JPH08162841A - 放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置 - Google Patents
放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置Info
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- JPH08162841A JPH08162841A JP30676094A JP30676094A JPH08162841A JP H08162841 A JPH08162841 A JP H08162841A JP 30676094 A JP30676094 A JP 30676094A JP 30676094 A JP30676094 A JP 30676094A JP H08162841 A JPH08162841 A JP H08162841A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置を
提供する。 【構成】 ダイポールアンテナ１の入力側からみたイン
ピーダンスが集中リアクタンスＬ，Ｃと周波数に無関係
に一定な放射抵抗Ｒとからなる等価回路とみなすととも
に、放射抵抗Ｒは周波数に変化しない一定の固有値とし
て取扱い、ダイポール10の入力端に集中リアクタンス素
子からなる整合回路12を接続することにより、広帯域性
で、小型のダイポールアンテナを実現することを可能と
する。
提供する。 【構成】 ダイポールアンテナ１の入力側からみたイン
ピーダンスが集中リアクタンスＬ，Ｃと周波数に無関係
に一定な放射抵抗Ｒとからなる等価回路とみなすととも
に、放射抵抗Ｒは周波数に変化しない一定の固有値とし
て取扱い、ダイポール10の入力端に集中リアクタンス素
子からなる整合回路12を接続することにより、広帯域性
で、小型のダイポールアンテナを実現することを可能と
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放射抵抗が周波数に無
関係なアンテナ装置に関する。
関係なアンテナ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】元来、電気・電子等の情報装置からはそ
の本来の目的を果たすための電気のほかに空間に電磁波
が放出されている。また、電波の存在する空間に電気・
電子等の情報装置を置くと、その内部に電気エネルギー
が侵入してくる。このような電気磁気エネルギーの放出
・侵入は近代社会においてますます増加の傾向にあり、
人間社会への影響がどんな形でどんな時に生じているか
強い関心が寄せられている。
の本来の目的を果たすための電気のほかに空間に電磁波
が放出されている。また、電波の存在する空間に電気・
電子等の情報装置を置くと、その内部に電気エネルギー
が侵入してくる。このような電気磁気エネルギーの放出
・侵入は近代社会においてますます増加の傾向にあり、
人間社会への影響がどんな形でどんな時に生じているか
強い関心が寄せられている。
【０００３】電磁波を放出する最も簡単なモデルとし
て、古くから電気双極子（Electic Dipole) と磁気双極
子 (Magnetic Dipole)がある。これは電磁波の物理的特
性から解析されている（たとえば、J. A. Stratton；El
ectromagnetic Theory, McGrow-Hill Book Company In
c.(1941) p.437 参照) 。前者は３次元座標軸における
原点に電気双極子モーメントｐがｚ軸上に存在すると
き、また後者は磁気双極子モーメントｍがｚ軸上に存在
するとして与えられている。これらは、電気回路の素子
である容量およびインダクタンスコイルの電磁界を近似
的に与える式であるので、これを基本に考察することが
電気・電子回路や装置の特性を解明する道である。
て、古くから電気双極子（Electic Dipole) と磁気双極
子 (Magnetic Dipole)がある。これは電磁波の物理的特
性から解析されている（たとえば、J. A. Stratton；El
ectromagnetic Theory, McGrow-Hill Book Company In
c.(1941) p.437 参照) 。前者は３次元座標軸における
原点に電気双極子モーメントｐがｚ軸上に存在すると
き、また後者は磁気双極子モーメントｍがｚ軸上に存在
するとして与えられている。これらは、電気回路の素子
である容量およびインダクタンスコイルの電磁界を近似
的に与える式であるので、これを基本に考察することが
電気・電子回路や装置の特性を解明する道である。
【０００４】ところで、電気双極子型を用いた小型アン
テナ（以下、単にダイポールという）の放射抵抗は周波
数の２乗または４乗に比例して変化するので、整合をと
ることが著しく困難であり、その手法の開発が望まれて
いた。すなわち、ダイポールのインピーダンスを下記
(1) 式 Ｚ＝Ｒ（ω）＋ｊＸ（ω） ………………(1) で一般的に表されるとすると、長さｌなるダイポールの
場合は下記(2) 式で与えられる。
テナ（以下、単にダイポールという）の放射抵抗は周波
数の２乗または４乗に比例して変化するので、整合をと
ることが著しく困難であり、その手法の開発が望まれて
いた。すなわち、ダイポールのインピーダンスを下記
(1) 式 Ｚ＝Ｒ（ω）＋ｊＸ（ω） ………………(1) で一般的に表されるとすると、長さｌなるダイポールの
場合は下記(2) 式で与えられる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、（ω／ｃ）・ｌ＝２πｆ・ｌ／
ｃ、ω＝２πｆ、ｃ；光速＝３×108m/sec、ｆ；周波数
である。いま、波長をλとし、ｌ＝λ／８とすれば、λ
＝ｃ／ｆとして表されるから、前出(2) 式は下記(3) 式
で近似される。
ｃ、ω＝２πｆ、ｃ；光速＝３×108m/sec、ｆ；周波数
である。いま、波長をλとし、ｌ＝λ／８とすれば、λ
＝ｃ／ｆとして表されるから、前出(2) 式は下記(3) 式
で近似される。
【０００７】
【数２】
【０００８】そこで、インダクタンスを直列に接続し
て、その回路のリアクタンスを０としても、その周波数
のみで反射係数（80Ωに対し）ｒは下記(4) 式で求めら
れて0.67程度とされ、そのＳＷＲ（Standing Wave Rati
o ；定在波比）は下記(5) 式で計算されて5.06となる。
て、その回路のリアクタンスを０としても、その周波数
のみで反射係数（80Ωに対し）ｒは下記(4) 式で求めら
れて0.67程度とされ、そのＳＷＲ（Standing Wave Rati
o ；定在波比）は下記(5) 式で計算されて5.06となる。
【０００９】
【数３】
【００１０】上記のような結果からは整合は得られない
ため、このような小型アンテナの広帯域化はほとんど不
可能とみられていたのである。
ため、このような小型アンテナの広帯域化はほとんど不
可能とみられていたのである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記のよう
な従来技術の有する課題を解決しようとしてなされたも
のであって、あらゆる移動体無線通信にも適した放射抵
抗が周波数に無関係なアンテナ装置を提供することを目
的とする。
な従来技術の有する課題を解決しようとしてなされたも
のであって、あらゆる移動体無線通信にも適した放射抵
抗が周波数に無関係なアンテナ装置を提供することを目
的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、電気双極子型
あるいは磁気双極子型の波長に比して長さが短いアンテ
ナ装置であって、その入力側からみたインピーダンスが
集中リアクタンスＬ，Ｃと周波数に無関係に一定な放射
抵抗Ｒとからなる等価回路とみなすとともに、前記入力
端に集中リアクタンス素子からなる整合回路を接続する
ことを特徴とする放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ
装置である。
あるいは磁気双極子型の波長に比して長さが短いアンテ
ナ装置であって、その入力側からみたインピーダンスが
集中リアクタンスＬ，Ｃと周波数に無関係に一定な放射
抵抗Ｒとからなる等価回路とみなすとともに、前記入力
端に集中リアクタンス素子からなる整合回路を接続する
ことを特徴とする放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ
装置である。
【００１３】なお、前記整合回路の集中リアクタンス素
子のリアクタンスは前記集中リアクタンスＬおよびＣの
それぞれｎ（ただし、ｎ＞０）倍で与えるようにするの
がよく、また、前記放射抵抗Ｒは空気中においては電気
双極子型の場合は80Ωとし、また磁気双極子型の場合は
20π2 Ωとするのがよい。
子のリアクタンスは前記集中リアクタンスＬおよびＣの
それぞれｎ（ただし、ｎ＞０）倍で与えるようにするの
がよく、また、前記放射抵抗Ｒは空気中においては電気
双極子型の場合は80Ωとし、また磁気双極子型の場合は
20π2 Ωとするのがよい。
【００１４】
【作 用】本発明者は、上記のような課題について鋭意
研究した結果、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibili
ty：環境電磁工学）の研究の過程において、アンテナの
入力インピーダンスに含まれる放射抵抗は周波数によっ
て変化しない一定の固有値であることを見出し、本発明
を完成させるに至ったものである。
研究した結果、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibili
ty：環境電磁工学）の研究の過程において、アンテナの
入力インピーダンスに含まれる放射抵抗は周波数によっ
て変化しない一定の固有値であることを見出し、本発明
を完成させるに至ったものである。
【００１５】以下に、本発明の原理を、まず電気双極子
型アンテナの場合について説明する。図２に示すよう
に、自由空間のｚ軸上に電気双極子モーメントｐなるダ
イポール１が存在するとき、電磁界成分、その軸より角
度がθ方向の距離ｒの点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じる電磁
界成分Ｅｒ，Ｅθ，Ｈφは下記(6) 式となる。
型アンテナの場合について説明する。図２に示すよう
に、自由空間のｚ軸上に電気双極子モーメントｐなるダ
イポール１が存在するとき、電磁界成分、その軸より角
度がθ方向の距離ｒの点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じる電磁
界成分Ｅｒ，Ｅθ，Ｈφは下記(6) 式となる。
【００１６】
【数４】
【００１７】そこで、図３に示すように、ダイポール１
の長さを２・ｌ、半径をａとしたとき、端子２，２に印
加する高周波電源３からの端子電圧をＶ、流れる電流を
Ｉとすると、端子電圧Ｖ（ｓ1)は、ｒ＝ｒ1 におけるＥ
θの垂直成分を積分した値として下記(8) 式で表され、
θ＝π／２における電流Ｉは下記(9) 式で表される。
の長さを２・ｌ、半径をａとしたとき、端子２，２に印
加する高周波電源３からの端子電圧をＶ、流れる電流を
Ｉとすると、端子電圧Ｖ（ｓ1)は、ｒ＝ｒ1 におけるＥ
θの垂直成分を積分した値として下記(8) 式で表され、
θ＝π／２における電流Ｉは下記(9) 式で表される。
【００１８】
【数５】
【００１９】これら(6) 式と(8) 式、(9) 式から(11)式
および(12)式が得られる。
および(12)式が得られる。
【００２０】
【数６】
【００２１】ダイポール１の回路としての入力インピー
ダンスは(11)，(12)式の比から(13)式として表される。
ダンスは(11)，(12)式の比から(13)式として表される。
【００２２】
【数７】
【００２３】また、(11)，(12)式の積をとると、下記(1
4)，(15)となり、また(16)，(17)式が得られ、これより
電気双極子モーメントｐは(18)式となる。
4)，(15)となり、また(16)，(17)式が得られ、これより
電気双極子モーメントｐは(18)式となる。
【００２４】
【数８】
【００２５】この(18)式を(6) 式に代入することによ
り、点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じる電磁界成分は下記(19)
となる。
り、点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じる電磁界成分は下記(19)
となる。
【００２６】
【数９】
【００２７】なお、距離ｒを無限大とした遠方の電磁界
は(20)式で表される。
は(20)式で表される。
【００２８】
【数10】
【００２９】ここで、電磁界のθ方向のポインティング
・ベクトルは下記(21)式となり、放射エネルギーＷは下
記(22)式で表される。
・ベクトルは下記(21)式となり、放射エネルギーＷは下
記(22)式で表される。
【００３０】
【数11】
【００３１】この放射エネルギーＷが全空間に放出され
る電力である。ここで、ダイポール１の入力インピーダ
ンスである前出の(13)式は下記(23)式に変形することが
できるから、その等価回路は図４に示すように表すこと
ができる。すなわち、キャパシタンスＣに、インダクタ
ンスＬと放射抵抗Ｒを並列に接続した回路を直列に接続
した回路となる。なお、この等価回路における集中電気
回路素子Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(24)式によって与えられ
る。
る電力である。ここで、ダイポール１の入力インピーダ
ンスである前出の(13)式は下記(23)式に変形することが
できるから、その等価回路は図４に示すように表すこと
ができる。すなわち、キャパシタンスＣに、インダクタ
ンスＬと放射抵抗Ｒを並列に接続した回路を直列に接続
した回路となる。なお、この等価回路における集中電気
回路素子Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(24)式によって与えられ
る。
【００３２】
【数12】
【００３３】
【数13】
【００３４】この等価回路11において、Ｃは放射しない
と考えたときの容量である。したがって、従来、容量だ
けＣと考えていたが、放射を伴うＬとＲを考慮せねばな
らないということがいえるが、このような等価回路はい
ままでにおいて発表された例がない新規なものである。
なお、この等価回路11において(23)式で求められた放射
抵抗Ｒは、空気中においては√（μ／ε）＝120 πとし
て与えられることから、80Ωという周波数によって変化
しない取扱い易い一定の固有値が得られる。
と考えたときの容量である。したがって、従来、容量だ
けＣと考えていたが、放射を伴うＬとＲを考慮せねばな
らないということがいえるが、このような等価回路はい
ままでにおいて発表された例がない新規なものである。
なお、この等価回路11において(23)式で求められた放射
抵抗Ｒは、空気中においては√（μ／ε）＝120 πとし
て与えられることから、80Ωという周波数によって変化
しない取扱い易い一定の固有値が得られる。
【００３５】そこで、共振角速度ω0 （＝２πｆ0 ；ｆ
0 ＝共振周波数）は(25)式で表されるから、(24)式の
Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(26)式となり、インピーダンスＺ
（ｊω)は(27)式によって表される。なお、ω／ω0 は
(28)式によって表される。
0 ＝共振周波数）は(25)式で表されるから、(24)式の
Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(26)式となり、インピーダンスＺ
（ｊω)は(27)式によって表される。なお、ω／ω0 は
(28)式によって表される。
【００３６】
【数14】
【００３７】前記(27)式についてｒ1 ／λを種々変化さ
せたときのＲ（ω），Ｘ（ω）の値は表１のようにな
り、それらは図５のような傾向を示すことになる。
せたときのＲ（ω），Ｘ（ω）の値は表１のようにな
り、それらは図５のような傾向を示すことになる。
【００３８】
【表１】
【００３９】このときのＳＷＲを図示すると図６のよう
になる。この図６の特性は、たとえば文献「E.C.Jordan
＆K.G.Balmain; Electromagnetic Wave ＆ Radiating S
ystems, second edition, Prentice-Hall, Englewood C
liffo, NT(1968) 」のFig.5.5 (The radiation resista
nce and reaction of a dipole antenna as a function
of length and wire radius) に比較して０＜（ω／ω
0)＜１の範囲でよく一致することが確かめられている。
になる。この図６の特性は、たとえば文献「E.C.Jordan
＆K.G.Balmain; Electromagnetic Wave ＆ Radiating S
ystems, second edition, Prentice-Hall, Englewood C
liffo, NT(1968) 」のFig.5.5 (The radiation resista
nce and reaction of a dipole antenna as a function
of length and wire radius) に比較して０＜（ω／ω
0)＜１の範囲でよく一致することが確かめられている。
【００４０】なお、反射係数ｒは下記(29)式で表される
から、その｜ｒ｜2 は(30)式とされる。
から、その｜ｒ｜2 は(30)式とされる。
【００４１】
【数15】
【００４２】この放射電力Ｗは下記(31)式で表されるか
ら、前出(22)式と等しくなる。
ら、前出(22)式と等しくなる。
【００４３】
【数16】
【００４４】この(31)式におけるＲ（ω）は見掛けの放
射抵抗であると考えることができる。電気双極子型アン
テナの等価回路は前出図４に示した通りであり、その
Ｃ，Ｌは放射には関係なく電気双極子の構造とその物理
的特性によるものであり、空間に放出される電力は抵抗
Ｒで消費される電力とみることができる。すなわち、真
の放射抵抗はＲであって、これは周波数に無関係であ
る。この周波数に無関係な抵抗に放射なしに電力を送る
技術は回路理論の整合理論である。この理論を用いて広
帯域な入力インピーダンスを有する電気双極子型アンテ
ナを作ることが可能である。
射抵抗であると考えることができる。電気双極子型アン
テナの等価回路は前出図４に示した通りであり、その
Ｃ，Ｌは放射には関係なく電気双極子の構造とその物理
的特性によるものであり、空間に放出される電力は抵抗
Ｒで消費される電力とみることができる。すなわち、真
の放射抵抗はＲであって、これは周波数に無関係であ
る。この周波数に無関係な抵抗に放射なしに電力を送る
技術は回路理論の整合理論である。この理論を用いて広
帯域な入力インピーダンスを有する電気双極子型アンテ
ナを作ることが可能である。
【００４５】そこで、上記図４の電気双極子型アンテナ
の等価回路11に、図７に示すようにそのＣ，Ｌに対応し
たキャパシタンスＣ1 ，インダクタンスＬ1 からなる整
合回路12を接続してマッチングを図るようにする。すな
わち、Ｌ1 はＣに直列となるように、またＣ1 はＬに並
列になるように構成される。ここで、Ｃ1 ＝ｎＣ，Ｌ 1
＝ｎＬである。ただし、ｎ＞０である。
の等価回路11に、図７に示すようにそのＣ，Ｌに対応し
たキャパシタンスＣ1 ，インダクタンスＬ1 からなる整
合回路12を接続してマッチングを図るようにする。すな
わち、Ｌ1 はＣに直列となるように、またＣ1 はＬに並
列になるように構成される。ここで、Ｃ1 ＝ｎＣ，Ｌ 1
＝ｎＬである。ただし、ｎ＞０である。
【００４６】そのときの入力インピーダンスＺ1 は下記
(32)，(33)式で求められる。
(32)，(33)式で求められる。
【００４７】
【数17】
【００４８】なお、(32)式から(33)式への展開に要する
Ｃ1 ，Ｌ1 ，Ｒ1 は(34)式の関係にある。
Ｃ1 ，Ｌ1 ，Ｒ1 は(34)式の関係にある。
【００４９】
【数18】
【００５０】この(34)式において、（ω／ω0)2 ＝（１
／ｎ）すなわち（ω／ω0)＝（１／√ｎ）のとき、入力
インピーダンスＺ1 ＝Ｒとなって整合が得られる。ここ
で、反射係数ｒは(35)式となり、その｜ｒ｜2 は(36)式
とされるが、ｎ（ω／ω0)2＝１とすれば、(36)式は０
となる。
／ｎ）すなわち（ω／ω0)＝（１／√ｎ）のとき、入力
インピーダンスＺ1 ＝Ｒとなって整合が得られる。ここ
で、反射係数ｒは(35)式となり、その｜ｒ｜2 は(36)式
とされるが、ｎ（ω／ω0)2＝１とすれば、(36)式は０
となる。
【００５１】
【数19】
【００５２】そこで、ｎをパラメータとしてω／ω0 を
変化させたときのＳＷＲを図示すると図８のようにな
る。この図から、ＳＷＲ＝２のときの帯域幅を求める
と、表２のごとくで図９に示すように直線的な関係にな
り、ｎ＝1.56（＝１／（0.8)2 ）程度まで実用される。
なお、ｎ＝0.69（＝１／（1.2)2 ) ではアンテナの長さ
が長くなるので、実用の際には補正が必要である。
変化させたときのＳＷＲを図示すると図８のようにな
る。この図から、ＳＷＲ＝２のときの帯域幅を求める
と、表２のごとくで図９に示すように直線的な関係にな
り、ｎ＝1.56（＝１／（0.8)2 ）程度まで実用される。
なお、ｎ＝0.69（＝１／（1.2)2 ) ではアンテナの長さ
が長くなるので、実用の際には補正が必要である。
【００５３】
【表２】
【００５４】つぎに、磁気双極子型アンテナの場合につ
いて説明する。図10に示すように、自由空間のｚ軸を中
心にしたｘ，ｙ軸面に半径ａで磁気双極子モーメントｍ
なる微小ループ10が存在するとき、電磁界成分、その軸
より角度がθ方向の距離ｒの点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じ
る電磁界成分Ｅφ，Ｈｒ，Ｈθは下記(37)式となる。
いて説明する。図10に示すように、自由空間のｚ軸を中
心にしたｘ，ｙ軸面に半径ａで磁気双極子モーメントｍ
なる微小ループ10が存在するとき、電磁界成分、その軸
より角度がθ方向の距離ｒの点Ｐ（ｒ，θ，φ）に生じ
る電磁界成分Ｅφ，Ｈｒ，Ｈθは下記(37)式となる。
【００５５】
【数20】
【００５６】この微小ループ10に沿う電界Ｅφ（ｒ＝
ａ，θ＝π／２）は、下記(38)式で表される。
ａ，θ＝π／２）は、下記(38)式で表される。
【００５７】
【数21】
【００５８】そこで、微小ループ10に電圧Ｖを印加する
と電流Ｉが流れることによって、磁気双極子モーメント
ｍは下記(40)式となり、これを前記(37)式に代入する
と、(41)式が得られる。
と電流Ｉが流れることによって、磁気双極子モーメント
ｍは下記(40)式となり、これを前記(37)式に代入する
と、(41)式が得られる。
【００５９】
【数22】
【００６０】距離ｒ→∞とした遠方の電磁界は(42)式で
表される。
表される。
【００６１】
【数23】
【００６２】これより、電磁界のθ方向のポインティン
グ・ベクトルを求めると、下記(43)式となり、放射エネ
ルギーＷは下記(44)式で表される。
グ・ベクトルを求めると、下記(43)式となり、放射エネ
ルギーＷは下記(44)式で表される。
【００６３】
【数24】
【００６４】
【数25】
【００６５】これらの関係から、放射抵抗ｒは下記(45)
式で表される。
式で表される。
【００６６】
【数26】
【００６７】ここで、微小ループ10の入力インピーダン
スＺは下記(46)式で表すことができる。
スＺは下記(46)式で表すことができる。
【００６８】
【数27】
【００６９】これによって、微小ループ10の等価回路は
図11に表すことができる。すなわち、端子２ａ，２ａ間
に並列とされるインダクタンスＬと放射抵抗Ｒとの間に
キャパシタンスＣを直列に接続した回路となる。この等
価回路13の入力インピーダンスＺは下記(47)となり、そ
のときの各集中電気回路素子Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(48)
式によって与えられる。
図11に表すことができる。すなわち、端子２ａ，２ａ間
に並列とされるインダクタンスＬと放射抵抗Ｒとの間に
キャパシタンスＣを直列に接続した回路となる。この等
価回路13の入力インピーダンスＺは下記(47)となり、そ
のときの各集中電気回路素子Ｃ，Ｌ，Ｒはそれぞれ(48)
式によって与えられる。
【００７０】
【数28】
【００７１】この等価回路13における放射抵抗Ｒは、(4
8)式における√（μ／ε）が前述のように空気中で120
πであることから20π2 Ωという一定値で与えられる。
この放射抵抗Ｒは、周波数によって変化しないものであ
る。そこで、共振角速度ω0 を１／√（Ｌ・Ｃ）とする
と、入力インピーダンスＺ（ｊω）は(49)式によって表
される。
8)式における√（μ／ε）が前述のように空気中で120
πであることから20π2 Ωという一定値で与えられる。
この放射抵抗Ｒは、周波数によって変化しないものであ
る。そこで、共振角速度ω0 を１／√（Ｌ・Ｃ）とする
と、入力インピーダンスＺ（ｊω）は(49)式によって表
される。
【００７２】
【数29】
【００７３】そこで、上記図10の磁気双極子型アンテナ
の等価回路13に、図12に示すようにそのＣ，Ｌに対応し
たインダクタンスＬ2 ，キャパシタンスＣ2 からなる整
合回路14を接続してマッチングを図るようにする。すな
わち、Ｌ2 はＣに直列となるように、またＣ2 はＬに並
列になるように構成される。ここで、Ｃ2 ＝ｎＣ，Ｌ 2
＝ｎＬである。ただし、ｎ＞０である。
の等価回路13に、図12に示すようにそのＣ，Ｌに対応し
たインダクタンスＬ2 ，キャパシタンスＣ2 からなる整
合回路14を接続してマッチングを図るようにする。すな
わち、Ｌ2 はＣに直列となるように、またＣ2 はＬに並
列になるように構成される。ここで、Ｃ2 ＝ｎＣ，Ｌ 2
＝ｎＬである。ただし、ｎ＞０である。
【００７４】そのときの入力インピーダンスＺ2 は下記
(50)，(51)式で求められる。
(50)，(51)式で求められる。
【００７５】
【数30】
【００７６】なお、(50)式から(51)式への展開に要する
Ｃ2 ，Ｌ2 は(52)式の関係にある。
Ｃ2 ，Ｌ2 は(52)式の関係にある。
【００７７】
【数31】
【００７８】ここで、反射係数ｒは(53)式となり、｜ｒ
｜2 は(54)式で表される。
｜2 は(54)式で表される。
【００７９】
【数32】
【００８０】そして、ｎをパラメータとしてω／ω0 を
変化させたときのＳＷＲを求めたところ、前記した電気
双極子型アンテナで得られた図８とまったく同じ特性が
得られることが確認されたので、詳細は割愛する。
変化させたときのＳＷＲを求めたところ、前記した電気
双極子型アンテナで得られた図８とまったく同じ特性が
得られることが確認されたので、詳細は割愛する。
【００８１】
【実施例】以下に、本発明の実施例について説明する。
図１に示すように、直径２・ａが２mmφ、長さ２・ｌが
10-1m で、その集中リアクタンスがＣ、Ｌで放射抵抗Ｒ
（80Ω）なる電気双極子型のダイポール１の端子２，２
と高周波電源３との間に、キャパシタンスＣ1 を有する
コンデンサ４とインダクンスＬ1 を有するコイル５とか
らなる整合回路12を接続して、本発明のダイポールアン
テナを構成した。
図１に示すように、直径２・ａが２mmφ、長さ２・ｌが
10-1m で、その集中リアクタンスがＣ、Ｌで放射抵抗Ｒ
（80Ω）なる電気双極子型のダイポール１の端子２，２
と高周波電源３との間に、キャパシタンスＣ1 を有する
コンデンサ４とインダクンスＬ1 を有するコイル５とか
らなる整合回路12を接続して、本発明のダイポールアン
テナを構成した。
【００８２】そして、ダイポール１の長さ２・ｌが２・
ｒ1 と等しいとし、このアンテナのＣ，Ｌを前出(24)式
を用いて以下のようにして求めたところ、Ｃ＝20.8pF、
Ｌ＝0.0133μH が得られた。
ｒ1 と等しいとし、このアンテナのＣ，Ｌを前出(24)式
を用いて以下のようにして求めたところ、Ｃ＝20.8pF、
Ｌ＝0.0133μH が得られた。
【００８３】
【数33】
【００８４】そこで、ｎ＝１として整合回路12のコンデ
ンサ４の容量をＣ1 ＝20.8pF、コイル５のインダクタン
スをＬ1 ＝0.0133μH として選定するようにしたので、
マッチングが得られた。このときの共振周波数ｆ0 は以
下の通りである。 ω0 ＝２πｆ0 ＝１／√（Ｌ・Ｃ）＝６×109 ｆ0 ＝６×109 ／２π＝954 ×106 ＝954MHz このことから、長さがわずか10cmのアンテナによって10
00MHz 程度の周波数帯域の送受信が可能となることがわ
かる。
ンサ４の容量をＣ1 ＝20.8pF、コイル５のインダクタン
スをＬ1 ＝0.0133μH として選定するようにしたので、
マッチングが得られた。このときの共振周波数ｆ0 は以
下の通りである。 ω0 ＝２πｆ0 ＝１／√（Ｌ・Ｃ）＝６×109 ｆ0 ＝６×109 ／２π＝954 ×106 ＝954MHz このことから、長さがわずか10cmのアンテナによって10
00MHz 程度の周波数帯域の送受信が可能となることがわ
かる。
【００８５】そして、このとき使用し得る周波数の帯域
幅については、ＳＷＲ＝2.0 とすると、前出表２の関係
から 954 MHz ×30％＝286.2 MHz として得られるから、およそ300MHzもの広い帯域をカバ
ーすることが可能であることがわかる。
幅については、ＳＷＲ＝2.0 とすると、前出表２の関係
から 954 MHz ×30％＝286.2 MHz として得られるから、およそ300MHzもの広い帯域をカバ
ーすることが可能であることがわかる。
【００８６】なお、上記実施例はダイポールに適用した
場合について説明したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、あらゆるアンテナに適用し得ることはいう
までもない。また、前記整合回路12はインダクンスＬ1
を有するコイル５を１個用いるとして説明したが、これ
に限らずに、たとえば図13のようにＬ1 ／２のインダク
ンスを有するコイル５ａを線路に対称になるように接続
してもよい。
場合について説明したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、あらゆるアンテナに適用し得ることはいう
までもない。また、前記整合回路12はインダクンスＬ1
を有するコイル５を１個用いるとして説明したが、これ
に限らずに、たとえば図13のようにＬ1 ／２のインダク
ンスを有するコイル５ａを線路に対称になるように接続
してもよい。
【００８７】さらに、一端をアースしたダイポールアン
テナの場合は、図14に示すようにその長さ２・ｌをその
１／２のｌにするのがよい。
テナの場合は、図14に示すようにその長さ２・ｌをその
１／２のｌにするのがよい。
【００８８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
アンテナの入力側からみたインピーダンスが集中リアク
タンスＬ，Ｃと周波数に無関係に一定な放射抵抗Ｒとか
らなる等価回路とみなすとともに、前記入力端に集中リ
アクタンス素子からなる整合回路を接続するようにした
ので、広帯域整合を行うことができ、これによってアン
テナの小型化を図ることが可能となる。
アンテナの入力側からみたインピーダンスが集中リアク
タンスＬ，Ｃと周波数に無関係に一定な放射抵抗Ｒとか
らなる等価回路とみなすとともに、前記入力端に集中リ
アクタンス素子からなる整合回路を接続するようにした
ので、広帯域整合を行うことができ、これによってアン
テナの小型化を図ることが可能となる。
【図１】本発明の一実施例を示す概要図である。
【図２】本発明に電気双極子型アンテナを用いるときの
原理の説明図である。
原理の説明図である。
【図３】本発明に用いる電気双極子型アンテナの構成の
説明図である。
説明図である。
【図４】電気双極子型アンテナの等価回路図である。
【図５】電気双極子型アンテナの入力インピーダンスの
特性図である。
特性図である。
【図６】従来のマッチングがないときの電気双極子型ア
ンテナのＳＷＲの特性図である。
ンテナのＳＷＲの特性図である。
【図７】電気双極子型アンテナでのインピーダンス・マ
ッチング時の等価回路図である。
ッチング時の等価回路図である。
【図８】本発明のマッチングしたときの電気双極子型ア
ンテナのＳＷＲの特性図である。
ンテナのＳＷＲの特性図である。
【図９】帯域幅の特性図である。
【図10】本発明に磁気双極子型アンテナを用いるときの
原理の説明図である。
原理の説明図である。
【図11】磁気双極子型アンテナの等価回路図である。
【図12】磁気双極子型アンテナでのインピーダンス・マ
ッチング時の等価回路図である。
ッチング時の等価回路図である。
【図13】本発明の他の実施例を示す概要図である。
【図14】本発明の他の実施例を示す概要図である。
１ ダイポール（電気双極子型アンテナ） ２，２ａ 端子 ３ 高周波電源 ４ コンデンサ ５ コイル 10 微小ループ（磁気双極子型アンテナ） 11 電気双極子型アンテナの等価回路 12 電気双極子型アンテナの整合回路 13 磁気双極子型アンテナの等価回路 14 磁気双極子型アンテナの整合回路
Claims (3)
- 【請求項１】 電気双極子型あるいは磁気双極子型の
波長に比して長さが短いアンテナ装置であって、 その入力側からみたインピーダンスが集中リアクタンス
Ｌ，Ｃと周波数に無関係に一定な放射抵抗Ｒとからなる
等価回路とみなすとともに、 前記入力端に集中リアクタンス素子からなる整合回路を
接続することを特徴とする放射抵抗が周波数に無関係な
アンテナ装置。 - 【請求項２】 前記整合回路の集中リアクタンス素子
のリアクタンスは前記集中リアクタンスＬおよびＣのそ
れぞれｎ（ただし、ｎ＞０）倍で与えられることを特徴
とする請求項１記載のアンテナ装置。 - 【請求項３】 前記放射抵抗Ｒは空気中においては電
気双極子型の場合は80Ωであり、磁気双極子型の場合は
20π2 Ωであることを特徴とする請求項１または２記載
のアンテナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30676094A JPH08162841A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30676094A JPH08162841A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162841A true JPH08162841A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17960972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30676094A Pending JPH08162841A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 放射抵抗が周波数に無関係なアンテナ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162841A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006047297A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-02-16 | Ntt Docomo Inc | 比吸収率測定装置 |
-
1994
- 1994-12-12 JP JP30676094A patent/JPH08162841A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006047297A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-02-16 | Ntt Docomo Inc | 比吸収率測定装置 |
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