従って、カウンタ１８の出力にはサンプリ
ングデータが移動平均レベルを下から上に超える場合
（一方向）のレベル交差回数Ｎb0が得られる。そして、
この場合の変換手段１９は上記の（１１）式に基づく変
換原理により計数値Ｎb0から速度ｖを求める。
で、この実施例はＤＰＲＡＭ１４のサンプリングデータ
とその所定区間における移動平均レベルとを比較するこ
とにより該サンプリングデータが移動平均レベルと交差
する回数の所定時間における計数値を求める場合を示し
ている。即ち、この実施例の演算部１６はアドレス信号
ＡＤ2 を制御することによりＤＰＲＡＭ１４から現時点
のサンプリングデータＳＤ2 を読み出すと共に、該サン
プリングデータＲt を出力する。また演算部１６は現時
点までの所定区間のサンプリングデータの移動平均値√
ｂ0 を求め、これをサンプリングデータＲt と同時に出
力する。コンパレータ１７は現時点のサンプリングデー
タＲt と移動平均値√ｂ0 とを比較することによりＲt
≧√ｂ0 の場合はＨＩＧＨレベルを出力する。またそれ
以外の場合はＬＯＷレベルを出力する。カウンタ１８は
コンパレータ１７の出力の立ち上がりによってカウント
アップする。なお、このカウンタ１８はカウント付勢信
号ＣＥがＨＩＧＨレベルの間（例えば１秒間）だけ付勢
されており、従って、カウンタ１８の出力にはサンプリ
ングデータが移動平均レベルを下から上に超える場合
（一方向）のレベル交差回数Ｎb0が得られる。そして、
この場合の変換手段１９は上記の（１１）式に基づく変
換原理により計数値Ｎb0から速度ｖを求める。
【００４８】なお、この図５の実施例に対しても上記図
４で説明した第２〜第４の各実施態様を適用できること
は言うまでも無い。また、本発明による移動速度検出装
置は、移動通信システムにおける陸上伝搬路の対称性を
考えれば、移動局にも基地局にも適用できることが分か
る。また、上記本発明に好適なる複数の実施例を述べた
が、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み合
わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
４で説明した第２〜第４の各実施態様を適用できること
は言うまでも無い。また、本発明による移動速度検出装
置は、移動通信システムにおける陸上伝搬路の対称性を
考えれば、移動局にも基地局にも適用できることが分か
る。また、上記本発明に好適なる複数の実施例を述べた
が、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み合
わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００４９】
【発明の効果】以上述べた如く本発明の周波数ホッピン
グ方式における移動速度検出装置は、上記構成であるの
で、周波数ホッピング方式によりスペクトラム拡散通信
を行う２局間の相対的な移動速度をその受信波に基づき
簡単な構成で能率良く検出できる。
グ方式における移動速度検出装置は、上記構成であるの
で、周波数ホッピング方式によりスペクトラム拡散通信
を行う２局間の相対的な移動速度をその受信波に基づき
簡単な構成で能率良く検出できる。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は実施例の移動速度検出装置のブロック図
である。
である。
【図３】図３は実施例の速度検出装置のタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図４】図４は計数手段の他の実施態様を説明する図で
ある。
ある。
【図５】図５は他の実施例の計数手段のブロック図であ
る。
る。
【図６】図６は従来のＦＨ方式によるディジタル移動通
信を説明する図である。
信を説明する図である。
【図７】図７は既提案の速度検出原理（２）を説明する
図である。
図である。
【図８】図８は既提案の速度検出原理（２）のタイミン
グチャートである。
グチャートである。
１ アンテナ ２ 受信手段 １０ サンプリング手段 １４ 記憶手段 １５ 計数手段 １９ 変換手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｅ
Claims (5)
- 【請求項１】 周波数ホッピング方式によりスペクトル
拡散された電波を受信し、これをスペクトル逆拡散する
受信手段と、 受信手段の受信レベルを検出すると共に前記逆拡散制御
に同期して所定周波数の受信レベルをサンプリングする
サンプリング手段と、 サンプリング手段の所定数のサンプリングデータを時系
列に記憶する記憶手段と、 記憶手段のサンプリングデータを時系列に比較すること
によりその差分が所定閾値以上となる場合の所定時間に
おける計数値を求める計数手段と、 計数手段の計数値に基づき電波を送信する他局との相対
的移動速度を求める変換手段とを備えることを特徴とす
る周波数ホッピング方式における移動速度検出装置。 - 【請求項２】 周波数ホッピング方式によりスペクトル
拡散された電波を受信し、これをスペクトル逆拡散する
受信手段と、 受信手段の受信レベルを検出すると共に前記逆拡散制御
に同期して所定周波数の受信レベルをサンプリングする
サンプリング手段と、 サンプリング手段の所定数のサンプリングデータを時系
列に記憶する記憶手段と、 記憶手段のサンプリングデータとその所定区間における
移動平均レベルとを比較することにより該サンプリング
データが移動平均レベルと交差する回数の所定時間にお
ける計数値を求める計数手段と、 計数手段の計数値に基づき電波を送信する他局との相対
的移動速度を求める変換手段とを備えることを特徴とす
る周波数ホッピング方式における移動速度検出装置。 - 【請求項３】 計数手段は記憶手段の互いに周波数相関
を有する複数周波数の各サンプリングデータの平均値に
基づいて計数値を求めるように構成されていることを特
徴とする請求項１又は２の周波数ホッピング方式におけ
る移動速度検出装置。 - 【請求項４】 計数手段は記憶手段の互いに無相関な複
数周波数の各サンプリングデータに基づき夫々に計数値
を求めると共に、変換手段は計数手段の各計数値に基づ
き夫々に求めた各移動速度の平均値を求めるように構成
されていることを特徴とする請求項１又は２の周波数ホ
ッピング方式における移動速度検出装置。 - 【請求項５】 計数手段は記憶手段の互いに無相関な複
数周波数について夫々に周波数相関を有する各複数周波
数のサンプリングデータの平均値に基づき夫々に計数値
を求めるように構成されていることを特徴とする請求項
４の周波数ホッピング方式における移動速度検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6147253A JPH0815417A (ja) | 1994-06-29 | 1994-06-29 | 周波数ホッピング方式における移動速度検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6147253A JPH0815417A (ja) | 1994-06-29 | 1994-06-29 | 周波数ホッピング方式における移動速度検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0815417A true JPH0815417A (ja) | 1996-01-19 |
Family
ID=15426055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6147253A Withdrawn JPH0815417A (ja) | 1994-06-29 | 1994-06-29 | 周波数ホッピング方式における移動速度検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0815417A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004501530A (ja) * | 2000-03-03 | 2004-01-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 速度推定に基づく利得表 |
| JP2010518755A (ja) * | 2007-02-06 | 2010-05-27 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 広帯域パイロット信号用ホッピング構造 |
| WO2011055466A1 (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-12 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および方法 |
-
1994
- 1994-06-29 JP JP6147253A patent/JPH0815417A/ja not_active Withdrawn
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004501530A (ja) * | 2000-03-03 | 2004-01-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 速度推定に基づく利得表 |
| JP2011130467A (ja) * | 2000-03-03 | 2011-06-30 | Qualcomm Inc | 速度推定に基づく利得表 |
| JP2010518755A (ja) * | 2007-02-06 | 2010-05-27 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 広帯域パイロット信号用ホッピング構造 |
| US8213483B2 (en) | 2007-02-06 | 2012-07-03 | Qualcomm Incorporated | Hopping structures for broadband pilot signals |
| JP2013017232A (ja) * | 2007-02-06 | 2013-01-24 | Qualcomm Inc | 広帯域パイロット信号用ホッピング構造 |
| WO2011055466A1 (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-12 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および方法 |
| JP2011101294A (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | 受信装置および方法 |
| US8687515B2 (en) | 2009-11-09 | 2014-04-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Reception device and method of determining the velocity of the device based on a received pilot signal |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |