JPH08154382A - 単一台形波ｒｍｓ調整器 - Google Patents

単一台形波ｒｍｓ調整器

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JPH08154382A
JPH08154382A JP7128763A JP12876395A JPH08154382A JP H08154382 A JPH08154382 A JP H08154382A JP 7128763 A JP7128763 A JP 7128763A JP 12876395 A JP12876395 A JP 12876395A JP H08154382 A JPH08154382 A JP H08154382A
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JP7128763A
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Inventor
J Gary Batson
バットソン ジェイ．ゲイリー
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Arris Enterprises LLC
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Antec Corp
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F1/00—Magnets or magnetic bodies characterised by the magnetic materials therefor; Selection of materials for their magnetic properties
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control

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  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 台形波形に適合しかつ周波数がかなり変動し
ても有効な電源を、ディジタルフィードバック方式で信
頼度高く安価に作ることができるＲＭＳ電圧調整器を提
供する。 【構成】 電源のＲＭＳ調整器であって、台形波形のピ
ーク波頂電圧値を高速でサンプリングしてディジタルル
ープフィードバックを行い、マイクロプロセッサは台形
波形の立ち上がり／立ち下がり時間の開始時刻か速度を
制御して、次の波形出力の波頂幅を調整しまたＲＭＳ電
圧調整を行うことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】本特許の開示の一部は著作権保護に該当す
る材料を含む。著作権者は、特許商標庁のファイルまた
は記録に存在する特許資料または特許開示をいかなる人
でも複写することに異議を唱えないが、その他の場合は
全ての著作権を留保する。
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は一般にＲＭＳ電圧調整器
に関し、より詳しくは、ディジタルフィードバックを用
いて台形波形の時間位置、または立ち上がりおよび立ち
下がり時間の速度を制御して台形波出力の波頂幅を変調
する、ＲＭＳ電圧調整器に関する。
【０００３】
【従来の技術】例えばＣＡＴＶおよび広帯域通信分配シ
ステムや充電器などで用いられる、ＲＭＳ電圧調整シス
テムの優れた簡単な制御が求められている。あらゆる交
流およびパルス直流電力システムでは二乗平均（ＲＭ
Ｓ）の決定が非常に重要であって、電圧または電流で測
定された回路に与えられる有効交流電力の実際の「質」
を決定するのにＲＭＳの計算は重要な実際的手段であ
る。
【０００４】これまでＲＭＳ制御システムは、例えば交
流とパルス直流出力の両方に使えないことや、種々のパ
ルス幅変調スイッチ配置すなわちシステムに適合しない
ために、１つか通常はいくつかの点で電源への接続が限
られていた。更にこれらの従来のシステムはアナログフ
ィードバック制御を用いてＲＭＳ調整を行っている。
【０００５】同様に従来の方法は、正確な台形出力波を
高い信頼度で与えたり、精密なＲＭＳ電圧調整を最大変
換効率で達成したりすることができなかった。従来のア
ナログ方式のＲＭＳ電圧調整は、出力波を基準波に比例
させるようにフィードバックをかけたＰＷＭ増幅器を用
いている。このためには、波頂値だけでなく、パルスの
立ち上がり（立ち下がり）時間を制御しなければならな
い。またこの方法は、ディジタル制御方式に簡単に適用
することができない。その結果、切り換え損失が大き
い。またアナログＰＷＭ制御はディジタル制御より柔軟
でなく、また実現するのに費用がかかる。
【０００６】出力Ｌ−Ｃ回路などに従来の電力入力を供
給するアナログパルス幅変調システムを用いるより、デ
ィジタルループ制御およびパルス波頂幅変調の方が望ま
しい場合がある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上に述べた機
能を完全に満たし、またその他の結果を達成し更に別の
機能を備える、高度に望ましい能力と多様性を持つ、デ
ィジタル制御ＲＭＳ調整器およびインバータシステムを
与える。従って本発明のＲＭＳ調整器は重要な電源の柔
軟性を増し、ディジタルループ制御方式に容易に適用す
ることができる。パルス幅変調は、パルスの立ち上がり
（または立ち下がり）時間を一定にしたままパルスの波
頂幅を調整するか、またはパルスの立ち上がり（または
立ち下がり）時間の速度だけを調整することにより、パ
ルス幅を制御する。
【０００８】これらの機能は、制御と設計が簡単である
ことや、高度に予測可能な無線周波数干渉性能を持つこ
とや、回路が補助機能やループ制御を行いまたディジタ
ルループアルゴリズムの論理を制御できることを含む。
また波形の波頂値のサンプリングが早く、次のパルスの
立ち上がり／立ち下がり時間か開始時刻は、従ってパル
ス波頂幅およびＲＭＳ値は、ＰＷＭマイクロプロセッサ
で制御される。
【０００９】本システムの主な機能は、ディジタルルー
プ制御アルゴリズムと波頂幅変調方式を用いて、出力波
を発生し制御することである。
【００１０】このため、本発明のＲＭＳ電圧調整はディ
ジタルのパルス幅変調制御ループを用いてユニークに行
われ、また直流以上の動作周波数で、明確に調整された
台形出力波を生成することのできる電圧インバータを製
作することができる。従って本発明のシステムは、台形
入力波形に適合しかつ周波数がかなり変動しても有効
な、負荷を駆動する電源に適用できる。
【００１１】ディジタル制御方式を用いることにより、
ＲＭＳ電圧調整器の制御と設計が簡単になる。マイクロ
プロセッサは次の周期の立ち上がり時間ｔｒの開始時刻
を簡単に計算して、この周期Ｔの間に波頂幅ｔｏを変調
すなわち変更することにより出力をＲＭＳ制御するだけ
なので、マイクロプロセッサはこの校正を実行する必要
がないときは補助的な機能を実行することができる。
【００１２】本システムのＲＭＳ電圧調整器は、切り替
え損失が極めて小さい最大連続電源（ＵＰＳ）変換効率
で実行する。また本システムは、直流以上の広い範囲の
動作周波数を選択することができる。台形出力波は極め
て正確で、交流またはパルス直流出力に適合する。論理
を、広い範囲のＰＷＭスイッチ配置を制御することので
きる調整アルゴリズムに適用することができる。最後
に、制御がディジタルなので、このシステムは高度に予
測可能な無線周波数干渉（ＲＦＩ）性能を持つ。
【００１３】従って本発明は、次の要素を備えるＲＭＳ
電圧調整器に関する。すなわち、直流電圧を受ける入力
と、波頂幅ｔｏ、立ち上がりまたは立ち下がり時間
ｔｒ、半サイクル周期Ｔ＝ｔｏ＋ｔｒ絶対波頂電圧ピー
ク値Ｖｐｋを持つＲＭＳ制御の台形電圧波形を与える駆
動回路出力と、を持つパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッ
チ。ドライバ回路出力に結合して台形電圧波頂ピーク値
Ｖｐｋの絶対値のアナログ値をディジタル値に変換する
Ａ−Ｄ変換器。Ａ−Ｄ変換器およびＰＷＭスイッチに結
合し、ディジタル値Ｖｐｋを用いて次の半サイクル周期
Ｔの開始時刻を計算して、ＰＷＭスイッチにより台形電
圧波の位置かまたは立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔ
ｒの速度を制御して、所定のＲＭＳ調整出力を保持する
マイクロプロセッサ装置。
【００１４】
【実施例】図１の本発明の単一台形波は以下の式から得
られる。これらの式については改めて説明する必要はな
いと考える。
【数２】
【００１５】負荷力率の式ＰＦは理論最大負荷力率を計
算する。一貫性を保つために、負荷は無限大の容量を持
つ全波コンデンサ入力フィルタを用い、従って全ての電
力は電力波の波頂幅期間ｔｏ中は均一に送られると仮定
する。予想されるように実際の力率は、本質的に負荷の
キャパシタンスの大きさに依存するので、式から得られ
る値より小さい。図１に示す波形は台形であって、０ボ
ルト基準線の正側と負側に発生するので交流である。図
１の−Ｖｐｋ線４０またはＶｐｋ線４２を移動して台形
波形全対を０ボルト基準線に対して正または負にするこ
とにより、波形を完全に直流にすることができることは
明らかである。
【００１６】台形波形を作るための、例示の新規のＲＭ
Ｓ調整器１０を図２に示す。これは、バイポーラＰＷＭ
スイッチ／ドライバ１２から交流パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）波形を出力共通線１４と線１６の間に生成する。出
力線１６は、Ｌ１とＣ１とＲ１とＣ２で作る従来の出力
フィルタから出力電圧を供給する。以下に図３と図４に
示すように台形出力波が波頂幅変調により適切に制御さ
れている限り、本システムの機能はいかなる特定のフィ
ルタシステムや駆動方式や電力スイッチ配置にも制限さ
れない。同様に、ＰＷＭスイッチ１２は直流結合または
交流結合方式を用いてよい。交流電圧はＡＣ−ＤＣ変換
器１８により直流電圧に変換することが望ましい。
【００１７】バイポーラＰＷＭスイッチ／ドライバは以
前からあるもので、この技術ではよく知られている。た
だし、用いるのはＦＥＴ（電界効果トランジスタ）など
のディジタル制御スイッチであって、調整器１０のアナ
ログ出力と標準電圧とを比較する比較器でリレー接点な
どを閉じる方式のアナログ制御スイッチではない。
【００１８】図２に示すＲＭＳ調整器１０のユニークな
機能は、マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）２４からの２本
の制御線２０と２２を用いてＰＷＭスイッチ／ドライバ
１２のスイッチを制御することである。線２０は使用可
能線であって、ＭＰＵ２４をよく知られた方法でパワー
アップするとスイッチ／ドライバ１２内のスイッチを閉
に保持して使用可能にする。また線２０はスイッチ／ド
ライバ１２内のスイッチを使用禁止にすることにより電
源を停止する手段を与える。
【００１９】極性線２２はスイッチ／ドライバ１２から
の出力の極性を選択する。電力スイッチ／ドライバ１２
の駆動回路はスイッチ導通むだ時間を容易に制御できる
ので、システムは簡単になる。これについては、図５の
説明を見れば容易に理解できる。
【００２０】ディジタルフィードバックループはシステ
ムを厳密に制御する回路を備え、かつ端子１４と１６の
出力波を調整することによって形成されるので、（図１
を参照すると）ピーク電圧波頂Ｖｐｋの絶対値は各出力
波の立ち上がり時間ｔｒの直後に測定することができ
る。この回路を、図２のＡ−Ｄインターフェースブロッ
ク２６で示す。このようなインターフェースブロック２
６は一般によく知られており、いろいろの方法で作るこ
とができる。これは本発明の一部として必要であり、Ｍ
ＰＵ２４は台形出力波形の波頂値ピーク電圧Ｖｐｋを各
時間周期ｔｏの初め（図１）に使用できる。
【００２１】波頂電圧の値は立ち上がり／立ち下がり時
間の直後にＡ−Ｄインターフェースブロック２６でサン
プリングされ、マイクロプロセッサ２４はこれを用いて
次の立ち上がり／立ち下がり時間または立ち上がり／立
ち下がり時間の速度および得られる波頂ピーク電圧を制
御する。
【００２２】従ってマイクロプロセッサ２４は、波頂電
圧Ｖｐｋと所望のＶｒｍｓと周波数Ｆを知り、式（６）
を用いて、所望のＶｒｍｓを得るのに必要な立ち上がり
および立ち下がり時間ｔｒの速度を計算する。マイクロ
プロセッサはＰＷＭスイッチ／ドライバ１２を制御し
て、立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を変え
て波頂幅ｔｏを調整する。
【００２３】同様にして、所望のＶｒｍｓと波頂ピーク
電圧Ｖｐｋと周波数Ｆを知り、また式（５）を用いてｔ
ｏ＝Ｔ−ｔｒを知って、マイクロプロセッサは立ち上が
りおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を一定に保って時間
Ｔを変化させることにより、立ち上がりおよび立ち下が
り時間ｔｒ始まる点を決めて波頂幅ｔｏを変調する。
【００２４】これは図３の波形で明らかに見ることがで
きる。立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を一
定に保ち、立ち上がり（立ち下がり時間）ｔｒの開始を
ｔｒ１かｔｒ２（点線で示す）の方向に動かすことによ
って図１に示す時間Ｔを変えて、パルスの波頂幅ｔ
ｏ（６６）をｔｏ，ｔｏ １又はｔｏ ２に変調することが
できる。
【００２５】この例では、マイクロプロセッサ２４はＰ
ＷＭスイッチ１２を制御して、立ち上がりおよび立ち下
がり時間の速度を一定に保ち、台形波の立ち上がりおよ
び立ち下がり時間ｔｒ開始時刻を変えることにより波頂
ｔｏを変えることが分かる。
【００２６】別の実施態様を、図４の波形に関連して見
ることができる。この場合は、マイクロプロセッサは前
に説明したように式（６）を用いて、立ち上がりおよび
立ち下がり時間ｔｒの速度を変える。立ち上がりおよび
立ち下がり時間ｔｒの速度を図示のようにｔｒ１かｔ
ｒ２の方向に変えて、波頂幅ｔｏを対応するｔｏ １かｔ
ｏ ２にそれぞれ変化させ、すなわち変調する。
【００２７】従って、台形周期Ｔ（図１）の間の分かっ
ているＶｐｋの値と、波形の立ち上がりまたは立ち下が
ら時間ｔｒと、時間周期Ｔにわたって積分した所望のＲ
ＭＳ出力電圧Ｖｒｍｓとを用いて、ＭＰＵ２４は次の立
ち上がり（立ち下がり）時間ｔｒの開始時刻を計算し、
各時間ｔｒの幅を変えて各周期Ｔの波頂幅ｔｏを変調す
ることにより、出力をＲＭＳ調整する。
【００２８】図５は、新規のＲＭＳ調整器１０とスイッ
チ／ドライバ１２の詳細図である。スイッチＳＡ、Ｓ
Ｂ、ＳＣ、ＳＤはこの技術で以前からよく知られたＦＥ
Ｔスイッチでよく、マイクロプロセッサ２４からの出力
制御サイフォン線２０（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）により開閉す
る。ドライバ回路２１は線２０から制御信号Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄを受け、必要なＦＥＴスイッチＳＡ、ＳＢ、Ｓ
Ｃ、ＳＤを駆動する。極性線２２（図２）は、スイッチ
対ＳＡとＳＤまたはスイッチ対ＳＢとＳＣのどちらを駆
動するかを、よく知られた方法で選択する。これは、線
２２の極性信号が必要なＦＥＴをよく知られた方法で使
用可能にすることにより行うことができる。スイッチ対
ＳＡとＳＤが使用可能になると線１６の出力は負にな
り、線１４の出力は正になる。スイッチ対ＳＢとＳＣが
使用可能になると線１６の出力は正になり、線１４の出
力は負になる。
【００２９】使用可能スイッチ対は一定の速度で開閉し
て立ち上がりおよび立ち下がり時間を一定にし、１サイ
クル中の最初に閉じる時刻を変えると図１の周期Ｔが変
わり、従って波頂幅ｔｏが変調する。しかし使用可能ス
イッチ対を開閉する速度を変えて、立ち上がりおよび立
ち下がりが起こる速度を変えることもできる。従ってマ
イクロプロセッサ２４は、立ち上がりおよび立ち下がり
時間の速度を変えることにより、または速度は一定に保
って１サイクルＴの開始時刻を変えることにより、波頂
幅を変調することができる。
【００３０】本発明のＲＭＳシステムと従来のアナログ
システムとの簡単な比較 ここに開示したシステムとは対照的に、従来のＰＷＭ増
幅器はアナログフィードバックを用いて出力波を基準信
号に比例させる。これは確かにＲＭＳ調整を行うが、波
頂値Ｖｐｋと立ち上がり時間ｔｒの両方を制御する必要
がある。このため切り替え損失が大きくなり、所望の結
果を得るのに柔軟性が小さく費用が必要以上にかかるア
ナログＰＷＭ制御になる。
【００３１】逆に本発明では、時間ｔｏの幅を制御しす
なわち変調してＲＭＳ出力値を制御する。このために
は、立ち上がり時間ｔｒの速度か位置を正確に制御しな
ければならない。立ち上がり時間の所定の所望の速度と
ＭＰＵ２４の命令サイクル時間を用いて、ＰＷＭ切り替
えシーケンスを容易に定義してＭＰＵ２４にプログラム
し、ローディン波形と出力波形の間の相互作用を最小に
して所望の速度で出力Ｌ−Ｃ網（図２）を充電すること
ができる。この結果を得るためのソフトウェアプログラ
ムが次の様に示される。
【００３２】
【表１】
【００３３】
【表２】
【００３４】
【表３】
【００３５】ＭＰＵ２４が各立ち上がり（立ち下がり）
時間ｔｒの初めに線２２に極性信号を出すと、ＰＭＷ１
２切り替えシーケンスにより図２の出力１６の極性が反
転する。この極性の反転は、前に述べたよく知られた方
法で、スイッチ対ＳＡとＳＤまたはＳＢとＳＣを選択し
て使用可能にすることにより行う。シーケンスが終わる
と、ＭＰＵ２４はＡ−Ｄインターフェースユニット２６
からピーク波頂電圧Ｖｐｋを読み、次のシーケンスの開
始時刻や立ち上がり時間の必要な速度を直ちに計算し
て、正しいＲＭＳ調整を維持する。計算が終わると、Ｍ
ＰＵ２４は次の出力シーケンスを計算するまで「自由
な」時間を持つ。この待ち時間すなわちアイドル時間中
に、ＭＰＵ２４はそれぞれの電力応用に必要なまたは望
ましい他の機能を処理する。
【００３６】この方式でＭＰＵ２４を用いた機能的な結
果を示し理解を助けるために、６０ポルトピーク波頂の
台形波の所望の立ち上がり時間ｔｒを７００ミリ秒とし
て、よく知られたＳＰＩＣＥシミュレーションを行う。
ＳＰＩＣＥシミュレーションには市販のソフトウエアを
用い、ハードウエアの動作をシミュレートする。命令シ
ーケンスのモデルとして、ＭＰＵ２４は４４７ｋＨｚ最
大ポートビットトグル速度が可能であった。図２に示す
Ｌ−Ｃ網の定数は次の通りであった。 Ｌ１＝１００μｈ、Ｃ１＝５μｆ、Ｒ１＝２、Ｃ２＝３
０μｆ
【００３７】ＳＰＩＣＥシミュレーションを用いて出力
フィルタと負荷をモデル化し、前に述べた所定のＰＷＭ
１２入力パラメータを与えた結果を図６と図７に示す。
両図において、Ｌ１内の電流を線３０で示し、出力電圧
ｔｒを線３２で示し、ピーク波頂Ｖｐｋを線３４で示
す。図６では、図２の負荷抵抗Ｒ１の値は１０，０００
オームである。図７では、図２のＲ１の値は４オームで
ある。この例の台形波システムの制御と調整が優れてい
ることは、非常に異なる２つの負荷抵抗の例を見れば明
かである。
【００３８】ディジタルのパルス幅変調制御ループを用
いてＲＭＳ電圧調整を行う新規なシステムと方法を開示
した。この新規な調整器により、交流または直流のＲＭ
Ｓ制御台形出力波を発生する直流電圧インバータを作る
ことができる。この方法は、台形入力波形に適合しかつ
周波数がかなり変動しても有効な、負荷を駆動する電源
に適用できる。これは、実際には切り替え電源負荷を全
て含む。
【００３９】この新規なシステムと方法は、マイクロプ
ロセッサを用いて台形波形のＲＭＳ電圧調整を行って、
次のようにパルス幅変調スイッチを制御する。すなわち
（１）台形波の立ち上がりおよび立ち下がり時間を一定
に保ち、台形波の立ち上がりおよび立ち下がり時間の開
始時刻を変えることにより波頂幅を変える、すなわち変
調する。または、（２）立ち上がりおよび立ち下がり時
間の速度を変えて波頂値を変調し、台形波のＲＭＳ値を
制御する。
【００４０】従って、本発明はＣＡＴＶ分配、充電器、
任意の分散電力システムの前調整およびＲＭＳシステム
などの各種の電力環境において、簡単で信頼性の高い変
換および切り替えシステムを提供する。
【００４１】望ましい実施態様に関連して本発明を説明
したが、本発明の範囲は設定された特定の形式に制限さ
れるものではなく、特許請求の範囲に定義されている本
発明の精神と範囲に含まれる代替、修正、同等物を含む
ものである。
【図面の簡単な説明】
本発明の各種の機能は以下の各図の詳細な説明により完
全に開示される。図中の同じ数字は同じ要素を表す。
【図１】本発明の台形波形と、ＲＭＳ制御出力を与える
のに必要な数式をマイクロプロセッサが計算するために
用いる要素とを示す図。
【図２】本発明の例示のＲＭＳ調整器のブロック図。
【図３】立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの開始時
刻を変えることにより、マイクロプロセッサが台形波形
の波頂幅を変調する方法を示す波形。
【図４】波形の立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの
速度を変えることにより、マイクロプロセッサが台形波
形の波頂幅を制御しすなわち変調する方法を示す波形。
【図５】バイポーラＴＷＭスイッチ／ドライバの詳細を
示す、本発明のＲＭＳ調整器の例。
【図６】所定の抵抗負荷を用いた、本発明の制御システ
ムの動作結果を表す例示のグラフ。
【図７】異なる所定の抵抗負荷を用いた、本発明の制御
システムの動作結果を表す同様な例示のグラフ。
【符号の説明】
１０ ＲＭＳ電圧調整器 １２ ＰＷＭスイッチ／ドライバ １８ ＡＣ−ＤＣ変換器 ２４ マイクロプロセッサ ２６ Ａ−Ｄ変換器 ３０，３２，３４，３６ スイッチ Ｔ 半サイクルの周期 ｔｏ 波頂幅 ｔｒ 立ち上がりまたは立ち下がり
時間 Ｖｐｋ 波頂のピーク値
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年８月４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 単一台形波ＲＭＳ調整器
【特許請求の範囲】
【数１】 ただしＶｐｋ＝絶対ピーク波頂値、スルー＝前記一定の
半サイクルＴの間の最大スルーレート（ボルト／μ
Ｓ）、に従って前記立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔ
ｒの速度を変えることにより前記波頂幅ｔｏを変調し
て、前記ＲＭＳ電圧調整出力を与える、段階を更に含
む、請求項７記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】本特許の開示の一部は著作権保護に該当す
る材料を含む。著作権者は、特許商標庁のファイルまた
は記録に存在する特許資料または特許開示をいかなる人
でも複写することに異議を唱えないが、その他の場合は
全ての著作権を留保する。
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は一般にＲＭＳ電圧調整器
に関し、より詳しくは、ディジタルフィードバックを用
いて台形波形の時間位置、または立ち上がりおよび立ち
下がり時間の速度を制御して台形波出力の波頂幅を変調
する、ＲＭＳ電圧調整器に関する。
【０００３】
【従来の技術】例えばＣＡＴＶおよび広帯域通信分配シ
ステムや充電器などで用いられる、ＲＭＳ電圧調整シス
テムの優れた簡単な制御が求められている。あらゆる交
流およびパルス直流電力システムでは二乗平均（ＲＭ
Ｓ）の決定が非常に重要であって、電圧または電流で測
定された回路に与えられる有効交流電力の実際の「質」
を決定するのにＲＭＳの計算は重要な実際的手段であ
る。
【０００４】これまでＲＭＳ制御システムは、例えば交
流とパルス直流出力の両方に使えないことや、種々のパ
ルス幅変調スイッチ配置すなわちシステムに適合しない
ために、１つか通常はいくつかの点で電源への接続が限
られていた。更にこれらの従来のシステムはアナログフ
ィードバック制御を用いてＲＭＳ調整を行っている。
【０００５】同様に従来の方法は、正確な台形出力波を
高い信頼度で与えたり、精密なＲＭＳ電圧調整を最大変
換効率で達成したりすることができなかった。従来のア
ナログ方式のＲＭＳ電圧調整は、出力波を基準波に比例
させるようにフィードバックをかけたＰＷＭ増幅器を用
いている。このためには、波頂値だけでなく、パルスの
立ち上がり（立ち下がり）時間を制御しなければならな
い。またこの方法は、ディジタル制御方式に簡単に適用
することができない。その結果、切り換え損失が大き
い。またアナログＰＷＭ制御はディジタル制御より柔軟
でなく、また実現するのに費用がかかる。
【０００６】出力Ｌ−Ｃ回路などに従来の電力入力を供
給するアナログパルス幅変調システムを用いるより、デ
ィジタルループ制御およびパルス波頂幅変調の方が望ま
しい場合がある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上に述べた機
能を完全に満たし、またその他の結果を達成し更に別の
機能を備える、高度に望ましい能力と多様性を持つ、デ
ィジタル制御ＲＭＳ調整器およびインバータシステムを
与える。従って本発明のＲＭＳ調整器は重要な電源の柔
軟性を増し、ディジタルループ制御方式に容易に適用す
ることができる。パルス幅変調は、パルスの立ち上がり
（または立ち下がり）時間を一定にしたままパルスの波
頂幅を調整するか、またはパルスの立ち上がり（または
立ち下がり）時間の速度だけを調整することにより、パ
ルス幅を制御する。
【０００８】これらの機能は、制御と設計が簡単である
ことや、高度に予測可能な無線周波数干渉性能を持つこ
とや、回路が補助機能やループ制御を行いまたディジタ
ルループアルゴリズムの論理を制御できることを含む。
また波形の波頂値のサンプリングが早く、次のパルスの
立ち上がり／立ち下がり時間か開始時刻は、従ってパル
ス波頂幅およびＲＭＳ値は、ＰＷＭマイクロプロセッサ
で制御される。
【０００９】本システムの主な機能は、ディジタルルー
プ制御アルゴリズムと波頂幅変調方式を用いて、出力波
を発生し制御することである。
【００１０】このため、本発明のＲＭＳ電圧調整はディ
ジタルのパルス幅変調制御ループを用いてユニークに行
われ、また直流以上の動作周波数で、明確に調整された
台形出力波を生成することのできる電圧インバータを製
作することができる。従って本発明のシステムは、台形
入力波形に適合しかつ周波数がかなり変動しても有効
な、負荷を駆動する電源に適用できる。
【００１１】ディジタル制御方式を用いることにより、
ＲＭＳ電圧調整器の制御と設計が簡単になる。マイクロ
プロセッサは次の周期の立ち上がり時間ｔｒの開始時刻
を簡単に計算して、この周期Ｔの間に波頂幅ｔｏを変調
すなわち変更することにより出力をＲＭＳ制御するだけ
なので、マイクロプロセッサはこの校正を実行する必要
がないときは補助的な機能を実行することができる。
【００１２】本システムのＲＭＳ電圧調整器は、切り替
え損失が極めて小さい最大連続電源（ＵＰＳ）変換効率
で実行する。また本システムは、直流以上の広い範囲の
動作周波数を選択することができる。台形出力波は極め
て正確で、交流またはパルス直流出力に適合する。論理
を、広い範囲のＰＷＭスイッチ配置を制御することので
きる調整アルゴリズムに適用することができる。最後
に、制御がディジタルなので、このシステムは高度に予
測可能な無線周波数干渉（ＲＦＩ）性能を持つ。
【００１３】従って本発明は、次の要素を備えるＲＭＳ
電圧調整器に関する。すなわち、直流電圧を受ける入力
と、波頂幅ｔｏ、立ち上がりまたは立ち下がり時間
ｔｒ、半サイクル周期Ｔ＝ｔｏ＋ｔｒ、絶対波頂電圧ピ
ーク値Ｖｐｋを持つＲＭＳ制御の台形電圧波形を与える
駆動回路出力と、を持つパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッ
チ。ドライバ回路出力に結合して台形電圧波頂ピーク値
Ｖｐｋの絶対値のアナログ値をディジタル値に変換する
Ａ−Ｄ変換器。Ａ−Ｄ変換器およびＰＷＭスイッチに結
合し、ディジタル値Ｖｐｋを用いて次の半サイクル周期
Ｔの開始時刻を計算して、ＰＷＭスイッチにより台形電
圧波の位置かまたは立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔ
ｒの速度を制御して、所定のＲＭＳ調整出力を保持する
マイクロプロセッサ装置。
【００１４】
【実施例】図１の本発明の単一台形波は以下の式から得
られる。これらの式については改めて説明する必要はな
いと考える。
【数２】
【００１５】負荷力率の式ＰＦは理論最大負荷力率を計
算する。一貫性を保つために、負荷は無限大の容量を持
つ全波コンデンサ入力フィルタを用い、従って全ての電
力は電力波の波頂幅期間ｔｏ中は均一に送られると仮定
する。予想されるように実際の力率は、本質的に負荷の
キャパシタンスの大きさに依存するので、式から得られ
る値より小さい。図１に示す波形は台形であって、０ボ
ルト基準線の正側と負側に発生するので交流である。図
１の−Ｖｐｋ線４０またはＶｐｋ線４２を移動して台形
波形全体を０ボルト基準線に対して正または負にするこ
とにより、波形を完全に直流にすることができることは
明らかである。
【００１６】台形波形を作るための、例示の新規のＲＭ
Ｓ調整器１０を図２に示す。これは、バイポーラＰＷＭ
スイッチ／ドライバ１２から交流パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）波形を出力共通線１４と線１６の間に生成する。出
力線１６は、Ｌ１とＣ１とＲ１とＣ２で作る従来の出力
フィルタから出力電圧を供給する。以下に図３と図４に
示すように台形出力波が波頂幅変調により適切に制御さ
れている限り、本システムの機能はいかなる特定のフィ
ルタシステムや駆動方式や電力スイッチ配置にも制限さ
れない。同様に、ＰＷＭスイッチ１２は直流結合または
交流結合方式を用いてよい。交流電圧はＡＣ−ＤＣ変換
器１８により直流電圧に変換することが望ましい。
【００１７】バイポーラＰＷＭスイッチ／ドライバは以
前からあるもので、この技術ではよく知られている。た
だし、用いるのはＦＥＴ（電界効果トランジスタ）など
のディジタル制御スイッチであって、調整器１０のアナ
ログ出力と標準電圧とを比較する比較器でリレー接点な
どを閉じる方式のアナログ制御スイッチではない。
【００１８】図２に示すＲＭＳ調整器１０のユニークな
機能は、マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）２４からの２本
の制御線２０と２２を用いてＰＷＭスイッチ／ドライバ
１２のスイッチを制御することである。線２０は使用可
能線であって、ＭＰＵ２４をよく知られた方法でパワー
アップするとスイッチ／ドライバ１２内のスイッチを閉
に保持して使用可能にする。また線２０はスイッチ／ド
ライバ１２内のスイッチを使用禁止にすることにより電
源を停止する手段を与える。
【００１９】極性線２２はスイッチ／ドライバ１２から
の出力の極性を選択する。電力スイッチ／ドライバ１２
の駆動回路はスイッチ導通むだ時間を容易に制御できる
ので、システムは簡単になる。これについては、図５の
説明を見れば容易に理解できる。
【００２０】ディジタルフィードバックループはシステ
ムを厳密に制御する回路を備え、かつ端子１４と１６の
出力波を調整することによって形成されるので、（図１
を参照すると）ピーク電圧波頂Ｖｐｋの絶対値は各出力
波の立ち上がり時間ｔｒの直後に測定することができ
る。この回路を、図２のＡ−Ｄインターフェースブロッ
ク２６で示す。このようなインターフェースブロック２
６は一般によく知られており、いろいろの方法で作るこ
とができる。これは本発明の一部として必要であり、Ｍ
ＰＵ２４は台形出力波形の波頂値ピーク電圧Ｖｐｋを各
時間周期ｔｏの初め（図１）に使用できる。
【００２１】波頂電圧の値は立ち上がり／立ち下がり時
間の直後にＡ−Ｄインターフェースブロック２６でサン
プリングされ、マイクロプロセッサ２４はこれを用いて
次の立ち上がり／立ち下がり時間または立ち上がり／立
ち下がり時間の速度および得られる波頂ピーク電圧を制
御する。
【００２２】従ってマイクロプロセッサ２４は、波頂電
圧Ｖｐｋと所望のＶｒｍｓと周波数Ｆを知り、式（６）
を用いて、所望のＶｒｍｓを得るのに必要な立ち上がり
および立ち下がり時間ｔｒの速度を計算する。マイクロ
プロセッサはＰＷＭスイッチ／ドライバ１２を制御し
て、立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を変え
て波頂幅ｔｏを調整する。
【００２３】同様にして、所望のＶｒｍｓと波頂ピーク
電圧Ｖｐｋと周波数Ｆを知り、また式（５）を用いてｔ
ｏ＝Ｔ−ｔｒを知って、マイクロプロセッサは立ち上が
りおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を一定に保って時間
Ｔを変化させることにより、立ち上がりおよび立ち下が
り時間ｔｒが始まる点を決めて波頂幅ｔｏを変調する。
【００２４】これは図３の波形で明らかに見ることがで
きる。立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を一
定に保ち、立ち上がり（立ち下がり時間）ｔｒの開始を
ｔｒ１かｔｒ２（点線で示す）の方向に動かすことによ
って図１に示す時間Ｔを変えて、パルスの波頂幅ｔ
ｏ（６６）をｔｏ，ｔｏ １，又はｔｏ ２に変調すること
ができる。
【００２５】この例では、マイクロプロセッサ２４はＰ
ＷＭスイッチ１２を制御して、立ち上がりおよび立ち下
がり時間の速度を一定に保ち、台形波の立ち上がりおよ
び立ち下がり時間ｔｒの開始時刻を変えることにより波
頂幅ｔｏを変えることが分かる。
【００２６】別の実施態様を、図４の波形に関連して見
ることができる。この場合は、マイクロプロセッサは前
に説明したように式（６）を用いて、立ち上がりおよび
立ち下がり時間ｔｒの速度を変える。立ち上がりおよび
立ち下がり時間ｔｒの速度を図示のようにｔｒ１かｔ
ｒ２の方向に変えて、波頂幅ｔｏを対応するｔｏ １かｔ
ｏ ２にそれぞれ変化させ、すなわち変調する。
【００２７】従って、台形周期Ｔ（図１）の間の分かっ
ているＶｐｋの値と、波形の立ち上がりまたは立ち下が
り時間ｔｒと、時間周期Ｔにわたって積分した所望のＲ
ＭＳ出力電圧Ｖｒｍｓとを用いて、ＭＰＵ２４は次の立
ち上がり（立ち下がり）時間ｔｒの開始時刻を計算し、
各時間ｔｒの幅を変えて各周期Ｔの波頂幅ｔｏを変調す
ることにより、出力をＲＭＳ調整する。
【００２８】図５は、新規のＲＭＳ調整器１０とスイッ
チ／ドライバ１２の詳細図である。スイッチＳＡ、Ｓ
Ｂ、ＳＣ、ＳＤはこの技術で以前からよく知られたＦＥ
Ｔスイッチでよく、マイクロプロセッサ２４からの出力
制御サイフォン線２０（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）により開閉す
る。ドライバ回路２１は線２０から制御信号Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄを受け、必要なＦＥＴスイッチＳＡ、ＳＢ、Ｓ
Ｃ、ＳＤを駆動する。極性線２２（図２）は、スイッチ
対ＳＡとＳＤまたはスイッチ対ＳＢとＳＣのどちらを駆
動するかを、よく知られた方法で選択する。これは、線
２２の極性信号が必要なＦＥＴをよく知られた方法で使
用可能にすることにより行うことができる。スイッチ対
ＳＡとＳＤが使用可能になると線１６の出力は負にな
り、線１４の出力は正になる。スイッチ対ＳＢとＳＣが
使用可能になると線１６の出力は正になり、線１４の出
力は負になる。
【００２９】使用可能スイッチ対は一定の速度で開閉し
て立ち上がりおよび立ち下がり時間を一定にし、１サイ
クル中の最初に閉じる時刻を変えると図１の周期Ｔが変
わり、従って波頂幅ｔｏが変調する。しかし使用可能ス
イッチ対を開閉する速度を変えて、立ち上がりおよび立
ち下がりが起こる速度を変えることもできる。従ってマ
イクロプロセッサ２４は、立ち上がりおよび立ち下がり
時間の速度を変えることにより、または速度は一定に保
って１サイクルＴの開始時刻を変えることにより、波頂
幅を変調することができる。
【００３０】本発明のＲＭＳシステムと従来のアナログ
システムとの簡単な比較 ここに開示したシステムとは対照的に、従来のＰＷＭ増
幅器はアナログフィードバックを用いて出力波を基準信
号に比例させる。これは確かにＲＭＳ調整を行うが、波
頂値Ｖｐｋと立ち上がり時間ｔｒの両方を制御する必要
がある。このため切り替え損失が大きくなり、所望の結
果を得るのに柔軟性が小さく費用が必要以上にかかるア
ナログＰＷＭ制御になる。
【００３１】逆に本発明では、時間ｔｏの幅を制御しす
なわち変調してＲＭＳ出力値を制御する。このために
は、立ち上がり時間ｔｒの速度か位置を正確に制御しな
ければならない。立ち上がり時間の所定の所望の速度と
ＭＰＵ２４の命令サイクル時間を用いて、ＰＷＭ切り替
えシーケンスを容易に定義してＭＰＵ２４にプログラム
し、ローディン波形と出力波形の間の相互作用を最小に
して所望の速度で出力Ｌ−Ｃ網（図２）を充電すること
ができる。この結果を得るためのソフトウェアプログラ
ムが次の様に示される：
【００３２】
【表１】
【００３３】
【表２】
【００３４】
【表３】
【００３５】ＭＰＵ２４が各立ち上がり（立ち下がり）
時間ｔｒの初めに線２２に極性信号を出すと、ＰＭＷ１
２切り替えシーケンスにより図２の出力１６の極性が反
転する。この極性の反転は、前に述べたよく知られた方
法で、スイッチ対ＳＡとＳＤまたはＳＢとＳＣを選択し
て使用可能にすることにより行う。シーケンスが終わる
と、ＭＰＵ２４はＡ−Ｄインターフェースユニット２６
からピーク波頂電圧Ｖｐｋを読み、次のシーケンスの開
始時刻や立ち上がり時間の必要な速度を直ちに計算し
て、正しいＲＭＳ調整を維持する。計算が終わると、Ｍ
ＰＵ２４は次の出力シーケンスを計算するまで「自由
な」時間を持つ。この待ち時間すなわちアイドル時間中
に、ＭＰＵ２４はそれぞれの電力応用に必要なまたは望
ましい他の機能を処理する。
【００３６】この方式でＭＰＵ２４を用いた機能的な結
果を示し理解を助けるために、６０ボルトピーク波頂の
台形波の所望の立ち上がり時間ｔｒを７００ミリ秒とし
て、よく知られたＳＰＩＣＥシミュレーションを行う。
ＳＰＩＣＥシミュレーションには市販のソフトウエアを
用い、ハードウエアの動作をシミュレートする。命令シ
ーケンスのモデルとして、ＭＰＵ２４は４４７ｋＨｚ最
大ポートビットトグル速度が可能であった。図２に示す
Ｌ−Ｃ網の定数は次の通りであった。 Ｌ１＝１００μｈ、Ｃ１＝５μｆ、Ｒ１＝２、Ｃ２＝３
０μｆ
【００３７】ＳＰＩＣＥシミュレーションを用いて出力
フィルタと負荷をモデル化し、前に述べた所定のＰＷＭ
１２入力パラメータを与えた結果を図６と図７に示す。
両図において、Ｌ１内の電流を線３０で示し、出力電圧
ｔｒを線３２で示し、ピーク波頂Ｖｐｋを線３４で示
す。図６では、図２の負荷抵抗Ｒ１の値は１０，０００
オームである。図７では、図２のＲ１の値は４オームで
ある。この例の台形波システムの制御と調整が優れてい
ることは、非常に異なる２つの負荷抵抗の例を見れば明
かである。
【００３８】ディジタルのパルス幅変調制御ループを用
いてＲＭＳ電圧調整を行う新規なシステムと方法を開示
した。この新規な調整器により、交流または直流のＲＭ
Ｓ制御台形出力波を発生する直流電圧インバータを作る
ことができる。この方法は、台形入力波形に適合しかつ
周波数がかなり変動しても有効な、負荷を駆動する電源
に適用できる。これは、実際には切り替え電源負荷を全
て含む。
【００３９】この新規なシステムと方法は、マイクロプ
ロセッサを用いて台形波形のＲＭＳ電圧調整を行って、
次のようにパルス幅変調スイッチを制御する。すなわち
（１）台形波の立ち上がりおよび立ち下がり時間を一定
に保ち、台形波の立ち上がりおよび立ち下がり時間の開
始時刻を変えることにより波頂幅を変える、すなわち変
調する。または、（２）立ち上がりおよび立ち下がり時
間の速度を変えて波頂値を変調し、台形波のＲＭＳ値を
制御する。
【００４０】従って、本発明はＣＡＴＶ分配、充電器、
任意の分散電力システムの前調整およびＲＭＳシステム
などの各種の電力環境において、簡単で信頼性の高い変
換および切り替えシステムを提供する。
【００４１】望ましい実施態様に関連して本発明を説明
したが、本発明の範囲は設定された特定の形式に制限さ
れるものではなく、特許請求の範囲に定義されている本
発明の精神と範囲に含まれる代替、修正、同等物を含む
ものである。
【図面の簡単な説明】 本発明の各種の機能は以下の各図の詳細な説明により完
全に開示される。図中の同じ数字は同じ要素を表す。
【図１】本発明の台形波形と、ＲＭＳ制御出力を与える
のに必要な数式をマイクロプロセッサが計算するために
用いる要素とを示す図。
【図２】本発明の例示のＲＭＳ調整器のブロック図。
【図３】立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの開始時
刻を変えることにより、マイクロプロセッサが台形波形
の波頂幅を変調する方法を示す波形。
【図４】波形の立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの
速度を変えることにより、マイクロプロセッサが台形波
形の波頂幅を制御しすなわち変調する方法を示す波形。
【図５】バイポーラＴＷＭスイッチ／ドライバの詳細を
示す、本発明のＲＭＳ調整器の例。
【図６】所定の抵抗負荷を用いた、本発明の制御システ
ムの動作結果を表す例示のグラフ。
【図７】異なる所定の抵抗負荷を用いた、本発明の制御
システムの動作結果を表す同様な例示のグラフ。
【符号の説明】 １０ ＲＭＳ電圧調整器 １２ ＰＷＭスイッチ／ドライバ １８ ＡＣ−ＤＣ変換器 ２４ マイクロプロセッサ ２６ Ａ−Ｄ変換器 ３０，３２，３４，３６ スイッチ Ｔ 半サイクルの周期 ｔｏ 波頂幅 ｔｒ 立ち上がりまたは立ち下がり時間 Ｖｐｋ 波頂のピーク値

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ＲＭＳ電圧調整器であって、 直流電圧を受ける入力と、波頂幅ｔｏ、立ち上がりおよ
    び立ち下がり時間ｔｒ、半サイクル周期Ｔ＝ｔｏ＋
    ｔｒ、絶対波頂ピーク値Ｖｐｋを持つＲＭＳ制御の台形
    電圧波形を与える回路出力と、を持つパルス幅変調スイ
    ッチと、 前記回路出力に結合して台形電圧波形ピーク波頂Ｖｐｋ
    の絶対値のアナログ値をディジタル値に変換するＡ−Ｄ
    変換器と、 前記Ａ−Ｄ変換器および前記ＰＷＭスイッチに結合し、
    前記ディジタル値Ｖｐｋを用いて前記ＰＷＭスイッチに
    より前記台形電圧波形の立ち上がりおよび立ち下がり時
    間ｔｒを制御して、波頂幅ｔｏを変調することによりＲ
    ＭＳ電圧調整を行うマイクロプロセッサ装置と、を備え
    るＲＭＳ電圧調整器。
  2. 【請求項２】前記マイクロプロセッサは、次の半サイク
    ルＴの開始時刻を計算して所定のＲＭＳ調整電圧出力を
    維持し、また前記ＰＷＭスイッチを制御して、前記立ち
    上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を一定に保ち、
    かつ前記台形波の次の半サイクル周期Ｔの立ち上がりお
    よび立ち下がり時間ｔｒの開始時刻を変えることにより
    前記波頂幅ｔｏを変調する、請求項１記戴のＲＭＳ電圧
    調整器。
  3. 【請求項３】前記マイクロプロセッサは前記ＰＷＭスイ
    ッチを制御して、波頂幅ｔｏを変えるために前記立ち上
    がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を変え、波頂幅ｔ
    ｏを変調しかつ所定のＲＭＳ調整電圧出力を維持する、
    請求項１記載のＲＭＳ電圧調整器。
  4. 【請求項４】前記マイクロプロセッサから出力されかつ
    前記ＰＷＭスイッチに結合され、前記マイクロプロセッ
    サがパワーアップされたときだけ前記ＰＷＭを使用可能
    にし、前記マイクロプロセッサの運転停止中は前記ＰＷ
    Ｍを使用禁止にする、使用可能出力を更に含む、請求項
    １記載のＲＭＳ電圧調整器。
  5. 【請求項５】前記マイクロプロセッサから出力されかつ
    前記ＰＷＭスイッチに結合され、前記出力台形波形の極
    性を前記スイッチに選択させる、極性出力を更に含む、
    請求項１記載のＲＭＳ電圧調整器。
  6. 【請求項６】前記マイクロプロセッサは、前記台形波形
    の立ち上がり／立ち下がり時間ｔｒが経過した直後に前
    記ディジタル波頂値Ｖｐｋを受ける、請求項１記載のＲ
    ＭＳ電圧調整器。
  7. 【請求項７】ＲＭＳ電圧調整を行う方法であって、 波頂ｔｏと、立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒと、
    半サイクル周期Ｔ＝ｔｏ＋ｔｒと、絶対波頂ピーク値Ｖ
    ｐｋとを持つ台形電圧波形を生成し、 前記台形電圧波形の立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔ
    ｒをディジタル制御して前記波頂幅ｔｏを変調しまたＲ
    ＭＳ電圧調整を行う、段階を含む、ＲＭＳ電圧調整方
    法。
  8. 【請求項８】前記半サイクル周期Ｔの開始時刻を変更し
    て前記波頂幅ｔｏを変調する段階を更に含む、請求項７
    記載の方法。
  9. 【請求項９】前記立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒ
    の速度を変えて前記波頂幅ｔｏを変調する段階を更に含
    む、請求項７記載の方法。
  10. 【請求項１０】前記マイクロプロセッサ内の前記絶対波
    頂ピーク値Ｖｐｋのディジタル値を用いて、所望のＲＭ
    Ｓ電圧を得るのに必要な立ち上がりおよび立ち下がり時
    間ｔｒを計算し、 前記計算された立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒを
    用いて、次の半サイクル周期Ｔの開始時刻を計算して、
    所定のＲＭＳ調整電圧出力を維持し、 台形波形の前記立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの
    速度を一定に保ち、 前記計算された半サイクル時間周期Ｔに従って前記立ち
    上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの開始時刻を変えるこ
    とにより前記波頂幅ｔｏを変調して、所定のＲＭＳ調整
    電圧出力を与える、段階を含む、請求項７記載の方法。
  11. 【請求項１１】前記絶対波頂ピーク値Ｖｐｋをディジタ
    ル値に変換し、 前記絶対波頂ピーク値Ｖｐｋのディジタル値をマイクロ
    プロセッサに結合し、 前記マイクロプロセッサで前記半サイクルＴを一定に保
    ち、 前記マイクロプロセッサ内の前記絶対波頂ピーク値のデ
    ィジタル値を用いて、所望のＲＭＳ電圧を得るのに必要
    な前記立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔｒの速度を計
    算し、 【数１】 ただしＶｐｋ＝絶対ピーク波頂値、スルー＝前記一定の
    半サイクルＴの間の最大スルーレート（ボルト／μ
    Ｓ）、に従って前記立ち上がりおよび立ち下がり時間ｔ
    ｒの速度を変えることにより前記波頂幅ｔｏを変調し
    て、前記ＲＭＳ電圧調整出力を与える、段階を更に含
    む、請求項７記載の方法。
  12. 【請求項１２】前記台形波形の立ち上がり／立ち下がり
    時間ｔｒが経過した直後に、前記マイクロプロセッサは
    前記絶対波頂ピーク値Ｖｐｋのディジタル値を受ける段
    階を含む、請求項８記載の方法。
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