JPH08181554A - 自動利得制御回路を備えたディジタル無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 復調に供する受信信号の分解能を十分に確保
した上で、Ａ／Ｄ変換に要求される分解能を低くできる
ようにし、これにより回路構成の小形化および低価格化
を図る。 【構成】 ＡＧＣ回路により可変制御された第２受信中
間周波信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器２０と、復
調処理を行なう復調回路１１との間に、演算回路２４を
設ける。そして、この演算回路２４において、上記第２
受信中間周波信号のレベルを可変制御するためにＡＧＣ
回路で発生された総利得値Ｇの逆数に相当する利得を上
記Ａ／Ｄ変換器２０の出力信号に乗算し、これにより得
られた１／Ｇ倍されたＡ／Ｄ変換出力信号を復調回路１
１に供給するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信方式を
採用した携帯・自動車電話システムやコードレス電話シ
ステムなどの移動無線通信システムにおいて使用される
ディジタル無線通信装置に係わり、特に受信変調波信号
の振幅レベルを一定化する自動利得制御回路を備えた無
線通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動無線通信システムの一つとし
て、秘話性に優れかつ無線周波数の有効利用が可能なデ
ィジタル通信方式を採用したシステムが開発されてい
る。この種のシステムでは、変調方式としてＱＰＳＫあ
るいはπ／４シフトＤＱＰＳＫ等のディジタル変調方式
が使用されている。これらのディジタル変調方式は、位
相と振幅に情報をのせて伝送する方式であるため、無線
受信回路系において受信変調波信号が飽和すると正確な
復調を行なえなくなってしまう。そこで、この種のシス
テムで使用される無線通信装置では、一般に無線受信回
路に自動利得制御回路（ＡＧＣ：Automatic Gain Contr
ol回路）を設けて受信変調波信号の飽和を防止してい
る。

【０００３】図６は、ＡＧＣ回路を備えた従来の無線受
信回路の構成の一例を示すものである。同図において、
アンテナ１で受信された無線変調波信号ＲＦＳは、先ず
第１ミキサ２で第１局部発振器３から発生された第１局
部発振信号ＬＯ１とミキシングされて第１受信中間周波
信号ＩＦＳ１に変換されたのち、第１中間周波増幅器と
しての可変利得増幅器４で振幅レベルが可変制御され
る。そして、この振幅レベルの可変制御が行なわれた第
１受信中間周波信号ＩＦＳ１′は、続いて第２ミキサ５
で第２局部発振器６から発生された第２局部発振信号Ｌ
Ｏ２とミキシングされて第２受信中間周波信号ＩＦＳ２
に変換されたのち、第２中間周波増幅器としての可変利
得増幅器７で振幅レベルが可変制御される。この可変利
得増幅器７から出力された第２受信中間周波信号ＩＦＳ
２′は、第３ミキサ８でさらに第３局部発振器９から発
生された第３局部発振信号ＬＯ３とミキシングされて受
信ベースバンド信号ＢＳに変換される。そしてこの受信
ベースバンド信号ＢＳは、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１０において、所定のサンプリング周波数で
サンプリングされるとともに所定の分解能で量子化さ
れ、これによりディジタル受信ベースバンド信号ＤＢＳ
となって復調回路１１による復調信号処理に供される。

【０００４】また、上記Ａ／Ｄ変換器１０から出力され
たディジタル受信ベースバンド信号ＤＢＳは電力値算出
回路（ＰＷＲ）１２に入力され、ここで電力値が検出さ
れる。そして、この電力検出値は平均回路（ＡＶＥ）１
３で平均化されたのち判定回路１４で基準値と比較さ
れ、その比較結果は利得値算出回路１５に入力される。
利得値算出回路１５では、上記比較結果に応じて上記電
力検出値を基準値に近付けるための可変利得値が算出さ
れる。デコーダ１６では、上記算出された可変利得値を
基に前記第１および第２の可変利得増幅器４，７の各々
に割り振る利得値Ｇ１，Ｇ２が決定される。そして、こ
れらの利得値Ｇ１，Ｇ２を表わす利得制御信号ＧＳ１，
ＧＳ２がそれぞれ上記第１および第２の各可変利得増幅
器４，７に供給され、これにより第１および第２の各可
変利得増幅器４，７に利得が設定される。

【０００５】したがって、例えばマルチパスの影響によ
り受信無線変調波信号の振幅レベルが変化したとして
も、この振幅レベルの変化は上記第１および第２の各可
変利得増幅器４，７による利得制御によって抑圧され、
これによりＡ／Ｄ変換器１０には振幅レベルが常に一定
範囲内になるように制御された受信ベースバンド信号Ｂ
Ｓが入力される。

【０００６】一般に、ディジタル移動通信システムで使
用される無線通信装置では、無線変調波信号の入力ダイ
ナミックレンジとして−１２０ｄＢｍから−２０ｄＢｍ
までの約１００ｄＢが要求される。また、フェージング
のために常時−３０ｄＢ〜＋１０ｄＢ程度のレベル変動
が数十Ｈｚ程度のピッチで発生している。このような無
線変調波信号を分解能を維持しつつＡ／Ｄ変換器１０に
おいてＡ／Ｄ変換するには、上記したＡＧＣ回路は不可
欠である。

【０００７】ところで、上記ＡＧＣ回路を構成する場合
には次の点を考慮する必要がある。すなわち、マルチパ
ス歪みを等化するために遅延等化器を使用している場
合、受信変調波信号の振幅情報も復調に必要なため、振
幅情報に対するＡＧＣ回路の応答の影響を極力小さくし
なければならない。通常、このＡＧＣ回路の応答時間は
受信データの１シンボル長の１００倍以上になるように
設定される。

【０００８】ところが、このようにＡＧＣ回路の応答時
間を長く設定すると、フェージングによるレベル変動に
十分に追従できなくなる。このため、このフェージング
によるレベル変動分を見込んで、Ａ／Ｄ変換器１０の分
解能を余分に確保しなければならない。例えば、フェー
ジングによるレベル変動を−２０ｄＢ〜＋１０ｄＢとす
ると、Ａ／Ｄ変換器１０に要求される分解能は１３ビッ
ト以上となる。

【０００９】また、上記第１および第２の可変利得増幅
器４，７として使用される数値制御形の可変利得増幅器
の分解能は、遅延等化器に対する非線形効果をなるべく
小さくするために十分に高く設定する必要があり、通常
は１ステップ０．５ｄＢ以下に設定される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の装置
では、Ａ／Ｄ変換器１０に高い分解能が要求される。と
ころが、高分解能でさらにサンプリング周波数の高いＡ
／Ｄ変換器は大形で高価であり、ＤＳＰなどのディジタ
ル信号処理回路とともに１チップ化することが現状では
難しい。例えば、第２受信中間周波信号ＩＦＳ２′をＡ
／Ｄ変換しようとすると、この第２受信中間周波信号Ｉ
ＦＳ２′の周波数は通常４５５ｋＨｚであり、この周波
数の信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングするには、受信
変調波信号の帯域幅を考慮すると、最低１ＭＨｚ以上の
サンプリング周波数が要求される。しかし、１３ビット
以上の分解能を有しかつ１ＭＨｚのサンプリング周波数
で動作するＡ／Ｄ変換器は、先に述べたようにＤＳＰと
ともに１チップ化することが困難であり、また別チップ
として作製すると回路が高価になる。このため、現状で
は図６に示したようにＡ／Ｄ変換器１０の前段に第３ミ
キサ８を設け、このミキサ８により第２の受信中間周波
信号ＩＦＳ２′をベースバンド信号ＢＳにダウンコンバ
ートしたのちにＡ／Ｄ変換器１０に供給せざるを得なか
った。しかし、このように構成すると、当然のことなが
ら第３ミキサ８および第３局部発振器９が必要なため回
路が複雑で大形なものになる。

【００１１】また数値制御形の可変利得増幅器について
も、１ステップ０．５ｄＢとして１００ｄＢのダイナミ
ックレンジを確保するには２００ステップが必要であ
り、これも製作が難しく高価なものとなる。

【００１２】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その目的とするところは、復調に供する受信信号の
分解能を十分に確保した上で、Ａ／Ｄ変換に要求される
分解能を低くできるようにし、これにより回路構成の小
形化および低価格化を図った自動利得制御回路を備えた
ディジタル無線通信装置を提供することである。

【００１３】また本発明の他の目的は、受信変調波信号
の振幅レベルを可変するための可変利得形レベル可変手
段の利得ステップ幅を大きくできるようにして、可変利
得形レベル可変手段の回路構成の簡単小形化を図った自
動利得制御回路を備えたディジタル無線通信装置を提供
することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記各目的を達成するた
めに本発明は、無線受信回路で受信された変調波信号の
振幅レベルを可変制御する自動利得制御回路を備えたデ
ィジタル無線通信装置において、上記無線受信回路の中
間周波段に、上記受信変調波信号の振幅レベルを可変し
て出力する可変利得形のレベル可変手段を設けるととも
に、このレベル可変手段により振幅レベルが可変された
受信変調波信号をディジタル信号に変換するアナログ／
ディジタル変換手段と、このアナログ／ディジタル変換
手段の出力信号の電力値を検出し、この電力検出値と予
め設定した基準値との比較結果を基に上記レベル可変手
段の利得を可変制御する利得制御手段とを設け、さらに
上記アナログ／ディジタル変換手段の出力段に演算手段
を設けている。そして、この演算手段において、上記ア
ナログ／ディジタル変換手段の出力信号の振幅レベル
を、上記利得制御手段により可変制御された上記レベル
可変手段の利得の逆数に相当する利得で可変制御し、こ
の可変制御された信号を復調のための信号処理に供する
ようにしたものである。

【００１５】また本発明は、演算回路を、アナログ／デ
ィジタル変換手段の出力信号をビットシフトすることに
より、レベル可変手段の利得の逆数に相当する利得で可
変制御された信号を出力するバレルシフタにより構成す
ることも特徴としている。

【００１６】

【作用】この結果本発明によれば、アナログ／ディジタ
ル変換手段から出力された受信変調波信号は、レベル可
変手段に設定された利得の逆数に相当する利得で振幅レ
ベルが可変制御されたのち復調信号処理に供されること
になる。すなわち、復調回路へはＡＧＣ回路による利得
制御を行なわずにＡ／Ｄ変換の分解能を高めた場合と等
価な受信変調波信号が供給されることになる。このた
め、Ａ／Ｄ変換手段の分解能を低く設定することが可能
となり、これによりＡ／Ｄ変換手段を復調信号処理等を
行なうディジタル信号処理回路とともに１チップ化する
ことが可能となって、回路構成の小形化および低価格化
を図ることができる。

【００１７】また、Ａ／Ｄ変換手段では分解能を低くで
きる分だけ高速度のサンプリングが可能となる。したが
って、Ａ／Ｄ変換手段では受信中間周波信号をベースバ
ンド信号にダウンコンバートすることなく中間周波信号
のままサンプリングすることが可能となり、これにより
ベースバンド信号への周波数変換回路が不要となって回
路構成の簡単小形化を図ることができる。

【００１８】さらに、受信変調波信号は第１のレベル可
変手段に設定された利得の逆数に相当する利得で振幅レ
ベルが可変制御されたのち復調信号処理に供されるの
で、ＡＧＣ回路における利得可変ステップ幅が大きい場
合でも、復調信号処理に供される受信変調波信号の変化
はほぼ連続的と見做せるようになる。このため、遅延等
化器を使用している場合に、この遅延等化器に対する非
線形効果は利得変化のステップ幅の精度のみに影響され
ることになり、これによりＡＧＣ回路のレベル可変手段
における利得可変ステップ数を減らすことが可能となっ
て、レベル可変手段の製作を容易にすることができる。
また演算手段をバレルシフタにより構成することで、演
算手段を極めて簡単に実現することができる。

【００１９】

【実施例】図１は、本発明の一実施例に係わるＡＧＣ回
路を備えたディジタル無線通信装置の無線受信回路部の
構成を示すブロック図である。なお、同図において前記
図６と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略
する。

【００２０】第２の可変利得増幅器７から出力された第
２受信中間周波信号ＩＦＳ′は、Ａ／Ｄ変換器２０に入
力される。Ａ／Ｄ変換器２０は、第２受信中間周波信号
ＩＦＳ′の周波数に応じて予め定められたサンプリング
周波数で上記第２受信中間周波信号ＩＦＳ′をサンプリ
ングする。このＡ／Ｄ変換器２０から出力されたディジ
タル受信信号ＤＩＦＳは、電力値算出回路（ＰＷＲ）２
１に入力される。電力値算出回路２１では上記ディジタ
ル受信信号ＤＩＦＳの電力値が算出され、その電力算出
値は利得値算出回路２２に入力される。この利得値算出
回路２２は、上記電力算出値を基準値と比較してその比
較結果を基に電力算出値を基準値に近付けるための総利
得値Ｇを算出する。デコーダ２３は、上記総利得値Ｇを
基に第１および第２の各可変利得増幅器４，７に振り分
ける利得値Ｇ１，Ｇ２を決定し、これらの利得値Ｇ１，
Ｇ２を表わす利得制御信号ＧＳ１，ＧＳ２をそれぞれ上
記各可変利得増幅器４，７に供給する。

【００２１】また、本実施例の無線通信装置では、上記
Ａ／Ｄ変換器２０と復調回路１１との間に演算回路２４
が介挿してある。この演算回路２４は、Ａ／Ｄ変換器２
０から出力されたディジタル受信信号ＤＩＦＳに、上記
利得値算出回路２２により得られた総利得値Ｇの逆数
（１／Ｇ）を乗算するもので、これにより振幅制御され
たディジタル受信信号ＤＩＦＳ′は復調処理のために復
調回路１１に供給される。

【００２２】図２は、以上述べた無線受信回路部の要部
構成を具体的に示した回路ブロック図である。なお、こ
の無線受信回路部は変調方式としてＱＰＳＫ方式を使用
した場合のものである。

【００２３】Ａ／Ｄ変換器２０の後段には直交復調器３
０が配設してある。この直交復調器３０は、２個の乗算
器３１，３２と、局部発振器３３と、π／２移相器３４
とから構成される。局部発振器３３は、正弦波データを
記憶したＲＯＭからなり、ディジタル信号処理回路１１
０から供給されたアドレス情報に従って正弦波データを
読み出し、この正弦波データを局部発振信号として出力
する。この局部発振信号は二分岐されたのち、一方はそ
のまま乗算器３１に供給され、他方は上記π／２移相器
３４でπ／２移相されて乗算器３２に供給される。乗算
器３１，３２では、それぞれ上記Ａ／Ｄ変換器２０から
出力された第２中間周波数のディジタル受信信号ＤＩＦ
Ｓが上記局部発振信号とミキシングされ、これにより同
相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分のベースバンド信号
に変換される。

【００２４】電力値算出回路２１は、２個の乗算器２１
１，２１２と、加算器２１３とから構成される。そし
て、これらの乗算器２１１，２１２および加算器２１３
により、上記直交復調器３０から出力された受信ベース
バンド信号の電力値の二乗値を算出する。

【００２５】利得値算出回路２２は、比較器２２１と、
アップダウンカウンタ２２２とから構成される。比較器
２２１は、上記電力値算出回路２１により算出された電
力値を判定するための２つのしきい値ＴＨ１，ＴＨ２を
有する。図３はこれらのしきい値ＴＨ１，ＴＨ２を説明
するためのものである。すなわち、Ａ／Ｄ変換器２０の
分解能が例えば８ビットであれば、Ａ／Ｄ変換器２０の
出力信号は２の補数で表わすと−１２８〜＋１２７の範
囲内のいずれかの値をとる。受信ベースバンド信号の電
力値を３２² から６４² の範囲内に収めるためには、当
該電力値が６４² ＝４０９６以上に増加したときに総利
得値Ｇを１ステップ（＝６ｄＢ）下げ、これに対し電力
値が３２² ＝１０２４以下に減少したときに１ステップ
上げればよいことになる。したがって、比較器２２１の
各しきい値ＴＨ１，ＴＨ２は、それぞれ受信電力値が４
０９６以上に増加したときにカウントダウンパルスを出
力し、受信電力値が１０２４以下に低下したときにカウ
ントアップパルスを出力するように設定される。

【００２６】アップダウンカウンタ２２２は例えば５ビ
ットのカウンタからなり、上記比較器２２１からのカウ
ントダウンパルスおよびカウントアップパルスの出力に
したがってカウント値をそれぞれ−１，＋１する。そし
て、このカウント値を総利得値Ｇを表わす情報としてデ
コーダ２３およびバレルシフタ２４１，２４２に出力す
る。

【００２７】デコーダ２３は、例えばメモリテーブルを
構成するＲＯＭからなり、上記アップダウンカウンタ２
２２のカウント値がアドレスとして供給されると、この
アドレスに対応付けて予め記憶されている第１および第
２の各可変利得増幅器４，７に与えるべき利得値Ｇ１，
Ｇ２を表わすデコード値を読み出す。図４は、上記アッ
プダウンカウンタ２２２のカウント値と、第１および第
２の可変利得増幅器４，７に与えるべき利得制御値ＧＳ
１，ＧＳ２およびデコード値との対応関係を、総利得値
Ｇ、第１の可変利得増幅器４の利得値Ｇ１，Ｇ２ととも
に示したものである。

【００２８】バレルシフタ２４１，２４２は、上記アッ
プダウンカウンタ２２２のカウント値が入力されると、
上記直交復調器３０から出力された受信ベースバンド信
号の値を上記カウント値だけ減少させる方向にシフトす
るもので、これにより受信ベースバンド信号の振幅値を
上記総利得値Ｇの逆数（１／Ｇ）倍とする演算を実行す
る。

【００２９】復調回路１１は、ディジタル信号処理回路
１１０により構成され、上記バレルシフタ２４１，２４
２から出力された受信ベースバンド信号を受けて、この
受信ベースバンド信号を復調するためのディジタル信号
処理を実行する。

【００３０】次に、以上のように構成された回路の動作
を説明する。アンテナ１で受信された無線変調波信号Ｒ
ＦＳは、第１ミキサ２で第１受信中間周波信号ＩＦＳ１
にダウンコンバートされたのち第１の可変利得増幅器４
でレベル制御され、さらに第２ミキサ５で第２受信中間
周波信号ＩＦＳ２にダウンコンバートされたのち第２の
可変利得増幅器７においてレベル制御される。そして、
このレベル制御された第２受信中間周波信号ＩＦＳ２′
は、Ａ／Ｄ変換器２０においてサンプリングされる。

【００３１】Ａ／Ｄ変換器２０からサンプリングされた
第２受信中間周波信号ＤＩＦＳが出力されると、この第
２受信中間周波信号ＤＩＦＳは直交復調器３０でベース
バンド信号に直交復調されたのち電力値算出回路２１に
入力され、この電力値算出回路２１で上記受信ベースバ
ンド信号の電力値が算出される。そうすると利得値算出
回路２２では、上記電力算出値がしきい値ＴＨ１，ＴＨ
２と比較されて、この比較結果を基に受信電力値を所定
範囲内に収めるための総利得値Ｇが求められ、この総利
得値Ｇに応じた第１および第２の利得制御信号ＧＳ１，
ＧＳ２がデコーダ２３から出力されて上記第１および第
２の可変利得増幅器４，７に供給される。

【００３２】したがって、例えばフェージングにより無
線変調波信号ＲＦＳの受信電力値が変化したとしても、
この受信電力値の変化は第１および第２の可変利得増幅
器４，７において所定範囲内になるように抑圧される。
このためＡ／Ｄ変換器２０には、そのダイナミックレン
ジをオーバせずかつ必要な分解能を確保することが可能
な振幅レベルの第２受信中間周波信号ＩＦＳ２′を入力
することができる。

【００３３】なお、上記電力値算出回路２１、利得値算
出回路２２、デコーダ２３および第１および第２の可変
利得増幅器４，７からなるＡＧＣ回路による１回のＡＧ
Ｃ制御で受信中間周波信号の受信電力値が所定範囲内に
入らない場合には、受信電力値が所定範囲内に入るまで
上記ＡＧＣ回路によるＡＧＣ制御動作が繰り返し実行さ
れる。

【００３４】そうして適正な入力レベルとなるように可
変制御された第２受信中間周波信号ＩＦＳ２′は、Ａ／
Ｄ変換器２０でサンプリングされたのち演算回路２４に
入力され、ここで上記ＡＧＣ制御により各可変利得増幅
器４，７に与えられた総利得Ｇの逆数（１／Ｇ）の利得
が乗算される。例えば、第１および第２の可変利得増幅
器４，７に与えた総利得Ｇが０ｄＢのときにＡ／Ｄ変換
器２０の入力レベルが適正だったとすると、無線変調波
信号ＲＦＳの受信レベルが２４ｄＢ低下した場合には、
それを補償するために第１および第２の可変利得増幅器
４，７の総利得Ｇは２４ｄＢ（Ｇ＝１６）に設定され
る。このときＡ／Ｄ変換器２０の出力信号は、演算回路
２４において１／１６に可変される。このため、無線変
調波信号ＲＦＳの受信レベルの低下分は復調回路１１に
入力される受信ベースバンド信号に反映されることにな
る。しかし、Ａ／Ｄ変換器２０におけるサンプリング値
の分解能は、総利得値Ｇ＝０ｄＢのときと同じだけ確保
される。すなわち、分解能は低下せずに、無線変調波信
号ＲＦＳの振幅変動分がそのまま反映された受信ベース
バンド信号が復調回路１１に入力されることになる。

【００３５】したがって、遅延等化器を使用した場合の
ように受信変調波信号の振幅情報も復調に必要な場合で
も、振幅情報に対するＡＧＣ回路の応答の影響がほとん
どないサンプル値を復調に用いることが可能となる。

【００３６】また従来例として示した図６の回路では、
フェージングによる受信レベル変動である−３０ｄＢ〜
＋１０ｄＢをカバーするに必要な分解能をＡ／Ｄ変換器
１０に持たせる必要があった。例えばＡ／Ｄ変換器１０
の分解能が１ビット分増えるごとにカバー範囲は６ｄＢ
増えるので、通常信号に対して６ｄＢの分解能が必要で
あるとすると、−３０ｄＢは５ビット、＋１０ｄＢは２
ビット必要なため、トータルでは１３ビットの分解能が
必要だった。

【００３７】これに対し本実施例の回路では、Ａ／Ｄ変
換器２０の出力段に演算回路２４を設けてＡ／Ｄ変換器
２０の出力信号の振幅レベルを１／Ｇ倍するようにして
いるので、フェージングによる受信レベル変動分−３０
ｄＢ〜＋１０ｄＢをカバーするに必要な分解能をＡ／Ｄ
変換器２０に持たせる必要がなくなる。このためＡ／Ｄ
変換器２０には、通常必要な分解能６ビットに、振幅の
大小を判断するに必要な１ビットまたは２ビットの余裕
分を付加した合計７乃至８ビットの分解能を持たせれば
よいことになる。

【００３８】したがって、このような低分解能のＡ／Ｄ
変換器２０ならば、高いサンプリング周波数を使用する
ことが可能となり、これにより第２受信中間周波信号Ｉ
ＦＳ２′をそのままサンプリングすることができる。こ
のため、第２受信中間周波信号ＩＦＳ２′をベースバン
ド信号にダウンコンバートするための第３ミキサ８およ
び第３局部発振器９が不要となり、その分回路構成を簡
単小形化することが可能となる。また、Ａ／Ｄ変換器２
０を低分解能にできることから、Ａ／Ｄ変換器２０をデ
ィジタル信号処理回路と１チップで構成することがで
き、これによっても回路の小形化および低価格化が実現
できる。

【００３９】また本実施例では、１／Ｇ倍演算回路２４
を設けたことにより、ＡＧＣ回路における利得可変ステ
ップ幅が大きい場合でも、復調信号処理に供される受信
ベースバンド信号のレベル変化をほぼ連続的と見做すこ
とが可能となる。すなわち、可変利得増幅器４，７の利
得ステップ幅を大きく設定することが可能となり、これ
により可変利得増幅器４，７を簡単に製作することが可
能となる。

【００４０】さらに本実施例では、Ａ／Ｄ変換器２０の
出力信号に総利得値Ｇの逆数倍を乗算するための演算回
路２４を、バレルシフタ２４１，２４２により構成して
いる。これは、可変利得増幅器４，７の利得ステップ幅
を６ｄＢとしたとき、総利得値Ｇの逆数は１／２ⁿ （ｎ
＝０，１，２，…）となることに着目して、レジスタの
ビットシフトにより実現するようにしたものである。こ
のように構成したことにより、Ａ／Ｄ変換出力を総利得
値Ｇの逆数倍するための演算回路２４の構成を極めて簡
単なものにすることができる。

【００４１】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではない。例えば、上記実施例では第２受信中間周波
信号ＩＦＳ２′をそのままＡ／Ｄ変換器２０に供給して
サンプリングさせるようにしたが、図５に示すごとく第
２受信中間周波信号ＩＦＳ２′を第３ミキサ８と第３局
部発振器９とからなる周波数変換回路によりベースバン
ド信号にダウンコンバートしたのちＡ／Ｄ変換器４０に
供給するように構成してもよい。このように構成する
と、Ａ／Ｄ変換器４０として低分解能でしかも低サンプ
リング周波数で動作するものを使用することができ、こ
れによりＡ／Ｄ変換器をさらに簡単で安価に構成するこ
とが可能となる。

【００４２】また、前記実施例ではＡ／Ｄ変換出力を演
算回路２４で１／Ｇ倍したのち復調回路１１に供給する
ようにしたが、復調回路１１がディジタル信号処理回路
（ＤＳＰ）により構成されている場合には、このＤＳＰ
において行なうように構成してもよい。

【００４３】さらに１／Ｇ倍演算回路２４は、Ａ／Ｄ変
換器の出力信号レベルおよび総利得値Ｇと、当該Ａ／Ｄ
変換出力レベルを１／Ｇ倍した値との対応関係を表わす
テーブルデータを予め記憶したＲＯＭ等のメモリを使用
し、このメモリにＡ／Ｄ変換器の出力信号レベルおよび
総利得値Ｇをアドレスとして入力して、対応する１／Ｇ
倍したＡ／Ｄ変換出力信号レベルを読み出すように構成
してもよい。

【００４４】その他、無線通信装置の用途や構成、ＡＧ
Ｃ回路の構成、Ａ／Ｂ変換手段の出力信号の振幅レベル
を利得制御手段により可変制御されたレベル可変手段の
利得の逆数に相当する利得で可変制御するための構成等
についても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形
して実施できる。

【００４５】

【発明の効果】以上詳述したように本発明のディジタル
無線通信装置では、無線受信回路の中間周波段に、受信
変調波信号の振幅レベルを可変して出力する可変利得形
のレベル可変手段を設けるとともに、このレベル可変手
段により振幅レベルが可変された受信変調波信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段
と、このアナログ／ディジタル変換手段の出力信号の電
力値を検出し、この電力検出値と予め設定した基準値と
の比較結果を基に上記レベル可変手段の利得を可変制御
する利得制御手段とを設け、さらに上記アナログ／ディ
ジタル変換手段の出力段に演算手段を設けている。そし
て、この演算手段において、上記アナログ／ディジタル
変換手段の出力信号の振幅レベルを、上記利得制御手段
により可変制御された上記レベル可変手段の利得の逆数
に相当する利得で可変制御し、この可変制御された信号
を復調のための信号処理に供するようにしている。

【００４６】したがって本発明によれば、復調に供する
受信信号の分解能を十分に確保した上でＡ／Ｄ変換に要
求される分解能を低くすることができ、これによりＡ／
Ｄ変換器および可変利得形レベル可変手段の回路構成の
簡単小形化および低価格化を図ることができる自動利得
制御回路を備えたディジタル無線通信装置を提供するこ
とができる。

【００４７】また本発明によれば、受信変調波信号の振
幅レベルを可変するための可変利得形レベル可変手段の
利得ステップ幅を大きくすることができ、これにより可
変利得形レベル可変手段の回路構成の簡単小形化および
低価格化を図ることができる自動利得制御回路を備えた
ディジタル無線通信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係わる自動利得制御回路を
備えたディジタル無線通信装置の無線受信回路部の構成
を示すブロック図。

【図２】図１に示した無線受信回路部の要部構成を具体
的に示した回路ブロック図。

【図３】利得値算出回路の比較器において使用されるし
きい値ＴＨ１，ＴＨ２を説明するための図。

【図４】デコーダに記憶されたテーブルデータの一例を
示す図。

【図５】本発明の他の実施例に係わる自動利得制御回路
を備えたディジタル無線通信装置の無線受信回路部の構
成を示すブロック図。

【図６】従来の自動利得制御回路を備えたディジタル無
線通信装置の無線受信回路部の構成の一例を示すブロッ
ク図。

【符号の説明】

１…アンテナ ２…第１ミキサ ３…第１局部発振器 ４…第１の可変利得増幅器 ５…第２ミキサ ６…第２局部発振器 ７…第２の可変利得増幅器 ８…第３ミキサ ９…第３局部発振器 １０，２０…Ａ／Ｄ変換器 １１…復調回路 １２，２１…電力値算出回路（ＰＷＲ） １３…平均回路（ＡＶＥ） １４…判定回路 １５，２２…利得値算出回路 １６，２３…デコーダ ２４…１／Ｇ倍演算回路 ３０…直交復調器 ３１，３２…乗算器 ３３…局部発振器 ３４…π／２移相器 １１０…ディジタル信号処理回路 ２１１，２１２…乗算器 ２１３…加算器 ２２１…比較器 ２２２…アップダウンカウンタ ２４１，２４２…バレルシフタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線受信回路で受信された変調波信号の
   振幅レベルを可変制御する自動利得制御回路を備えたデ
   ィジタル無線通信装置において、 前記無線受信回路の中間周波段に介挿され、受信変調波
   信号の振幅レベルを可変して出力するための可変利得形
   のレベル可変手段と、 このレベル可変手段により振幅レベルが可変された受信
   変調波信号をサンプリングして出力するためのアナログ
   ／ディジタル変換手段と、 このアナログ／ディジタル変換手段の出力信号の電力値
   を検出し、この電力検出値と予め設定した基準値との比
   較結果を基に前記レベル可変手段の利得を可変制御する
   ための利得制御手段と、 前記アナログ／ディジタル変換手段の出力側に設けら
   れ、このアナログ／ディジタル変換手段の出力信号の振
   幅レベルを、前記利得制御手段により可変制御された前
   記レベル可変手段の利得の逆数に相当する利得で可変制
   御して復調のための信号処理に供するための演算手段と
   を具備したことを特徴とする自動利得制御回路を備えた
   ディジタル無線通信装置。
2. 【請求項２】 演算回路は、アナログ／ディジタル変換
   手段の出力信号をビットシフトすることにより、レベル
   可変手段の利得の逆数に相当する利得で可変制御された
   信号を出力するバレルシフタにより構成されることを特
   徴とする請求項１に記載の自動利得制御回路を備えたデ
   ィジタル無線通信装置。