JPH08162934A - 昇圧回路を有するｈブリッジ回路 - Google Patents
昇圧回路を有するｈブリッジ回路Info
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- JPH08162934A JPH08162934A JP6303888A JP30388894A JPH08162934A JP H08162934 A JPH08162934 A JP H08162934A JP 6303888 A JP6303888 A JP 6303888A JP 30388894 A JP30388894 A JP 30388894A JP H08162934 A JPH08162934 A JP H08162934A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】昇圧量の増大及び回路構成の簡単化が可能な昇
圧回路を有するＨブリッジ回路を提供する。 【構成】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタで構成
したいわゆるＰＷＭ双方向駆動用のＨブリッジ回路１の
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の駆動のために、２段の
ダイオードーコンデンサ直列回路だけからなりトランジ
スタ回路や専用のオシレータを内蔵しない昇圧回路２を
採用した。この昇圧回路２は、低位側ダイオードＤ１と
低位側コンデンサＣ１とからなる低位側の直列回路のコ
ンデンサ側の端部がＨブリッジ回路１の一方の出力端に
接続され、低位側ダイオードＤ１のアノードがＨブリッ
ジ回路１の高位側電源端に接続される。高位側ダイオー
ドＤ２と高位側コンデンサＣ２とからなる高位側の直列
回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回路１の他方の
出力端に接続され、高位側ダイオードＤ２のアノードが
低位側ダイオードＤ１のカソードに接続される。この昇
圧回路２は、ＰＷＭ制御されるＨブリッジ回路１の出力
電圧で駆動されるので、回路構成が簡単となる。
圧回路を有するＨブリッジ回路を提供する。 【構成】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタで構成
したいわゆるＰＷＭ双方向駆動用のＨブリッジ回路１の
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の駆動のために、２段の
ダイオードーコンデンサ直列回路だけからなりトランジ
スタ回路や専用のオシレータを内蔵しない昇圧回路２を
採用した。この昇圧回路２は、低位側ダイオードＤ１と
低位側コンデンサＣ１とからなる低位側の直列回路のコ
ンデンサ側の端部がＨブリッジ回路１の一方の出力端に
接続され、低位側ダイオードＤ１のアノードがＨブリッ
ジ回路１の高位側電源端に接続される。高位側ダイオー
ドＤ２と高位側コンデンサＣ２とからなる高位側の直列
回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回路１の他方の
出力端に接続され、高位側ダイオードＤ２のアノードが
低位側ダイオードＤ１のカソードに接続される。この昇
圧回路２は、ＰＷＭ制御されるＨブリッジ回路１の出力
電圧で駆動されるので、回路構成が簡単となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハイサイドスイッチと
して用いるＮ型チャンネル絶縁ゲート電界効果トランジ
スタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタという）を駆動する
ための昇圧回路を有するＨブリッジ回路に関する。
して用いるＮ型チャンネル絶縁ゲート電界効果トランジ
スタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタという）を駆動する
ための昇圧回路を有するＨブリッジ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタ
からなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを
直列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有
し、各スイッチゲート電極に所定周期の制御電圧を印加
して両インバータの出力端間の負荷を双方向駆動するＨ
ブリッジ回路が広く用いられている。
からなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを
直列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有
し、各スイッチゲート電極に所定周期の制御電圧を印加
して両インバータの出力端間の負荷を双方向駆動するＨ
ブリッジ回路が広く用いられている。
【０００３】このＨブリッジ回路の問題は、ソースホロ
ワ動作するＮＭＯＳトランジスタからなるハイサイドス
イッチの駆動に電源電圧より高いゲート電圧を印加する
必要があり、このために、電源電圧を昇圧する昇圧回路
を設ける必要があることである。昇圧回路としては各種
のものが実用乃至提案されているが、いずれもインバー
タや発振回路などの電子回路及びコンデンサなど複雑な
回路構成を必要とする割りに昇圧量が小さく、昇圧量の
増大、回路構成の簡単化が求められていた。
ワ動作するＮＭＯＳトランジスタからなるハイサイドス
イッチの駆動に電源電圧より高いゲート電圧を印加する
必要があり、このために、電源電圧を昇圧する昇圧回路
を設ける必要があることである。昇圧回路としては各種
のものが実用乃至提案されているが、いずれもインバー
タや発振回路などの電子回路及びコンデンサなど複雑な
回路構成を必要とする割りに昇圧量が小さく、昇圧量の
増大、回路構成の簡単化が求められていた。
【０００４】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、昇圧量の増大及び回路構成の簡単化が可能な昇圧
回路を有するＨブリッジ回路を提供することを、その目
的としている。
あり、昇圧量の増大及び回路構成の簡単化が可能な昇圧
回路を有するＨブリッジ回路を提供することを、その目
的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタからなるハイサ
イドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続してそ
れぞれ構成される一対のインバータを有するブリッジ部
と、前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反
対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイド
スイッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート
電極に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加
するローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両イン
バータの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ
比でＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、アノードが
前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接続されると
ともにカソードが低位側コンデンサを通じて前記両イン
バータの一方の出力端に接続される低位側ダイオード
と、アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに
接続されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じ
て前記両インバータの他方の出力端に接続される高位側
ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソード
が前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部の
高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を有
するＨブリッジ回路である。
Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタからなるハイサ
イドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続してそ
れぞれ構成される一対のインバータを有するブリッジ部
と、前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反
対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイド
スイッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート
電極に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加
するローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両イン
バータの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ
比でＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、アノードが
前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接続されると
ともにカソードが低位側コンデンサを通じて前記両イン
バータの一方の出力端に接続される低位側ダイオード
と、アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに
接続されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じ
て前記両インバータの他方の出力端に接続される高位側
ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソード
が前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部の
高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を有
するＨブリッジ回路である。
【０００６】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記負荷がコイルからなることを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、Ｎ型チャンネル絶縁ゲ
ートトランジスタからなるハイサイドスイッチ及びロー
サイドスイッチを直列接続してそれぞれ構成される一対
のインバータを有するブリッジ部と、前記両ハイサイド
スイッチのゲート電極に互いに反対位相をもつ所定周期
の制御電圧を印加するハイサイドスイッチ制御部と、前
記両ローサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位相
をもつ所定周期の制御電圧を印加するローサイドスイッ
チ制御部とを有して、前記両インバータの出力端間に接
続される負荷を所定のデューティ比でＰＷＭ双方向駆動
するドライブ回路と、アノードが前記ハイサイドスイッ
チのドレイン電極に接続されるとともにカソードが低位
側コンデンサを通じて前記ローサイドスイッチ制御部の
一方の出力端に接続される低位側ダイオードと、アノー
ドが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続される
とともにカソードが高位側コンデンサを通じて前記ロー
サイドスイッチ制御部の他方の出力端に接続される高位
側ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソー
ドが前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部
の高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を
有するＨブリッジ回路である。
おいて更に、前記負荷がコイルからなることを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、Ｎ型チャンネル絶縁ゲ
ートトランジスタからなるハイサイドスイッチ及びロー
サイドスイッチを直列接続してそれぞれ構成される一対
のインバータを有するブリッジ部と、前記両ハイサイド
スイッチのゲート電極に互いに反対位相をもつ所定周期
の制御電圧を印加するハイサイドスイッチ制御部と、前
記両ローサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位相
をもつ所定周期の制御電圧を印加するローサイドスイッ
チ制御部とを有して、前記両インバータの出力端間に接
続される負荷を所定のデューティ比でＰＷＭ双方向駆動
するドライブ回路と、アノードが前記ハイサイドスイッ
チのドレイン電極に接続されるとともにカソードが低位
側コンデンサを通じて前記ローサイドスイッチ制御部の
一方の出力端に接続される低位側ダイオードと、アノー
ドが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続される
とともにカソードが高位側コンデンサを通じて前記ロー
サイドスイッチ制御部の他方の出力端に接続される高位
側ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソー
ドが前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部
の高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を
有するＨブリッジ回路である。
【０００７】本発明の第４の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記高位側ダイオードのカソード
が出力ダイオードのアノードに接続され、前記出力ダイ
オードのカソードは出力コンデンサを通じて接地される
とともに前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に
接続されることを特徴としている。
の構成において更に、前記高位側ダイオードのカソード
が出力ダイオードのアノードに接続され、前記出力ダイ
オードのカソードは出力コンデンサを通じて接地される
とともに前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に
接続されることを特徴としている。
【０００８】
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成では、Ｎ型
チャンネル絶縁ゲートトランジスタで構成したいわゆる
ＰＷＭ双方向駆動用のＨブリッジ回路のハイサイドスイ
ッチの駆動のために、２段のダイオードーコンデンサ直
列回路からなりトランジスタ回路や専用のオシレータを
内蔵しない昇圧回路を採用した。すなわち、この昇圧回
路は、低位側ダイオードと低位側コンデンサとからなる
低位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回
路の一方の出力端に接続され、低位側ダイオードのアノ
ードがＨブリッジ回路の高位側電源端に接続される。ま
た、高位側ダイオードと高位側コンデンサとからなる高
位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回路
の他方の出力端に接続され、高位側ダイオードのアノー
ドが低位側ダイオードのカソードに接続される。このよ
うにすれば、上記した簡単な昇圧回路構成により、高位
側ダイオードのカソードから高い昇圧電圧を給電するこ
とができ、Ｈブリッジ回路のハイサイドスイッチを駆動
するハイサイドスイッチ制御部の電源電圧として用いる
ことができる。
チャンネル絶縁ゲートトランジスタで構成したいわゆる
ＰＷＭ双方向駆動用のＨブリッジ回路のハイサイドスイ
ッチの駆動のために、２段のダイオードーコンデンサ直
列回路からなりトランジスタ回路や専用のオシレータを
内蔵しない昇圧回路を採用した。すなわち、この昇圧回
路は、低位側ダイオードと低位側コンデンサとからなる
低位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回
路の一方の出力端に接続され、低位側ダイオードのアノ
ードがＨブリッジ回路の高位側電源端に接続される。ま
た、高位側ダイオードと高位側コンデンサとからなる高
位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回路
の他方の出力端に接続され、高位側ダイオードのアノー
ドが低位側ダイオードのカソードに接続される。このよ
うにすれば、上記した簡単な昇圧回路構成により、高位
側ダイオードのカソードから高い昇圧電圧を給電するこ
とができ、Ｈブリッジ回路のハイサイドスイッチを駆動
するハイサイドスイッチ制御部の電源電圧として用いる
ことができる。
【０００９】すなわち、本構成は、ＰＷＭ双方向駆動さ
れるＨブリッジ回路の両出力端が周期的に電源電圧（Ｖ
ｂとする）と接地電位間で互いに相補的にスイングする
ことに着目し、これら両出力端の電圧により上記両コン
デンサの一端の電位をスイングすれば、昇圧回路にトラ
ンジスタやオシレータを内蔵させなくても昇圧が可能と
なる点に着目したものである。したがって、本構成によ
れば簡単な回路構成で高昇圧電圧を得ることができる。
更に、本構成では、Ｈブリッジ回路のＰＷＭ制御キャリ
ヤ周波数が低い場合にはＨブリッジ回路のハイサイドス
イッチ駆動電力が減少するがそれに合わせて昇圧回路の
作動周波数も低減でき、省電力を図ることができる。ま
た、Ｈブリッジ回路が休止している場合には昇圧回路も
自動的に休止することができ、省電力化も図ることがで
きる。
れるＨブリッジ回路の両出力端が周期的に電源電圧（Ｖ
ｂとする）と接地電位間で互いに相補的にスイングする
ことに着目し、これら両出力端の電圧により上記両コン
デンサの一端の電位をスイングすれば、昇圧回路にトラ
ンジスタやオシレータを内蔵させなくても昇圧が可能と
なる点に着目したものである。したがって、本構成によ
れば簡単な回路構成で高昇圧電圧を得ることができる。
更に、本構成では、Ｈブリッジ回路のＰＷＭ制御キャリ
ヤ周波数が低い場合にはＨブリッジ回路のハイサイドス
イッチ駆動電力が減少するがそれに合わせて昇圧回路の
作動周波数も低減でき、省電力を図ることができる。ま
た、Ｈブリッジ回路が休止している場合には昇圧回路も
自動的に休止することができ、省電力化も図ることがで
きる。
【００１０】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、負荷がコイルからなることを特徴としてい
る。このようにすれば、コイルの蓄積された電磁エネル
ギにより更なる昇圧が可能となる。本発明の第３の構成
は、上記第１の構成において更に、両コンデンサの一端
をＨブリッジ回路の両出力端ではなく、ローサイドスイ
ッチ制御部の両出力端に接続するものであり、上記第１
の構成と同様の作用効果を奏することができる。
おいて更に、負荷がコイルからなることを特徴としてい
る。このようにすれば、コイルの蓄積された電磁エネル
ギにより更なる昇圧が可能となる。本発明の第３の構成
は、上記第１の構成において更に、両コンデンサの一端
をＨブリッジ回路の両出力端ではなく、ローサイドスイ
ッチ制御部の両出力端に接続するものであり、上記第１
の構成と同様の作用効果を奏することができる。
【００１１】本発明の第４の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、出力ダイオードと出力コンデンサ
とからなる第３段目のダイオードーコンデンサ直列回路
を高位側のダイオードーコンデンサ直列回路の出力端と
ハイサイドスイッチ制御部の高位側電源端との間に介設
し、出力コンデンサの端部を接地したものである。この
ようにすれば、低位側、高位側のコンデンサのクロッキ
ングにより、ハイサイドスイッチ制御部の電源電圧が変
動しないという作用効果を奏することができる。
の構成において更に、出力ダイオードと出力コンデンサ
とからなる第３段目のダイオードーコンデンサ直列回路
を高位側のダイオードーコンデンサ直列回路の出力端と
ハイサイドスイッチ制御部の高位側電源端との間に介設
し、出力コンデンサの端部を接地したものである。この
ようにすれば、低位側、高位側のコンデンサのクロッキ
ングにより、ハイサイドスイッチ制御部の電源電圧が変
動しないという作用効果を奏することができる。
【００１２】
（実施例１）以下、本発明の昇圧回路付Ｈブリッジ回路
の一実施例を図１を参照して説明する。この昇圧回路付
Ｈブリッジ回路は、エンハンスメント型のＮＭＯＳトラ
ンジスタからなるＨブリッジ回路（ブリッジ部）１と、
昇圧回路２と、Ｈブリッジ回路１のハイサイドスイッチ
Ｈ１、Ｈ２のゲート電圧を形成するドライブ回路（ハイ
サイドスイッチ制御部）３と、Ｈブリッジ回路１のロー
サイドスイッチＬ１、Ｌ２のゲート電圧を形成するドラ
イブ回路（ローサイドスイッチ制御部）４とからなり、
両ドライブ回路３、４は本発明でいうドライブ回路を構
成している。
の一実施例を図１を参照して説明する。この昇圧回路付
Ｈブリッジ回路は、エンハンスメント型のＮＭＯＳトラ
ンジスタからなるＨブリッジ回路（ブリッジ部）１と、
昇圧回路２と、Ｈブリッジ回路１のハイサイドスイッチ
Ｈ１、Ｈ２のゲート電圧を形成するドライブ回路（ハイ
サイドスイッチ制御部）３と、Ｈブリッジ回路１のロー
サイドスイッチＬ１、Ｌ２のゲート電圧を形成するドラ
イブ回路（ローサイドスイッチ制御部）４とからなり、
両ドライブ回路３、４は本発明でいうドライブ回路を構
成している。
【００１３】Ｈブリッジ回路１は、周知のように、ハイ
サイドスイッチＨ１及びローサイドスイッチＬ１を直列
接続してなるインバータと、ハイサイドスイッチＨ２及
びローサイドスイッチＬ２を直列接続してなるインバー
タとを有し、両インバータの出力端間には、リアクタン
ス負荷であるコイルＬが接続されている。昇圧回路２
は、２段縦続ダイオードーコンデンサ直列回路からな
り、低位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、低位
側ダイオードＤ１と低位側コンデンサＣ１を直列接続し
てなり、高位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、
高位側ダイオードＤ２と高位側コンデンサＣ２を直列接
続してなる。低位側ダイオードＤ１のアノードはＨブリ
ッジ回路１のハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のドレイン
電極とともにバッテリ電圧Ｖｂを印加されており、低位
側コンデンサＣ１の端部は一方のインバータの出力端に
接続されている。高位側ダイオードＤ２のアノードは低
位側ダイオードＤ１のカソードに接続され、高位側コン
デンサＣ２の端部は他方のインバータの出力端に接続さ
れている。高位側ダイオードＤ２のカソードは、ハイサ
イドスイッチ制御部をなすドライブ回路３の高位電源端
に接続され、このドライブ回路３に電源電圧を給電して
いる。
サイドスイッチＨ１及びローサイドスイッチＬ１を直列
接続してなるインバータと、ハイサイドスイッチＨ２及
びローサイドスイッチＬ２を直列接続してなるインバー
タとを有し、両インバータの出力端間には、リアクタン
ス負荷であるコイルＬが接続されている。昇圧回路２
は、２段縦続ダイオードーコンデンサ直列回路からな
り、低位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、低位
側ダイオードＤ１と低位側コンデンサＣ１を直列接続し
てなり、高位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、
高位側ダイオードＤ２と高位側コンデンサＣ２を直列接
続してなる。低位側ダイオードＤ１のアノードはＨブリ
ッジ回路１のハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のドレイン
電極とともにバッテリ電圧Ｖｂを印加されており、低位
側コンデンサＣ１の端部は一方のインバータの出力端に
接続されている。高位側ダイオードＤ２のアノードは低
位側ダイオードＤ１のカソードに接続され、高位側コン
デンサＣ２の端部は他方のインバータの出力端に接続さ
れている。高位側ダイオードＤ２のカソードは、ハイサ
イドスイッチ制御部をなすドライブ回路３の高位電源端
に接続され、このドライブ回路３に電源電圧を給電して
いる。
【００１４】ドライブ回路４はローサイドスイッチ制御
部をなすものであって、バッテリ電圧を電源電圧として
ローサイドスイッチＬ１、Ｌ２に印加するゲート電圧を
形成する。これらドライブ回路３、４はＮＭＯＳトラン
ジスタ回路からなる電力増幅段であって、ＰＷＭ制御信
号発生回路５から入力されるＰＷＭ制御信号波形を電力
増幅してＨブリッジ回路１の各トランジスタのゲートに
印加する。このような回路３〜５の構成及びこれら回路
から出力されるＰＷＭ制御信号によるＨブリッジ回路１
のＰＷＭ双方向動作自体は周知であるので、その詳細な
説明は省略する。但し、バッテリ電圧が８Ｖであるとし
て、図１の回路動作を以下に説明する。
部をなすものであって、バッテリ電圧を電源電圧として
ローサイドスイッチＬ１、Ｌ２に印加するゲート電圧を
形成する。これらドライブ回路３、４はＮＭＯＳトラン
ジスタ回路からなる電力増幅段であって、ＰＷＭ制御信
号発生回路５から入力されるＰＷＭ制御信号波形を電力
増幅してＨブリッジ回路１の各トランジスタのゲートに
印加する。このような回路３〜５の構成及びこれら回路
から出力されるＰＷＭ制御信号によるＨブリッジ回路１
のＰＷＭ双方向動作自体は周知であるので、その詳細な
説明は省略する。但し、バッテリ電圧が８Ｖであるとし
て、図１の回路動作を以下に説明する。
【００１５】図１中左側のインバータを６、図１中右側
のインバータを７とし、インバータ６の出力端の電位を
Ｖ１、インバータ７の出力端の電位をＶ２とし、低位側
ダイオードＤ１のカソード電位をＶ３、ドライブ回路３
の電源電圧をＶｇ、ダイオードＤ１，Ｄ２の電位降下を
０．７Ｖ、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のしきい値電
圧をＶｔ（例えば１．５Ｖ）とする。
のインバータを７とし、インバータ６の出力端の電位を
Ｖ１、インバータ７の出力端の電位をＶ２とし、低位側
ダイオードＤ１のカソード電位をＶ３、ドライブ回路３
の電源電圧をＶｇ、ダイオードＤ１，Ｄ２の電位降下を
０．７Ｖ、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のしきい値電
圧をＶｔ（例えば１．５Ｖ）とする。
【００１６】最初、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ１がオ
ン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖ、Ｖ３＝Ｖｂ−０．
７Ｖ＝７．３Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオン、Ｈ２、
Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖの状態になったと
する。Ｖ１が０Ｖから８Ｖにスイングすることにより、
低位側ダイオードＤ１のカソードに寄生容量が存在しな
いものとして容量分割を無視すれば、Ｖ３は、７．３Ｖ
＋８Ｖ＝１５．３Ｖまでブーストされる。ここで、高位
側ダイオードＤ２の電流が非常に小さく、それによりＶ
３はほとんど低下しないと仮定すれば、Ｖ３が１５．３
ＶとなるのでＶｇはＶ３からＤ２のドロップ０．７Ｖを
引いて、１４．６Ｖとなる。
ン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖ、Ｖ３＝Ｖｂ−０．
７Ｖ＝７．３Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオン、Ｈ２、
Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖの状態になったと
する。Ｖ１が０Ｖから８Ｖにスイングすることにより、
低位側ダイオードＤ１のカソードに寄生容量が存在しな
いものとして容量分割を無視すれば、Ｖ３は、７．３Ｖ
＋８Ｖ＝１５．３Ｖまでブーストされる。ここで、高位
側ダイオードＤ２の電流が非常に小さく、それによりＶ
３はほとんど低下しないと仮定すれば、Ｖ３が１５．３
ＶとなるのでＶｇはＶ３からＤ２のドロップ０．７Ｖを
引いて、１４．６Ｖとなる。
【００１７】次に、Ｈ１、Ｌ２がオン、Ｈ２、Ｌ１がオ
フ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ３＝１５．３Ｖ，Ｖｇ
＝１４．６Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ
１がオン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態になっ
たとする。Ｖ１が８Ｖから０Ｖにスイングすることによ
り、高位側ダイオードＤ２はカットオフされ、そして、
ドライブ回路３の消費電流及び寄生容量を便宜的に無視
すれば、Ｖ２が０Ｖから８Ｖへスイングすることにより
コンデンサＣ２を通じての電位変化の影響により、Ｖｇ
が１４．６Ｖから２２．６Ｖまでブーストされる。
フ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ３＝１５．３Ｖ，Ｖｇ
＝１４．６Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ
１がオン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態になっ
たとする。Ｖ１が８Ｖから０Ｖにスイングすることによ
り、高位側ダイオードＤ２はカットオフされ、そして、
ドライブ回路３の消費電流及び寄生容量を便宜的に無視
すれば、Ｖ２が０Ｖから８Ｖへスイングすることにより
コンデンサＣ２を通じての電位変化の影響により、Ｖｇ
が１４．６Ｖから２２．６Ｖまでブーストされる。
【００１８】実際にはドライブ回路３の消費電流や寄生
容量が大きいので、その電源電圧Ｖｇは上記のようには
昇圧されないものの、必要充分な値まで昇圧されること
は容易に理解される。なお、バッテリ電圧Ｖｂが８Ｖで
ある場合、ソースホロワ動作するハイサイドスイッチＨ
１、Ｈ２のしきい値電圧が１．５Ｖであるので、これら
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２を充分にオン（飽和領域
で動作）させるには、８Ｖ＋１．５Ｖ＋６Ｖ（ハイサイ
ドスイッチＨ１のグランドに対するゲート電圧程度あれ
ばよい。したがって、１５．５程度あればよい。ドライ
ブ回路３をＮＭＯＳトランジスタのＥ／Ｅ回路で構成
し、電圧ドロップを考慮すれば、Ｖｇは１８．５Ｖ程度
を確保すればよい。したがって、このＨブリッジ回路１
は充分、動作することがわかる。図２に図１の回路の各
部電圧波形を示す。
容量が大きいので、その電源電圧Ｖｇは上記のようには
昇圧されないものの、必要充分な値まで昇圧されること
は容易に理解される。なお、バッテリ電圧Ｖｂが８Ｖで
ある場合、ソースホロワ動作するハイサイドスイッチＨ
１、Ｈ２のしきい値電圧が１．５Ｖであるので、これら
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２を充分にオン（飽和領域
で動作）させるには、８Ｖ＋１．５Ｖ＋６Ｖ（ハイサイ
ドスイッチＨ１のグランドに対するゲート電圧程度あれ
ばよい。したがって、１５．５程度あればよい。ドライ
ブ回路３をＮＭＯＳトランジスタのＥ／Ｅ回路で構成
し、電圧ドロップを考慮すれば、Ｖｇは１８．５Ｖ程度
を確保すればよい。したがって、このＨブリッジ回路１
は充分、動作することがわかる。図２に図１の回路の各
部電圧波形を示す。
【００１９】次にこのＨブリッジ回路１の立ち上がり時
の動作について説明する。電源オン時、又は、ＰＷＭ制
御信号が長時間０％又は１００％のデューティ比で運転
される場合、Ｖｇはブースト（昇圧）されていないの
で、Ｖｂ−０．７Ｖ×２＝６．６Ｖとなり、ハイサイド
スイッチＨ１には５Ｖ以下のゲート電圧しか印加できな
いことになる。しかし、回路５からデューティ比が０％
又は１００％でないＰＷＭ制御信号が出力されれば、Ｃ
１、Ｃ２は高速に電荷移送を行い、Ｖｇは速やかに必要
なレベルまでブーストされ、問題はない。
の動作について説明する。電源オン時、又は、ＰＷＭ制
御信号が長時間０％又は１００％のデューティ比で運転
される場合、Ｖｇはブースト（昇圧）されていないの
で、Ｖｂ−０．７Ｖ×２＝６．６Ｖとなり、ハイサイド
スイッチＨ１には５Ｖ以下のゲート電圧しか印加できな
いことになる。しかし、回路５からデューティ比が０％
又は１００％でないＰＷＭ制御信号が出力されれば、Ｃ
１、Ｃ２は高速に電荷移送を行い、Ｖｇは速やかに必要
なレベルまでブーストされ、問題はない。
【００２０】本実施例の他の特徴を以下に説明する。本
実施例では、Ｈブリッジ回路１の負荷としてコイルＬす
なわちリアクタンス負荷を採用している。このために、
昇圧効率を大幅に改善することができる。詳しく説明す
ると、最初、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ１がオン、Ｖ
１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２が
オン、Ｈ２、Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ
３＝Ｖｂ−０．７Ｖ＝７．３Ｖの状態になったとする。
Ｌ２のオンによりＶ２は０Ｖとなるが、コイルＬに蓄積
された電磁エネルギはＶ１を過渡的に昇圧し、Ｖ１はバ
ッテリ電圧ｖｂより多少高くなる。したがって、Ｖ３は
上記説明より更に大きく正方向にスイングされることが
わかる。コンデンサＣ２のスイングについても同じであ
る。特にこの降下はハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のゲ
ート電圧が低い場合による有効である。
実施例では、Ｈブリッジ回路１の負荷としてコイルＬす
なわちリアクタンス負荷を採用している。このために、
昇圧効率を大幅に改善することができる。詳しく説明す
ると、最初、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ１がオン、Ｖ
１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２が
オン、Ｈ２、Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ
３＝Ｖｂ−０．７Ｖ＝７．３Ｖの状態になったとする。
Ｌ２のオンによりＶ２は０Ｖとなるが、コイルＬに蓄積
された電磁エネルギはＶ１を過渡的に昇圧し、Ｖ１はバ
ッテリ電圧ｖｂより多少高くなる。したがって、Ｖ３は
上記説明より更に大きく正方向にスイングされることが
わかる。コンデンサＣ２のスイングについても同じであ
る。特にこの降下はハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のゲ
ート電圧が低い場合による有効である。
【００２１】（実施例２）本実施例は図１において、低
位側コンデンサＣ１の端部がＨブリッジ回路１の一方の
出力端ではなく、ドライブ回路（ローサイドスイッチ制
御部）４の一方の出力端に接続され、高位側コンデンサ
Ｃ２の端部がＨブリッジ回路１の他方の出力端ではな
く、ドライブ回路４の他方の出力端に接続される点をそ
の特徴としている。
位側コンデンサＣ１の端部がＨブリッジ回路１の一方の
出力端ではなく、ドライブ回路（ローサイドスイッチ制
御部）４の一方の出力端に接続され、高位側コンデンサ
Ｃ２の端部がＨブリッジ回路１の他方の出力端ではな
く、ドライブ回路４の他方の出力端に接続される点をそ
の特徴としている。
【００２２】ローサイドスイッチＬ１、Ｌ２のゲート電
圧を出力するドライブ回路４の出力電圧Ｖｇ３がＨブリ
ッジ回路１の出力電圧Ｖ２と同相となり、出力電圧Ｖｇ
４がＨブリッジ回路１の出力電圧Ｖ１と同相となるの
で、実施例１と同じ効果を奏することができる。 （実施例３）本実施例は図１において、高位側ダイオー
ドＤ２のカソードとドライブ回路３の電源端との間に出
力用の（逆流阻止用の）ダイオードーコンデンサ直列回
路９を追加したものである。
圧を出力するドライブ回路４の出力電圧Ｖｇ３がＨブリ
ッジ回路１の出力電圧Ｖ２と同相となり、出力電圧Ｖｇ
４がＨブリッジ回路１の出力電圧Ｖ１と同相となるの
で、実施例１と同じ効果を奏することができる。 （実施例３）本実施例は図１において、高位側ダイオー
ドＤ２のカソードとドライブ回路３の電源端との間に出
力用の（逆流阻止用の）ダイオードーコンデンサ直列回
路９を追加したものである。
【００２３】この出力用の（逆流阻止用の）ダイオード
ーコンデンサ直列回路９は、出力用ダイオードＤ３及び
出力用コンデンサＣ３の直列回路からなり、出力用ダイ
オードＤ３のアノードは高位側ダイオードＤ２のカソー
ドに接続され、出力用コンデンサＣ３の端部は接地され
ている。そして、出力用ダイオードＤ３のカソードがド
ライブ回路３の高位電源端に接続されている。
ーコンデンサ直列回路９は、出力用ダイオードＤ３及び
出力用コンデンサＣ３の直列回路からなり、出力用ダイ
オードＤ３のアノードは高位側ダイオードＤ２のカソー
ドに接続され、出力用コンデンサＣ３の端部は接地され
ている。そして、出力用ダイオードＤ３のカソードがド
ライブ回路３の高位電源端に接続されている。
【００２４】このようにすれば、高位側コンデンサＣ２
の電位スイングにより高位側ダイオードＤ２のカソード
電位Ｖ４がブースト、スイングされる場合、Ｖ４がＶｇ
＋０．７Ｖ以下に下がった場合には、出力用ダイオード
Ｄ３がカットオフし、Ｖｇが低下することがなく、ドラ
イブ回路３の電源電圧の変動を効果的に低減することが
でき、実用上、非常に使い易くなる。
の電位スイングにより高位側ダイオードＤ２のカソード
電位Ｖ４がブースト、スイングされる場合、Ｖ４がＶｇ
＋０．７Ｖ以下に下がった場合には、出力用ダイオード
Ｄ３がカットオフし、Ｖｇが低下することがなく、ドラ
イブ回路３の電源電圧の変動を効果的に低減することが
でき、実用上、非常に使い易くなる。
【図１】本発明の実施例１の昇圧回路を有するＨブリッ
ジ回路を示す回路図である。
ジ回路を示す回路図である。
【図２】図１の回路の各部の電位変化を示すタイミング
チャートである。
チャートである。
【図３】実施例２の昇圧回路を有するＨブリッジ回路の
要部を示す回路図である。
要部を示す回路図である。
【図４】実施例３の昇圧回路を有するＨブリッジ回路の
要部を示す回路図である。
要部を示す回路図である。
Ｈ１、Ｈ２はハイサイドスイッチ、Ｌ１、Ｌ２はローサ
イドスイッチ、１はＨブリッジ回路（ブリッジ部）、２
は昇圧回路、３はドライブ回路（ハイサイドスイッチ制
御部）、４はドライブ回路（ローサイドスイッチ制御
部）、Ｄ１は低位側ダイオード、Ｄ２は高位側ダイオー
ド、Ｄ３は出力用ダイオード、Ｃ１は低位側コンデン
サ、Ｃ２は高位側コンデンサ、Ｃ３は出力用コンデン
サ。
イドスイッチ、１はＨブリッジ回路（ブリッジ部）、２
は昇圧回路、３はドライブ回路（ハイサイドスイッチ制
御部）、４はドライブ回路（ローサイドスイッチ制御
部）、Ｄ１は低位側ダイオード、Ｄ２は高位側ダイオー
ド、Ｄ３は出力用ダイオード、Ｃ１は低位側コンデン
サ、Ｃ２は高位側コンデンサ、Ｃ３は出力用コンデン
サ。
Claims (4)
- 【請求項１】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタか
らなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直
列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有す
るブリッジ部と、 前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位
相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイドスイ
ッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート電極
に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加する
ローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両インバー
タの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ比で
ＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、 アノードが前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接
続されるとともにカソードが低位側コンデンサを通じて
前記両インバータの一方の出力端に接続される低位側ダ
イオードと、 アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続
されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じて前
記両インバータの他方の出力端に接続される高位側ダイ
オードとを備え、 前記高位側ダイオードのカソードが前記ドライブ回路の
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
ることを特徴とする昇圧回路を有するＨブリッジ回路。 - 【請求項２】前記負荷はコイルからなる請求項１記載の
昇圧回路を有するＨブリッジ回路。 - 【請求項３】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタか
らなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直
列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有す
るブリッジ部と、 前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位
相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイドスイ
ッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート電極
に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加する
ローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両インバー
タの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ比で
ＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、 アノードが前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接
続されるとともにカソードが低位側コンデンサを通じて
前記ローサイドスイッチ制御部の一方の出力端に接続さ
れる低位側ダイオードと、 アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続
されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じて前
記ローサイドスイッチ制御部の他方の出力端に接続され
る高位側ダイオードとを備え、 前記高位側ダイオードのカソードが前記ドライブ回路の
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
ることを特徴とする昇圧回路を有するＨブリッジ回路。 - 【請求項４】前記高位側ダイオードのカソードは出力ダ
イオードのアノードに接続され、前記出力ダイオードの
カソードは出力コンデンサを通じて接地されるとともに
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
る請求項１又は２記載の昇圧回路を有するＨブリッジ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6303888A JPH08162934A (ja) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | 昇圧回路を有するｈブリッジ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6303888A JPH08162934A (ja) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | 昇圧回路を有するｈブリッジ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162934A true JPH08162934A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17926482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6303888A Pending JPH08162934A (ja) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | 昇圧回路を有するｈブリッジ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162934A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6850019B2 (en) | 2003-06-12 | 2005-02-01 | Mcmillan Electric Company | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost |
| KR100490045B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2006-03-23 | 삼성전자주식회사 | 전하펌핑회로를이용한게이트온전압발생기 |
| JP2006325084A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Hitachi Ltd | 負荷駆動回路、集積回路、及びプラズマディスプレイ |
| KR100743519B1 (ko) * | 2006-04-25 | 2007-07-27 | 단국대학교 산학협력단 | 전력변환시스템의 스위칭 손실을 줄이기 위한 레벨 쉬프팅구동회로 |
-
1994
- 1994-12-07 JP JP6303888A patent/JPH08162934A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100490045B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2006-03-23 | 삼성전자주식회사 | 전하펌핑회로를이용한게이트온전압발생기 |
| US6850019B2 (en) | 2003-06-12 | 2005-02-01 | Mcmillan Electric Company | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost |
| US6940238B2 (en) | 2003-06-12 | 2005-09-06 | Mcmillan Electric Company | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost |
| JP2006325084A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Hitachi Ltd | 負荷駆動回路、集積回路、及びプラズマディスプレイ |
| KR100743519B1 (ko) * | 2006-04-25 | 2007-07-27 | 단국대학교 산학협력단 | 전력변환시스템의 스위칭 손실을 줄이기 위한 레벨 쉬프팅구동회로 |
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