JPH0817377B2 - 位相復調系の基準発振器補正回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は位相復調系の基準発振器補正回路に関し、特
に基準発振器を基準として、入力位相変調波の周波数お
よび位相を制御して同期検波を行う位相復調系の基準発
振器補正回路に関する。

（従来の技術） 従来、位相変調波の同期検波には、電圧制御発振器
（VCO）によるキャリア再生を必要とするが、フェージ
ング回線に用いられるパスバンド帯での適応整合フィル
タおよび適応自動等化器を用いた位相復調系において
は、相関技術により入力の変調波に対して位相制御およ
び振幅制御が行われている。位相制御をさらに周波数制
御まで拡張した形態として、電圧制御発振器（VCO）を
持たず、その代わりに固定周波数の基準発振器を持ち入
力変調波の周波数および位相を基準発振器を基準として
制御し、同期検波を行う位相復調系が用いられている。
これは、VCOが不要なことと、強度なマルチパスフェー
ジングに対して同期特性がVCO方式に比べてすぐれてい
る利点を有する。

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の基準発振器による位相制御方式におい
て、適応整合フィルタ等を用いる場合、各タップからの
じょう乱成分を少なくするために相関器の積分回路の帯
域を狭くしている。従って、周波数制御可能な範囲での
入力変調波のキャリア周波数と基準発振器の発振周波数
との許容差は比較的狭い。そのため、送信系および受信
系における各局部発振器の周波数ずれおよび基準発振器
の周波数ずれが大きくなると、相関器の動作上問題とな
り、同期検波が正常に行われないという欠点がある。

（課題を解決するための手段） 本発明による位相復調系の基準発振器補正回路は、入
力信号と受信基準キャリアとを受け、該受信基準キャリ
アで該入力信号の同期検波をし、該同期検波による位相
復調出力を判定データとして出力すると共に、アイパタ
ーンを生成する位相復調器と、 前記アイパターンと前記判定データとの差を生成し、
該差を誤差信号として出力する減算器と、 基準キャリア信号を発振する基準発振器と、 前記基準キャリア信号を第１および第２の基準キャリ
ア信号に分岐し、該第１の基準キャリア信号を前記受信
キャリア信号として前記位相復調器へ出力する分岐器
と、 前記第２の基準キャリア信号を前記誤差信号で位相変
調し、誤差変調波を生成する誤差信号変調器と、 変調波入力に時間遅延を与え、遅延変調波入力を生成
する遅延回路と、 前記遅延変調波入力と前記誤差変調波との相関演算に
より相関値を生成し、該相関値を表す相関値信号を出力
する相関器と、 前記相関値信号と前記変調波入力との積を生成し、該
積を表す信号を前記入力信号として前記位相復調器へ出
力する乗算器と、 前記相関値信号を増幅する自動利得増幅器と、 前記自動利得増幅器の出力を受ける高域通過フィルタ
と、 前記高域通過フィルタの出力レベルを検出する手段
と、 前記検出手段で検出した前記出力レベルが所定値以上
になるように前記基準発振器の発振周波数を制御する手
段と からなることを特徴とする。

（実施例） 次に本発明について図面を参照して説明する。第１図
は本発明による位相復調系の基準発振器補正回路の一実
施例である。

図１において、１は複素乗算器、２は複素相関器、３
は位相復調器、４は減算器、５は誤差信号変調器、６は
遅延時間Ｄの遅延素子、７は基準発振器、８は分配器、
９はAGC増幅器、10はハイパスフィルタ、11はレベル検
波ダイオード、12は制御回路である。

第１図において、変調波受信入力を ｒ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）exp（ｊωｔ） （１） とおく。ここでＳ（ｔ）はベースバンド信号を、exp
（ｊωｔ）は送信キャリア信号を示しており、これらの
積によりパスバンド信号が形成されている。複素相関器
２が出力する相関値をＷとした場合、位相復調器３の入
力信号は、 ｙ（ｔ）＝Ｗ・Ｓ（ｔ）exp（ｊωｔ） （２） と示される。位相復調器では上記（２）式の信号に基準
発振器７からの基準ローカル信号を乗じている。ここ
で、該基準ローカル信号を Ｌ（ｔ）＝exp（ｊω□ｔ） （３） とすると該乗算結果は Ｚ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・Ｌ（ｔ） ＝Ｗ・Ｓ（ｔ）exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝
（４） となる。上記（４）式の右辺において、キャリア周波数
ωと基準ローカル周波数ω□の差を角周波数とする正弦
振動（ビート）成分が含まれている。ここで、相関値Ｗ
が該ビート振動と逆回転の単振動となれば、（４）式は
ベースバンドの送信変調信号Ｓ（ｔ）と等しくなり、同
期検波が成立することとなる。すなわちアイパターンを
得ることが可能である。

位相復調器では上記基準ローカル信号を乗じる操作の
後、アイパターンから変調シンボルを判定する為の判定
操作（ディシジョン）を行う。すなわちアイパターンの
最大開口点をサンプリングし、複素信号面にて判定を行
う。例えば、QPSK変調であれば、実軸および虚軸にてそ
れぞれ２値判定を行う。この判定操作による判定結果
（判定データ）（ｔ）は位相復調器３より出力され
る。

減算器４は前記位相復調器３内部で検波されたアイパ
ターンと前記判定データとの差を取り、誤差信号（判定
誤差）εを得る。すなわち、 ε＝（ｔ）−Ｚ（ｔ） （５） となる。ところで、受信信号レベルが低く、熱雑音によ
りビット誤りが生じるのは、上記判定操作にて判定した
結果が送信シンボルと不一致となった場合に相当する。
ここでは、通信に必要な回線品質が保たれる場合を対象
とする。例えば、ビット誤り率が10^-6の場合には、10⁶
ビット中に１個の判定誤りが発生している。残りの（10
⁶−１）個の情報ビットは正しく判定されることにな
る。従って、位相復調器が判定した結果（ｔ）を下記
のように近似する。

（ｔ）≒Ｓ（ｔ） （６） ここで（４）式と（６）式を（５）式に代入すると、 ε＝Ｓ（ｔ）［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］
（７） となる。

次に誤差信号変調器５において、上記（７）式の誤差
εに基準発振器７の基準ローカル信号exp（ｊωｔ）を
乗じて、該基準ローカル信号が乗ぜられた誤差信号を複
素相関器２に入力する。該誤差変調信号ε′は ε′＝Ｓ（ｔ）［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω −ω□）ｔ｝］・exp｛ｊω□ｔ｝ （８） と記述できる。

（１）式で示される変調波入力信号は分岐され一方は
複素乗算器１に入力され、他方は遅延時間がＤの遅延素
子６に入力される。この遅延時間Ｄは相関器２におい
て、上記（８）式の誤差変調波とタイミングを一致さ
せ、相関演算が正しく行われることを目的とする。相関
器２の変調波入力信号Ｒ（ｔ）は Ｒ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）exp｛ｊωｔ｝ （９） となる。複素相関器２では上記（９）式の複素共約と
（８）式の誤差変調波ε′とを乗算し、積分するという
相関処理を行う。該相関処理による相関値Ｗは下記のよ
うに示すことができる。

Ｗ＝Ｅ［Ｒ（ｔ）^＊・ε′］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊exp｛−ｊωｔ｝・Ｓ（ｔ）［１ −Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］・exp｛ｊω□ｔ｝］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ（ｔ）］・exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝・［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ（ｔ）］・［exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝−Ｗ］ （10） 上記（10）式において右辺第１項のＥ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ
（ｔ）］は数学的には自己相関形成を意味しており、物
理的には積分操作すなわち時間平均を取ることで得られ
る。電気回路で実現するにはRCローパスフィルタが用い
られる。ところでＳ（ｔ）はデジタル情報ビットによる
ベースバンド信号である。これらは一般にPN符号で近似
され、自己相関が極めて高い符号であり、その自己相関
は となる。ここで信号電力は１と正規化している。従って
（11）式を（12）式に代入すると、 Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝−Ｗ （12） を得る。これを相関値Ｗについて解くと Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝/2 （13） となる。複素相関器では上述したように乗算器と積分器
からなるが、積分器のゲインを２とすれば、上記（13）
式のＷの最終出力は Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝ （14） となる。すなわち、上記乗算器１の重み係数のＷは位相
復調器３内部のアイパターンに生じているキャリアビー
トと逆回転していることが分かる。すなわち、この場合
Ｗを乗算器１に乗じることにより同期検波できることを
示唆している。上記（14）式を前記（７）式の判定誤差
εに代入すると、 ε＝Ｓ（ｔ）［１−exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］ ＝０ （15） となり、同期検波が確立し、非同期状態による誤差が生
じないことを示している。

上記動作によるキャリア同期は、従来から用いられて
いるPLLとは全く相違する。すなわち、従来のPLL回路に
よるキャリア同期では受信側のローカルキャリアを入力
の変調波キャリアに位相同期させるが、本方式では受信
側ローカルキャリアは固定周波数に設定し、入力側の変
調キャリアにローカルビートと逆回転の複素係数を乗じ
ることにより、入力側を受信側に同期させている。この
操作により、位相検波器、ループフィルタ、VCOなどを
必要としない。最も大きな効果はPLL固有の疑似引き込
みなどの問題を回避できることである。また本方式のキ
ャリア同期は適応等化器を用いる方式であれば、構成要
素５と構成要素６を付加するだけで実現できる。すなわ
ち、マルチパスフェージング回線での無線通信のように
適応等化器を用いる場合には、等化器のみでマルチパス
歪の除去とキャリア同期を同時に実現し、PLLなどの回
路は全く不要にできる。

しかしながら、上に述べた構成要素１から８だけによ
る基本動作には欠点もある。それは（11）式のように時
間平均を相関器２で実施しているが、時間平均を取る為
のRCローパスフィルタの信号帯域は一般にフェージング
変動に追随できる程度に狭帯域に設定する必要がある。
もし、この帯域を広帯域にすると、適応信号処理分野で
良く知られているように、背景雑音の問題が生じる。送
信ベースバンド信号Ｓ（ｔ）はランダムデータ系列とし
て扱うことができるが、その自己相関係数が１となるに
は、数学的には時間ｔを−∞〜＋∞の範囲で積分した結
果である。ここで、積分時間はRCローパスフィルタの時
定数に対応している。もし、RCローパスフィルタを広帯
域に設定すると、フィルタの時定数は短くなるが、上記
積分時間が±∞の範囲でなくなり、短くなる。するとラ
ンダムデータ系列Ｓ（ｔ）の自己相関係数は１でなくな
り、Ｓ（ｔ）とその複素共約の積によるランダム雑音成
分が自己相関値の一部として出力される。この再発生す
るランダム雑音が背景雑音であり、これを複素乗算器１
に重み係数として乗じると主信号側に等価的な熱雑音が
付加されるという問題が発生する。従って、適応制御の
観点から相関器の帯域は狭帯域に設定される。もし、こ
のように狭帯域に設定された場合、送信キャリアと受信
側基準ローカルの周波数差が相関器２の帯域より大の場
合は、キャリア同期制御が掛からず同期検波できなくな
ってしまう。そこで、本発明では、構成要素9,10,11,12
を備えている。前述のようにキャリア同期が確立してい
る時には、相関値Ｗは（14）式に示すように振幅１の正
弦振動となっている。もし、送信ローカルと受信側基準
ローカルの周波数差が増大してくると、相関器フィルタ
帯域の減衰特性を受けて、相関値は小さくなってくる。
すなわち、相関値Ｗのレベルを検出することによりロー
カルビート差の情報を得ることが可能である。

ところで相関器２で得られる相関値Ｗには単に送受間
のローカルビート差の情報だけでなく、伝搬路で生じる
フェージング情報も重畳されている。従って、フェージ
ングによる信号レベル変動に応じて相関値Ｗも変動して
いることになる。これらのフェージングによる変動は極
めて低速度である。今問題としているのは、キャリアビ
ートのような極めて周波数が高い成分である。そこで、
相関値Ｗからローカルビート差の情報を得るには、先ず
フェージングによるレベル変動成分を除去する必要があ
る。そこで、相関値ＷをAGC増幅器９に通す。AGC増幅器
９の時定数をフェージングのような低速度には反応する
が、高い周波数には追随しないように設定する。これに
より周波数の高いローカルビート成分は通過できるよう
に調整を行う。次にAGC増幅器９出力をハイパスフィル
タ10に通す。ここではローカルビートの周波数が高くな
るほどゲインを持たせている。すなわち、ローカルビー
ト差が大きくなるほどハイパスフィルタ出力は大とな
る。これをの検波ダイオード11により検出し、制御回路
12に通す。ここでは入力される検波電圧がある規定値以
上となると、基準発振器７の発振周波数をずらせること
により、該検波電圧が規定値以下になるよう制御を行
う。その為には基準発振器７にはVCOのように電圧制御
発振器を採用する。制御回路12はマイクロ・コンピュー
タなどにより実現できる。

検波ダイオード11からの検波電圧がある規定値以下に
なれば、制御回路12は一定電圧を基準発振器７に供給
し、該基準ローカル周波数を固定とする。このような操
作により狭帯域の相関器帯域内にローカルビートが収ま
るように固定化され、構成要素１から８による前述のキ
ャリア同期がただしく機能することが保証される。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明は相関器出力の相関値を
自動利得制御増幅器により、入力キャリアと基準発振器
との周波数差のみの情報に変換し、これを高域通過フィ
ルタおよび検波器により周波数差を直流電圧に変換し
て、入力キャリアと基準発振器との周波数差を監視の可
能としている。この周波数差が許容範囲内となるように
基準発振器の周波数を制御することにより、入力キャリ
アと基準発振器との周波数ずれによる位相復調系の劣化
を防ぎ、マニュアルによる基準発振器の周波数調整など
のメンテナンスが不要となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による位相復調系の基準発振器補正回路
の一実施例である。 １……乗算器、２……相関器、３……位相復調器、４…
…引算器、５……誤差信号変調器、６……遅延回路、７
……基準発振器、８……ハイブリッド、９……自動利得
制御増幅器、10……高域通過フィルタ、11……検波器、
12……制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号と受信基準キャリアとを受け、該
   受信基準キャリアで該入力信号の同期検波をし、該同期
   検波による位相復調出力を判定データとして出力すると
   共に、アイパターンを生成する位相復調器と、 前記アイパターンと前記判定データとの差を生成し、該
   差を誤差信号として出力する減算器と、 基準キャリア信号を発振する基準発振器と、 前記基準キャリア信号を第１および第２の基準キャリア
   信号に分岐し、該第１の基準キャリア信号を前記受信キ
   ャリア信号として前記位相復調器へ出力する分岐器と、 前記第２の基準キャリア信号を前記誤差信号で位相変調
   し、誤差変調波を生成する誤差信号変調器と、 変調波入力に時間遅延を与え、遅延変調波入力を生成す
   る遅延回路と、 前記遅延変調波入力と前記誤差変調波との相関演算によ
   り相関値を生成し、該相関値を表す相関値信号を出力す
   る相関器と、 前記相関値信号と前記変調波入力との積を生成し、該積
   を表す信号を前記入力信号として前記位相復調器へ出力
   する乗算器と、 前記相関値信号を増幅する自動利得増幅器と、 前記自動利得増幅器の出力を受ける高域通過フィルタ
   と、 前記高域通過フィルタの出力レベルを検出する手段と、 前記検出手段で検出した前記出力レベルが所定値以上に
   なるように前記基準発振器の発振周波数を制御する手段
   と からなることを特徴とする位相復調系の基準発振器補正
   回路。