JPH08182329A - インバータ装置を備えた空気調和機 - Google Patents
インバータ装置を備えた空気調和機Info
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- JPH08182329A JPH08182329A JP6319675A JP31967594A JPH08182329A JP H08182329 A JPH08182329 A JP H08182329A JP 6319675 A JP6319675 A JP 6319675A JP 31967594 A JP31967594 A JP 31967594A JP H08182329 A JPH08182329 A JP H08182329A
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- F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
- F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
- F25B2600/00—Control issues
- F25B2600/02—Compressor control
- F25B2600/021—Inverters therefor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータを備えた空気調和器の力率改善と
電源高調波電流の抑制を図るとともに起動時等における
異常な出力電圧の上昇を抑制する。 【構成】 インバータを備えた空気調和器にアクティブ
フィルタ３を設け、アクティブフィルタの出力電圧の異
常な上昇を過電圧検出回路２４で検出して、アクティブ
フィルタのチョッピングを制御するスイッチング制御信
号発生回路１０への電源を遮断する。また起動時におい
て、分圧回路２８により、出力電圧と最終目標出力電圧
の差を見かけより小さくしたり、電流が小さい場合にア
クティブフィルタのチョッピングを制御する発振器４０
の発振周波数を高くして出力電圧の上昇を抑制する。
電源高調波電流の抑制を図るとともに起動時等における
異常な出力電圧の上昇を抑制する。 【構成】 インバータを備えた空気調和器にアクティブ
フィルタ３を設け、アクティブフィルタの出力電圧の異
常な上昇を過電圧検出回路２４で検出して、アクティブ
フィルタのチョッピングを制御するスイッチング制御信
号発生回路１０への電源を遮断する。また起動時におい
て、分圧回路２８により、出力電圧と最終目標出力電圧
の差を見かけより小さくしたり、電流が小さい場合にア
クティブフィルタのチョッピングを制御する発振器４０
の発振周波数を高くして出力電圧の上昇を抑制する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、空気調和機の負荷の状
態に応じて適切な能力が得られるように電動圧縮機の周
波数を可変するインバータ装置を有する空気調和機にお
いて、特に力率改善と電源高調波電流の抑制を目的とし
たアクティブフィルタ回路を設けたものである。
態に応じて適切な能力が得られるように電動圧縮機の周
波数を可変するインバータ装置を有する空気調和機にお
いて、特に力率改善と電源高調波電流の抑制を目的とし
たアクティブフィルタ回路を設けたものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、圧縮機を基準とした冷凍サイクル
を備え、圧縮機に対して制御駆動電力を与えるインバー
タ装置を備えた空気調和機が知られている。このインバ
ータ回路への電源供給は、入力交流電源をダイオードブ
リッジなどで整流し、その整流電圧を平滑コンデンサで
平滑した直流電圧で行っているが、コンデンサへの充電
電流は平滑電圧より整流電圧が高いときにしか流れず、
整流電圧波形の正弦波の山付近でしか電流が流れないの
で、電源電流は高調波成分が多く含まれ、力率も悪くな
っている。この電源電流高調波成分は電力供給ラインに
対して悪影響を与えるので、ＩＥＣでは１９９６年度よ
り電源電流高調波成分が規制されるという動きさえ出て
きている。
を備え、圧縮機に対して制御駆動電力を与えるインバー
タ装置を備えた空気調和機が知られている。このインバ
ータ回路への電源供給は、入力交流電源をダイオードブ
リッジなどで整流し、その整流電圧を平滑コンデンサで
平滑した直流電圧で行っているが、コンデンサへの充電
電流は平滑電圧より整流電圧が高いときにしか流れず、
整流電圧波形の正弦波の山付近でしか電流が流れないの
で、電源電流は高調波成分が多く含まれ、力率も悪くな
っている。この電源電流高調波成分は電力供給ラインに
対して悪影響を与えるので、ＩＥＣでは１９９６年度よ
り電源電流高調波成分が規制されるという動きさえ出て
きている。
【０００３】そこで、その対策として特開平４−２６３
７４号に示されるように、上記整流ブリッジと平滑コン
デンサの間に、チョークコイル、スイッチング素子、ス
イッチング制御信号発生装置、高速リカバリーダイオー
ドなどで構成されるアクティブフィルタを追加し、適切
にスイッチング素子をスイッチング制御することで平滑
コンデンサに供給される電流波形を電圧波形に近づけ、
電源電流高調波成分を少なくし、また力率を大きくしよ
うとしたものがある。
７４号に示されるように、上記整流ブリッジと平滑コン
デンサの間に、チョークコイル、スイッチング素子、ス
イッチング制御信号発生装置、高速リカバリーダイオー
ドなどで構成されるアクティブフィルタを追加し、適切
にスイッチング素子をスイッチング制御することで平滑
コンデンサに供給される電流波形を電圧波形に近づけ、
電源電流高調波成分を少なくし、また力率を大きくしよ
うとしたものがある。
【０００４】図９は従来技術であり、昇圧チョッパ型ア
クティブフィルタ回路を有するインバータ方式の空気調
和機の機能ブロック図である。この空気調和機は商用電
源１を整流ブリッジ２にて両波整流している。ここで、
昇圧チョッパ型アクティブフィルタ３がない場合は、整
流ブリッジ２で両波整流した入力電圧を平滑コンデンサ
４で平滑し、その平滑された直流電圧をインバータ回路
５に供給し、インバータ回路５でインバータ動作を行わ
せて、コンプレッサ６を回転している。ここで、整流ブ
リッジ２から平滑コンデンサ４に流れる電流は図１０の
ように電源電圧が平滑電圧より高い時のみ流れる。その
ため、電流波形は高調波成分を多く含み、力率が悪くな
っている。
クティブフィルタ回路を有するインバータ方式の空気調
和機の機能ブロック図である。この空気調和機は商用電
源１を整流ブリッジ２にて両波整流している。ここで、
昇圧チョッパ型アクティブフィルタ３がない場合は、整
流ブリッジ２で両波整流した入力電圧を平滑コンデンサ
４で平滑し、その平滑された直流電圧をインバータ回路
５に供給し、インバータ回路５でインバータ動作を行わ
せて、コンプレッサ６を回転している。ここで、整流ブ
リッジ２から平滑コンデンサ４に流れる電流は図１０の
ように電源電圧が平滑電圧より高い時のみ流れる。その
ため、電流波形は高調波成分を多く含み、力率が悪くな
っている。
【０００５】それで、昇圧チョッパ型アクティブフィル
タ３として、整流ブリッジ２と平滑コンデンサ４の間に
チョークコイル７、スイッチング素子８、高速リカバリ
ーダイオード９を追加し、スイッチング素子８を整流ブ
リッジ２から出力されている電源電圧波形に合わせてス
イッチングすることで、電流の高調波成分を少なくし、
力率を大きくしている。この昇圧チョッパ型アクティブ
フィルタ３は、またチョークコイル７に蓄えられるエネ
ルギーにより整流ブリッジ２と平滑コンデンサ４のみに
よる平滑電圧より直流出力電圧を上昇させる働きを持っ
ている。
タ３として、整流ブリッジ２と平滑コンデンサ４の間に
チョークコイル７、スイッチング素子８、高速リカバリ
ーダイオード９を追加し、スイッチング素子８を整流ブ
リッジ２から出力されている電源電圧波形に合わせてス
イッチングすることで、電流の高調波成分を少なくし、
力率を大きくしている。この昇圧チョッパ型アクティブ
フィルタ３は、またチョークコイル７に蓄えられるエネ
ルギーにより整流ブリッジ２と平滑コンデンサ４のみに
よる平滑電圧より直流出力電圧を上昇させる働きを持っ
ている。
【０００６】つぎに、スイッチング素子８のスイッチン
グを制御するスイッチング制御信号発生回路１０につい
て説明する。スイッチング制御信号発生回路１０は、平
滑コンデンサ４に発生している直流出力電圧を電圧検出
部１１で検出して減圧し、減圧した電圧値と直流電圧の
定格電圧に対応している基準電圧１２との差電圧を誤差
アンプ１３で求める。また、整流ブリッジ２の出力を電
圧波形抽出部１４に入力して、入力電圧に応じた信号電
圧を得る。誤差アンプ１３から出力される基準電圧１２
と電圧検出部１１からの現在の直流電圧との差電圧と、
電圧波形抽出部１４からの入力電圧波形による信号電圧
を乗算器１５に入力する。従って乗算器１５からの出力
は平滑コンデンサ４に発生している直流電圧値と入力電
圧波形の両者を含んでおり、この出力電圧が昇圧チョッ
パ型アクティブフィルタ３により上昇する直流電圧の値
に対応している。
グを制御するスイッチング制御信号発生回路１０につい
て説明する。スイッチング制御信号発生回路１０は、平
滑コンデンサ４に発生している直流出力電圧を電圧検出
部１１で検出して減圧し、減圧した電圧値と直流電圧の
定格電圧に対応している基準電圧１２との差電圧を誤差
アンプ１３で求める。また、整流ブリッジ２の出力を電
圧波形抽出部１４に入力して、入力電圧に応じた信号電
圧を得る。誤差アンプ１３から出力される基準電圧１２
と電圧検出部１１からの現在の直流電圧との差電圧と、
電圧波形抽出部１４からの入力電圧波形による信号電圧
を乗算器１５に入力する。従って乗算器１５からの出力
は平滑コンデンサ４に発生している直流電圧値と入力電
圧波形の両者を含んでおり、この出力電圧が昇圧チョッ
パ型アクティブフィルタ３により上昇する直流電圧の値
に対応している。
【０００７】乗算器１５からの出力は電流検知抵抗１
６、電流検出部１７から出力される過電流出力防止機能
信号とともにアンプ１８に入力される。発振器１９から
発生する三角波とアンプ１８からの信号を比較器２０に
入力し、図１１に示すようにアンプ１８からの信号が発
振器１９からの三角波より高いときにパルスが発生する
ＰＷＭ信号をドライブ回路２１に供給し、該ドライブ回
路２１で増幅してスイッチング素子８をスイッチングす
る。従って、アクティブフィルタにより電源電流高調波
成分を少なくし、また力率を大きくすることができ、こ
のアクティブフィルタによる直流電圧上昇値は定められ
た定格値になるようにスイッチング制御信号発生回路で
制御されている。また、アクティブフィルタ起動信号２
２をドライブ出力ＯＮ／ＯＦＦ回路２３に入力してドラ
イブ回路２１からの信号出力の発生のＯＮ／ＯＦＦ制御
が行われる。
６、電流検出部１７から出力される過電流出力防止機能
信号とともにアンプ１８に入力される。発振器１９から
発生する三角波とアンプ１８からの信号を比較器２０に
入力し、図１１に示すようにアンプ１８からの信号が発
振器１９からの三角波より高いときにパルスが発生する
ＰＷＭ信号をドライブ回路２１に供給し、該ドライブ回
路２１で増幅してスイッチング素子８をスイッチングす
る。従って、アクティブフィルタにより電源電流高調波
成分を少なくし、また力率を大きくすることができ、こ
のアクティブフィルタによる直流電圧上昇値は定められ
た定格値になるようにスイッチング制御信号発生回路で
制御されている。また、アクティブフィルタ起動信号２
２をドライブ出力ＯＮ／ＯＦＦ回路２３に入力してドラ
イブ回路２１からの信号出力の発生のＯＮ／ＯＦＦ制御
が行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の装置におい
ては、アクティブフィルタの直流出力電圧が上昇した場
合、これを電圧検出部で検出してスイッチング制御信号
発生回路からのＰＷＭ信号の発生を抑制し、直流出力電
圧の上昇を抑えるように動作する。しかしスイッチング
制御信号発生回路の大部分は１個の半導体で構成されて
いることが多いので、この半導体が不良になり過電圧が
発生すると、上記ＰＷＭ信号の停止を電圧検出部から出
力してもスイッチング制御信号発生回路が正常に動作し
ないため、直流電圧の異常上昇を防ぐことはできない。
ては、アクティブフィルタの直流出力電圧が上昇した場
合、これを電圧検出部で検出してスイッチング制御信号
発生回路からのＰＷＭ信号の発生を抑制し、直流出力電
圧の上昇を抑えるように動作する。しかしスイッチング
制御信号発生回路の大部分は１個の半導体で構成されて
いることが多いので、この半導体が不良になり過電圧が
発生すると、上記ＰＷＭ信号の停止を電圧検出部から出
力してもスイッチング制御信号発生回路が正常に動作し
ないため、直流電圧の異常上昇を防ぐことはできない。
【０００９】また、直流電圧上昇値は、定められた定格
値とその時点での出力直流電圧の差分電圧を算出し、そ
の差分がゼロに成るように制御しているが、アクティブ
フィルタの起動時はその差分が大きく、また制御信号を
出力してから実際に電圧が変化するまでに時間遅れがあ
るので、差分値により制御信号をそのまま出力すると定
められた定格値以上に出力直流電圧が上昇してしまうと
いう問題があった。
値とその時点での出力直流電圧の差分電圧を算出し、そ
の差分がゼロに成るように制御しているが、アクティブ
フィルタの起動時はその差分が大きく、また制御信号を
出力してから実際に電圧が変化するまでに時間遅れがあ
るので、差分値により制御信号をそのまま出力すると定
められた定格値以上に出力直流電圧が上昇してしまうと
いう問題があった。
【００１０】また負荷が軽く消費される電力消費が少な
い場合、スイッチング制御信号発生回路からの制御信号
を少し出力するだけで直流電圧上昇値が定められた定格
値を超えてしまうので、わずかなスイッチング制御信号
の出力しか行えず、結果的に目的とする電流波形を電圧
波形に近づけることがほとんどできなくなり、電源電流
高調波成分が増え、力率も悪くなる。
い場合、スイッチング制御信号発生回路からの制御信号
を少し出力するだけで直流電圧上昇値が定められた定格
値を超えてしまうので、わずかなスイッチング制御信号
の出力しか行えず、結果的に目的とする電流波形を電圧
波形に近づけることがほとんどできなくなり、電源電流
高調波成分が増え、力率も悪くなる。
【００１１】さらにアクティブフィルタの起動時は、定
められた定格値とその時点での出力直流電圧の差が一番
大きいので、スイッチング制御信号発生回路からの制御
信号が大きく出力されることとなる。そして、その起動
タイミングが入力電圧波形の山である場合には、波形的
にも最大の制御信号が出力されることになる。スイッチ
ング素子の最大定格はこれらの場合の最大電流値によっ
て決まるので、起動時以外の通常制御時の電流値と比較
して定格が相当大きなものを選択する必要が生じ、コス
トアップの要因になっている。
められた定格値とその時点での出力直流電圧の差が一番
大きいので、スイッチング制御信号発生回路からの制御
信号が大きく出力されることとなる。そして、その起動
タイミングが入力電圧波形の山である場合には、波形的
にも最大の制御信号が出力されることになる。スイッチ
ング素子の最大定格はこれらの場合の最大電流値によっ
て決まるので、起動時以外の通常制御時の電流値と比較
して定格が相当大きなものを選択する必要が生じ、コス
トアップの要因になっている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の問題を解
決するため、請求項１の発明では、商用電源を整流する
整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手段
と上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコイル
とスイッチング素子と高速リカバリーダイオードと入力
電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上記スイッ
チング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段と、上記
平滑手段からの直流電源をチョッピングして電動圧縮機
に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するインバータ
手段より成るインバータ装置を備えた空気調和機におい
て、上記アクティブフィルタ手段の出力電圧が予め定め
た値以上であることを検出する過電圧検出手段と、該過
電圧検出手段が出力電圧の過電圧を検出したとき、上記
スイッチング制御信号発生回路への電源を遮断する開閉
手段を設けた構成にする。
決するため、請求項１の発明では、商用電源を整流する
整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手段
と上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコイル
とスイッチング素子と高速リカバリーダイオードと入力
電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上記スイッ
チング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段と、上記
平滑手段からの直流電源をチョッピングして電動圧縮機
に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するインバータ
手段より成るインバータ装置を備えた空気調和機におい
て、上記アクティブフィルタ手段の出力電圧が予め定め
た値以上であることを検出する過電圧検出手段と、該過
電圧検出手段が出力電圧の過電圧を検出したとき、上記
スイッチング制御信号発生回路への電源を遮断する開閉
手段を設けた構成にする。
【００１３】また請求項２の発明は、商用電源を整流す
る整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手
段と、上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコ
イルとスイッチング素子と高速リカバリーダイオードと
入力電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上記ス
イッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング
制御信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段と、
上記平滑手段からの直流電源をチョッピングして電動圧
縮機に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するインバ
ータ手段より成るインバータ装置を備えた空気調和機に
おいて、上記スイッチング制御信号発生回路には検出し
た出力電圧を基準値と比較する比較手段と、該比較手段
の出力を１／Ｎ倍に分圧する分圧手段と、起動時には上
記分圧手段の出力をまた起動時以外では上記比較手段の
出力を選択的に導出する選択手段とを設け、該選択手段
の出力と上記入力電圧波形及び入力電流に基づき、上記
スイッチング制御信号発生回路より上記スイッチング素
子のスイッチング制御信号を導出するように構成する。
る整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手
段と、上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコ
イルとスイッチング素子と高速リカバリーダイオードと
入力電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上記ス
イッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング
制御信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段と、
上記平滑手段からの直流電源をチョッピングして電動圧
縮機に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するインバ
ータ手段より成るインバータ装置を備えた空気調和機に
おいて、上記スイッチング制御信号発生回路には検出し
た出力電圧を基準値と比較する比較手段と、該比較手段
の出力を１／Ｎ倍に分圧する分圧手段と、起動時には上
記分圧手段の出力をまた起動時以外では上記比較手段の
出力を選択的に導出する選択手段とを設け、該選択手段
の出力と上記入力電圧波形及び入力電流に基づき、上記
スイッチング制御信号発生回路より上記スイッチング素
子のスイッチング制御信号を導出するように構成する。
【００１４】また請求項３の発明は、請求項２の発明に
おいて比較手段の出力が所定の値以上になるのを制限す
るリミッタを設けた構成とする。
おいて比較手段の出力が所定の値以上になるのを制限す
るリミッタを設けた構成とする。
【００１５】また請求項４の発明は、商用電源を整流す
る整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手
段と、上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコ
イルとスイッチング素子と高速リカバリーダイオード
と、入力電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上
記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチ
ング制御信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段
と、上記平滑手段からの直流電源をチョッピングして電
動圧縮機に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するイ
ンバータ手段より成るインバータ装置を備えた空気調和
機において、上記スイッチング制御信号発生回路には、
上記アクティブフィルタ手段の入力電流レベルを検出す
る電流検出手段と、該電流検出手段により検出した電流
レベルに応じて、発振周波数が変わる発振手段を設け、
該発振手段からの発振周波数で上記スイッチング素子の
スイッチングを制御するように構成する。
る整流手段と、該整流手段の整流出力を平滑する平滑手
段と、上記整流手段と平滑手段の間に設けたチョークコ
イルとスイッチング素子と高速リカバリーダイオード
と、入力電圧波形、出力電圧及び入力電流に基づき、上
記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチ
ング制御信号発生回路より成るアクティブフィルタ手段
と、上記平滑手段からの直流電源をチョッピングして電
動圧縮機に可変電圧可変周波数の交流電源を供給するイ
ンバータ手段より成るインバータ装置を備えた空気調和
機において、上記スイッチング制御信号発生回路には、
上記アクティブフィルタ手段の入力電流レベルを検出す
る電流検出手段と、該電流検出手段により検出した電流
レベルに応じて、発振周波数が変わる発振手段を設け、
該発振手段からの発振周波数で上記スイッチング素子の
スイッチングを制御するように構成する。
【００１６】また請求項５の発明は、上記請求項１乃至
請求項４の発明において、スイッチング制御信号発生回
路には、入力電圧波形のゼロクロス点で位相の合ったタ
イミングパルスを発生する電圧位相検出手段と入力電圧
波形の位相タイミングに合った上記タイミングパルスに
より上記アクティブフィルタ手段のチョッピング動作の
開始タイミングを決定する起動制御手段を設けた構成に
する。
請求項４の発明において、スイッチング制御信号発生回
路には、入力電圧波形のゼロクロス点で位相の合ったタ
イミングパルスを発生する電圧位相検出手段と入力電圧
波形の位相タイミングに合った上記タイミングパルスに
より上記アクティブフィルタ手段のチョッピング動作の
開始タイミングを決定する起動制御手段を設けた構成に
する。
【００１７】また請求項６の発明は上記請求項１乃至５
の発明において、アクティブフィルタ手段のチョークコ
イルを分割して設け、上記アクティブフィルタ手段の起
動信号を所定時間遅延させる遅延手段と、上記遅延手段
の出力により、上記チョークコイルによる回路のインダ
クタンスを変化させる可変インダクタンス制御手段を設
けた構成にする。
の発明において、アクティブフィルタ手段のチョークコ
イルを分割して設け、上記アクティブフィルタ手段の起
動信号を所定時間遅延させる遅延手段と、上記遅延手段
の出力により、上記チョークコイルによる回路のインダ
クタンスを変化させる可変インダクタンス制御手段を設
けた構成にする。
【００１８】
【作用】本発明は上記のような構成であるので、過電圧
検出手段により出力電圧の異常な上昇を検出すると開閉
手段によりスイッチング制御信号発生回路への電源を遮
断するので、どのような要因で過電圧が発生しても確実
に過電圧の発生を防止することができる。
検出手段により出力電圧の異常な上昇を検出すると開閉
手段によりスイッチング制御信号発生回路への電源を遮
断するので、どのような要因で過電圧が発生しても確実
に過電圧の発生を防止することができる。
【００１９】またアクティブフィルタの起動時における
直流出力電圧上昇値の目標電圧を分圧手段により１／Ｎ
倍にして、最終目標出力電圧より見かけ上低くするの
で、出力電圧の異常な急上昇を減少させることができる
と共に、リミッタを設けることにより過電圧が所定値以
上になるのを抑制することができる。
直流出力電圧上昇値の目標電圧を分圧手段により１／Ｎ
倍にして、最終目標出力電圧より見かけ上低くするの
で、出力電圧の異常な急上昇を減少させることができる
と共に、リミッタを設けることにより過電圧が所定値以
上になるのを抑制することができる。
【００２０】また電圧位相検出手段により入力電圧波形
のゼロクロス点に位相同期したタイミングでアクティブ
フィルタ手段を起動させたり、起動時のチョークコイル
のインダクタンス値を大きくすることで、起動時におけ
るスイッチング素子の電流を低く抑えることができ、ス
イッチング素子の定格電流を下げ、低コストのスイッチ
ング素子の使用を可能にする。
のゼロクロス点に位相同期したタイミングでアクティブ
フィルタ手段を起動させたり、起動時のチョークコイル
のインダクタンス値を大きくすることで、起動時におけ
るスイッチング素子の電流を低く抑えることができ、ス
イッチング素子の定格電流を下げ、低コストのスイッチ
ング素子の使用を可能にする。
【００２１】
【実施例】以下、昇圧チョッパ型アクティブフィルタを
備えた本発明の実施例を図面と共に詳細に説明する。図
１は本発明の第１の実施例であり、図９に示す従来例に
対応する部分は同一符号を付し、説明を省略する。図１
において、２４は平滑コンデンサ４の両端子間に現れる
直流出力電圧が所定の値以上になると、これを検出する
過電圧検出回路、２５は過電圧検出回路２４の出力によ
り直流電源をスイッチング制御信号発生回路１０の各部
に選択的に供給するスイッチ回路である。
備えた本発明の実施例を図面と共に詳細に説明する。図
１は本発明の第１の実施例であり、図９に示す従来例に
対応する部分は同一符号を付し、説明を省略する。図１
において、２４は平滑コンデンサ４の両端子間に現れる
直流出力電圧が所定の値以上になると、これを検出する
過電圧検出回路、２５は過電圧検出回路２４の出力によ
り直流電源をスイッチング制御信号発生回路１０の各部
に選択的に供給するスイッチ回路である。
【００２２】従って、過電圧の検出は、平滑コンデンサ
４に出力されている直流出力電圧を過電圧検出回路２４
に入力し、定められた電圧以上になっていないかどうか
を検出することによって行う。ここで直流出力電圧が定
められた電圧以上になっていた場合、過電圧検出回路２
４からスイッチ回路２５に対して制御信号を送り、スイ
ッチ回路２５を開成して、スイッチング制御信号発生回
路１０への電源の供給を停止するようにする。
４に出力されている直流出力電圧を過電圧検出回路２４
に入力し、定められた電圧以上になっていないかどうか
を検出することによって行う。ここで直流出力電圧が定
められた電圧以上になっていた場合、過電圧検出回路２
４からスイッチ回路２５に対して制御信号を送り、スイ
ッチ回路２５を開成して、スイッチング制御信号発生回
路１０への電源の供給を停止するようにする。
【００２３】その結果、スイッチング制御信号発生回路
１０がいかなる故障で直流出力電圧の異常発生を招いた
としても、スイッチ回路２５の開成により電源の供給が
停止されるので、確実にＰＷＭ波形の発生が停止し、言
い換えれば直流出力電圧の上昇を停止することが可能と
なる。
１０がいかなる故障で直流出力電圧の異常発生を招いた
としても、スイッチ回路２５の開成により電源の供給が
停止されるので、確実にＰＷＭ波形の発生が停止し、言
い換えれば直流出力電圧の上昇を停止することが可能と
なる。
【００２４】図２は、本発明の第２の実施例の要部のブ
ロック図であり、図１に示す第１の実施例におけるアク
ティブフィルタ起動時の直流出力電圧値を決定する部分
の構成を示すものである。図１に対応する部分には同一
符号を付し、説明を省略する。図２において、２８は誤
差アンプ１３の出力である直流出力電圧の減圧した電圧
値と基準電圧の差電圧を１／Ｎ倍に分圧する分圧回路、
２９は上記分圧回路２８の出力が規定値以上になるのを
制限するリミッタ回路、２７は起動時制御信号２６によ
り開閉制御されるスイッチ回路であり、起動時制御信号
２６が入ると上記リミッタ回路２９の出力を次段の乗算
器１５に導き、起動時制御信号２６がない場合は誤差ア
ンプ１３の出力を直接乗算器１５に導くように構成され
る。
ロック図であり、図１に示す第１の実施例におけるアク
ティブフィルタ起動時の直流出力電圧値を決定する部分
の構成を示すものである。図１に対応する部分には同一
符号を付し、説明を省略する。図２において、２８は誤
差アンプ１３の出力である直流出力電圧の減圧した電圧
値と基準電圧の差電圧を１／Ｎ倍に分圧する分圧回路、
２９は上記分圧回路２８の出力が規定値以上になるのを
制限するリミッタ回路、２７は起動時制御信号２６によ
り開閉制御されるスイッチ回路であり、起動時制御信号
２６が入ると上記リミッタ回路２９の出力を次段の乗算
器１５に導き、起動時制御信号２６がない場合は誤差ア
ンプ１３の出力を直接乗算器１５に導くように構成され
る。
【００２５】その他の部分は省略しているが図１に示す
第１の実施例と同一である。即ち、図２に示す第２の実
施例は図１に示す第１の実施例の誤差アンプ１３と乗算
器１５間に１／Ｎに分圧する分圧回路２８、リミッタ２
９及びスイッチ回路２７の直列回路を設けたものであ
る。
第１の実施例と同一である。即ち、図２に示す第２の実
施例は図１に示す第１の実施例の誤差アンプ１３と乗算
器１５間に１／Ｎに分圧する分圧回路２８、リミッタ２
９及びスイッチ回路２７の直列回路を設けたものであ
る。
【００２６】従って、直流出力電圧は電圧検出部１１で
減圧され、減圧された電圧値と直流電圧の定格電圧に対
応している基準電圧１２との差電圧が誤差アンプ１３で
求められる。そしてアクティブフィルタの起動時でない
ときは、起動時制御信号２６からの信号でスイッチ回路
２７により、第１の実施例と同様に誤差アンプ１３から
の出力が直接乗算器１５に供給され、第１の実施例と全
く同様の動作をする。またアクティブフィルタの起動時
は、誤差アンプ１３の出力が分圧回路２８、リミッタ回
路２９に導かれ、起動時制御信号２６からの信号でスイ
ッチ回路２７により、リミッタ回路２９からの出力が乗
算器１５に供給される。
減圧され、減圧された電圧値と直流電圧の定格電圧に対
応している基準電圧１２との差電圧が誤差アンプ１３で
求められる。そしてアクティブフィルタの起動時でない
ときは、起動時制御信号２６からの信号でスイッチ回路
２７により、第１の実施例と同様に誤差アンプ１３から
の出力が直接乗算器１５に供給され、第１の実施例と全
く同様の動作をする。またアクティブフィルタの起動時
は、誤差アンプ１３の出力が分圧回路２８、リミッタ回
路２９に導かれ、起動時制御信号２６からの信号でスイ
ッチ回路２７により、リミッタ回路２９からの出力が乗
算器１５に供給される。
【００２７】ここで、分圧回路２８は誤差アンプ１３の
出力値を１／Ｎ、つまり最終目標電圧を見かけ上低くす
る働きをしており、そのため図３に示すように第１の実
施例の場合より最終目標電圧に達するまでの時間はかか
るが、第１の実施例の場合に発生する起動時の最終目標
電圧からの行き過ぎた直流出力電圧上昇の発生の可能性
を低減する効果が得られる。さらに、リミッタ回路２９
は分圧回路２８からの出力がまだ大きすぎる場合におい
て、その出力を一定以下に抑えるようにしており、単位
時間あたりの直流電圧の上昇を一定値以下とすること
で、同じく前述の行き過ぎた直流出力電圧上昇の可能性
を低減している。
出力値を１／Ｎ、つまり最終目標電圧を見かけ上低くす
る働きをしており、そのため図３に示すように第１の実
施例の場合より最終目標電圧に達するまでの時間はかか
るが、第１の実施例の場合に発生する起動時の最終目標
電圧からの行き過ぎた直流出力電圧上昇の発生の可能性
を低減する効果が得られる。さらに、リミッタ回路２９
は分圧回路２８からの出力がまだ大きすぎる場合におい
て、その出力を一定以下に抑えるようにしており、単位
時間あたりの直流電圧の上昇を一定値以下とすること
で、同じく前述の行き過ぎた直流出力電圧上昇の可能性
を低減している。
【００２８】ここで、これら分圧回路２８、リミッタ回
路２９をアクティブフィルタの起動時に限定して働くよ
うにしているのは、いったん直流出力電圧が最終目標電
圧に達した後は、直流出力電圧はほぼ一定であり入力電
源や負荷電流の変動により直流出力電圧が変動した場合
でも、即時にその変動を抑えるように動作させることが
できるので、分圧回路２８及びリミッタ回路２９を設け
ることによる応答速度の遅延を無くするようにするため
である。なお、アクティブフィルタの起動時とは、スイ
ッチング制御信号発生回路１０からのＰＷＭ信号の出力
開始直後から、直流出力電圧が最終目標出力電圧の近く
に達するまでの期間を示している。
路２９をアクティブフィルタの起動時に限定して働くよ
うにしているのは、いったん直流出力電圧が最終目標電
圧に達した後は、直流出力電圧はほぼ一定であり入力電
源や負荷電流の変動により直流出力電圧が変動した場合
でも、即時にその変動を抑えるように動作させることが
できるので、分圧回路２８及びリミッタ回路２９を設け
ることによる応答速度の遅延を無くするようにするため
である。なお、アクティブフィルタの起動時とは、スイ
ッチング制御信号発生回路１０からのＰＷＭ信号の出力
開始直後から、直流出力電圧が最終目標出力電圧の近く
に達するまでの期間を示している。
【００２９】図４は本発明の第３の実施例の要部のブロ
ック図である。図４において、４０は電流検出部１７の
出力に応じて発振周波数を変化させる発振器であり、そ
の出力は比較器２０に供給するようにしている。その他
の構成は一部省略しているが図１に示す第１の実施例と
同様である。
ック図である。図４において、４０は電流検出部１７の
出力に応じて発振周波数を変化させる発振器であり、そ
の出力は比較器２０に供給するようにしている。その他
の構成は一部省略しているが図１に示す第１の実施例と
同様である。
【００３０】この実施例は負荷の大小に応じて発振周波
数が変わるようにしたものである。第１の実施例の場合
と同様に負荷電流の大きさに対応する電流検知抵抗１６
から出力された電圧が電流検出部１７に入力され、電流
検出部１７の出力がアンプ１８を介して比較器２０に入
力される。さらに新たに電流検出部１７からの信号を発
振器４０にも入力し、電流検出部１７の出力値すなわち
負荷電流の大きさに比例して発振器４０の発振周波数が
変化するようにする。具体的には、負荷電流が大きい場
合は発振周波数を低く、負荷電流が小さい場合は発振周
波数が高くなるようにする。
数が変わるようにしたものである。第１の実施例の場合
と同様に負荷電流の大きさに対応する電流検知抵抗１６
から出力された電圧が電流検出部１７に入力され、電流
検出部１７の出力がアンプ１８を介して比較器２０に入
力される。さらに新たに電流検出部１７からの信号を発
振器４０にも入力し、電流検出部１７の出力値すなわち
負荷電流の大きさに比例して発振器４０の発振周波数が
変化するようにする。具体的には、負荷電流が大きい場
合は発振周波数を低く、負荷電流が小さい場合は発振周
波数が高くなるようにする。
【００３１】ここで乗算器１５からの出力は平滑コンデ
ンサ４の端子電圧である直流出力電圧と電圧波形抽出部
１４からの入力電圧波形の２つの要素を持ち合わせてい
るが、第１の実施例の場合のように負荷電流に関わらず
発振器１９が一定の発振周波数で発振していると、負荷
電流が少ない場合、すなわち一定時間あたりの負荷消費
による直流出力電圧降下が少ない場合には、この負荷に
よる直流出力電圧降下と昇圧チョッパ型アクティブフィ
ルタによる直流電圧上昇値との関係が、負荷による直流
出力電圧降下＜アクティブフィルタによる直流電圧上昇
となる。
ンサ４の端子電圧である直流出力電圧と電圧波形抽出部
１４からの入力電圧波形の２つの要素を持ち合わせてい
るが、第１の実施例の場合のように負荷電流に関わらず
発振器１９が一定の発振周波数で発振していると、負荷
電流が少ない場合、すなわち一定時間あたりの負荷消費
による直流出力電圧降下が少ない場合には、この負荷に
よる直流出力電圧降下と昇圧チョッパ型アクティブフィ
ルタによる直流電圧上昇値との関係が、負荷による直流
出力電圧降下＜アクティブフィルタによる直流電圧上昇
となる。
【００３２】従って、そのままでは直流出力電圧がどん
どんと上昇するので、その電圧上昇を防ぐために乗算器
１５からの出力は直流出力電圧の要素が優先され、入力
電圧波形の要素は低くなる。言い換えると入力電圧波形
に電流波形を近づけるような制御が不可能になる。この
関係を図５で説明すると、負荷電流が小さくない状態で
は直流出力電圧の要素によるＰＷＭ波形の目標値は
（ａ）で、それに入力電圧波形の要素が付加されても波
形全体（ｂ）にわたって目標値が存在するが、負荷電流
が少ない状態では直流出力電圧の要素によるＰＷＭ波形
の目標値が（ａ）から（ｃ）に変化するので、付加され
た入力電圧波形の要素での目標値は波形全体（ｂ）から
波形の一部（ｄ）にせばめられてしまうことになる。
どんと上昇するので、その電圧上昇を防ぐために乗算器
１５からの出力は直流出力電圧の要素が優先され、入力
電圧波形の要素は低くなる。言い換えると入力電圧波形
に電流波形を近づけるような制御が不可能になる。この
関係を図５で説明すると、負荷電流が小さくない状態で
は直流出力電圧の要素によるＰＷＭ波形の目標値は
（ａ）で、それに入力電圧波形の要素が付加されても波
形全体（ｂ）にわたって目標値が存在するが、負荷電流
が少ない状態では直流出力電圧の要素によるＰＷＭ波形
の目標値が（ａ）から（ｃ）に変化するので、付加され
た入力電圧波形の要素での目標値は波形全体（ｂ）から
波形の一部（ｄ）にせばめられてしまうことになる。
【００３３】それで、負荷電流が少ないときに発振器４
０が発振する発振周波数を高くして、ドライブ回路２１
が出力する一回のＰＷＭ出力の周期やデューティ比を短
くすることで、一回のＰＷＭ出力による直流電圧上昇を
低くする。すると図５での（ａ）から（ｃ）への変化幅
が小さくなり、従って（ｄ）の幅が広くなって、入力電
圧波形全体に渡りＰＷＭ出力を出すことが出来、電源電
流高調波の低減と力率の向上が負荷電流が少ない場合で
も可能となる。
０が発振する発振周波数を高くして、ドライブ回路２１
が出力する一回のＰＷＭ出力の周期やデューティ比を短
くすることで、一回のＰＷＭ出力による直流電圧上昇を
低くする。すると図５での（ａ）から（ｃ）への変化幅
が小さくなり、従って（ｄ）の幅が広くなって、入力電
圧波形全体に渡りＰＷＭ出力を出すことが出来、電源電
流高調波の低減と力率の向上が負荷電流が少ない場合で
も可能となる。
【００３４】尚、負荷電流が多い場合は、特に本実施例
のような発振器の発振周波数を変化させる回路を設けな
くても、入力電圧波形全体に亘りＰＷＭ出力を得ること
ができる。一方負荷電流が大きい場合に、発振器４０の
発振周波数を高くするとスイッチング素子８での損失が
増え、特に付加電流が多い場合ではその損失が大きくな
るので、スイッチング素子の定格アップつまりコストア
ップにつながる。従って、負荷電流の少ないときにのみ
発振器４０が発振する発振周波数を高くする処理が望ま
しい。
のような発振器の発振周波数を変化させる回路を設けな
くても、入力電圧波形全体に亘りＰＷＭ出力を得ること
ができる。一方負荷電流が大きい場合に、発振器４０の
発振周波数を高くするとスイッチング素子８での損失が
増え、特に付加電流が多い場合ではその損失が大きくな
るので、スイッチング素子の定格アップつまりコストア
ップにつながる。従って、負荷電流の少ないときにのみ
発振器４０が発振する発振周波数を高くする処理が望ま
しい。
【００３５】図６は本発明の第４の実施例の要部のブロ
ック図であり、アクティブフィルタの起動タイミングを
制御する部分の構成を示すものである。図６において、
３０は入力電圧波形抽出部１４の出力より入力電圧波形
のゼロクロスの部分のタイミングを検出する電圧位相検
出回路であり、この電圧位相検出回路３０の出力は、ア
クティブフィルタ起動信号２２をドライブ回路２１に選
択的に供給するドライブ出力ＯＮ／ＯＦＦ回路４１の制
御信号として供給する。その他の構成は一部省略してい
るが、図１、図２及び図４に示す第１、第２及び第３の
実施例と同様である。
ック図であり、アクティブフィルタの起動タイミングを
制御する部分の構成を示すものである。図６において、
３０は入力電圧波形抽出部１４の出力より入力電圧波形
のゼロクロスの部分のタイミングを検出する電圧位相検
出回路であり、この電圧位相検出回路３０の出力は、ア
クティブフィルタ起動信号２２をドライブ回路２１に選
択的に供給するドライブ出力ＯＮ／ＯＦＦ回路４１の制
御信号として供給する。その他の構成は一部省略してい
るが、図１、図２及び図４に示す第１、第２及び第３の
実施例と同様である。
【００３６】アクティブフィルタは電流波形を入力電圧
波形に近づけるようなスイッチングを行っているが、入
力電圧波形とスイッチングを行わせるＰＷＭ波形のタイ
ミングを表すと図７のようになっている。つまり、入力
電圧波形のゼロクロス点ではＰＷＭ波形のデューティ比
は狭く、入力電圧波形の山ではＰＷＭ波形のデューティ
比が広くなる関係となっており、またＰＷＭ波形が
「Ｈ」である期間はスイッチング素子８がＯＮされる期
間に対応しており、ＯＮ期間が長くなるとスイッチング
素子８に流れる電流も多くなる。
波形に近づけるようなスイッチングを行っているが、入
力電圧波形とスイッチングを行わせるＰＷＭ波形のタイ
ミングを表すと図７のようになっている。つまり、入力
電圧波形のゼロクロス点ではＰＷＭ波形のデューティ比
は狭く、入力電圧波形の山ではＰＷＭ波形のデューティ
比が広くなる関係となっており、またＰＷＭ波形が
「Ｈ」である期間はスイッチング素子８がＯＮされる期
間に対応しており、ＯＮ期間が長くなるとスイッチング
素子８に流れる電流も多くなる。
【００３７】さらにアクティブフィルタの起動時は直流
出力電圧と最終目標出力電圧との差が最大となってお
り、ＰＷＭ波形のデューティ比は最大となり、スイッチ
ング素子８に最大の電流が流れる。従って、アクティブ
フィルタの起動時で、入力電圧波形の山の時のＰＷＭ波
形のデューティ比は最大値をもち、このときにスイッチ
ング素子８に流れる電流が最大値となる。この最大電流
値はスイッチング素子８の最大定格を決定する要因とな
るが、最大電流値（最大定格）が高いと、スイッチング
素子８のコストも上がるので、最大電流値を抑えること
がコストの低減につながる。
出力電圧と最終目標出力電圧との差が最大となってお
り、ＰＷＭ波形のデューティ比は最大となり、スイッチ
ング素子８に最大の電流が流れる。従って、アクティブ
フィルタの起動時で、入力電圧波形の山の時のＰＷＭ波
形のデューティ比は最大値をもち、このときにスイッチ
ング素子８に流れる電流が最大値となる。この最大電流
値はスイッチング素子８の最大定格を決定する要因とな
るが、最大電流値（最大定格）が高いと、スイッチング
素子８のコストも上がるので、最大電流値を抑えること
がコストの低減につながる。
【００３８】本実施例は上記に鑑みなされたもので、ア
クティブフィルタの起動を入力電圧波形のゼロクロス点
のタイミングで行わせ、スイッチング素子の最大電流値
を抑えようとするものである。図６に示すように電圧波
形抽出部１４からの信号を電圧位相検出回路３０に入力
し、そこで入力電圧波形のゼロクロス点のタイミングを
検出して、そのタイミングパルスをドライブ出力ＯＮ／
ＯＦＦ回路４１に出力する。
クティブフィルタの起動を入力電圧波形のゼロクロス点
のタイミングで行わせ、スイッチング素子の最大電流値
を抑えようとするものである。図６に示すように電圧波
形抽出部１４からの信号を電圧位相検出回路３０に入力
し、そこで入力電圧波形のゼロクロス点のタイミングを
検出して、そのタイミングパルスをドライブ出力ＯＮ／
ＯＦＦ回路４１に出力する。
【００３９】ドライブ出力ＯＮ／ＯＦＦ回路４１では、
アクティブフィルタ起動信号が入ってから電圧位相検出
回路３０からの最初のタイミングパルス発生時にドライ
ブ回路２１に対して起動の信号を送る処理を行う。この
処理により、アクティブフィルタの起動を、必ず入力電
圧波形のゼロクロス点のタイミングで行うことができ、
スイッチング素子８に流れる最大電流値の値を低くし、
スイッチング素子８の最大定格を低くすることによりコ
ストの低減やスイッチング素子８の信頼性向上を図るこ
とができる。
アクティブフィルタ起動信号が入ってから電圧位相検出
回路３０からの最初のタイミングパルス発生時にドライ
ブ回路２１に対して起動の信号を送る処理を行う。この
処理により、アクティブフィルタの起動を、必ず入力電
圧波形のゼロクロス点のタイミングで行うことができ、
スイッチング素子８に流れる最大電流値の値を低くし、
スイッチング素子８の最大定格を低くすることによりコ
ストの低減やスイッチング素子８の信頼性向上を図るこ
とができる。
【００４０】図８は本発明の第５の実施例の要部のブロ
ック図であり、チョークコイルのインダクタンスを起動
時に変化させて、第４の実施例と同様に起動時のスイッ
チング素子を流れる電流を小さくするものである。図８
において、３１はアクティブフィルタ起動信号２２も遅
延させる遅延回路、３３はチョークコイルに対して直列
に設けられた第２のチョークコイル、３２は上記チョー
クコイル３３の両端に設けられ、上記遅延回路３１の出
力により開閉制御されるスイッチング回路である。その
他の構成は一部省略しているが図１、図２、図４及び図
６に示す第１、第２、第３及び第４の実施例と同様であ
る。
ック図であり、チョークコイルのインダクタンスを起動
時に変化させて、第４の実施例と同様に起動時のスイッ
チング素子を流れる電流を小さくするものである。図８
において、３１はアクティブフィルタ起動信号２２も遅
延させる遅延回路、３３はチョークコイルに対して直列
に設けられた第２のチョークコイル、３２は上記チョー
クコイル３３の両端に設けられ、上記遅延回路３１の出
力により開閉制御されるスイッチング回路である。その
他の構成は一部省略しているが図１、図２、図４及び図
６に示す第１、第２、第３及び第４の実施例と同様であ
る。
【００４１】従って、アクティブフィルタの起動信号２
２が遅延回路３１に入力されると、アクティブフィルタ
の起動後一定期間のみスイッチ回路３２がＯＦＦ状態に
なり、通常のチョークコイル７に加えて第２のチョーク
コイル３３が直列に加わるようになるので、総合インダ
クタンス値が大きくなる。その結果起動時におけるスイ
ッチング素子８に流れる電流を小さくすることができ
る。
２が遅延回路３１に入力されると、アクティブフィルタ
の起動後一定期間のみスイッチ回路３２がＯＦＦ状態に
なり、通常のチョークコイル７に加えて第２のチョーク
コイル３３が直列に加わるようになるので、総合インダ
クタンス値が大きくなる。その結果起動時におけるスイ
ッチング素子８に流れる電流を小さくすることができ
る。
【００４２】アクティブフィルタではスイッチング素子
８のＯＮ／ＯＦＦにより入力電流の流れを制御している
が、スイッチング素子８に流れる電流値の大きさはスイ
ッチング素子８に加えられるＰＷＭ波形のデューティ比
が一定である条件では、チョークコイルのインダクタン
ス値が小さいと電流値は大きくなり、インダクタンス値
が大きいと電流値は小さくなる。そこで、本実施例で
は、アクティブフィルタの起動時にチョークコイルのイ
ンダクタンス値を大きくすることでスイッチング素子８
に流れる電流値を低くし、前述と同様にスイッチング素
子８のコストの低減や信頼性向上を図っている。
８のＯＮ／ＯＦＦにより入力電流の流れを制御している
が、スイッチング素子８に流れる電流値の大きさはスイ
ッチング素子８に加えられるＰＷＭ波形のデューティ比
が一定である条件では、チョークコイルのインダクタン
ス値が小さいと電流値は大きくなり、インダクタンス値
が大きいと電流値は小さくなる。そこで、本実施例で
は、アクティブフィルタの起動時にチョークコイルのイ
ンダクタンス値を大きくすることでスイッチング素子８
に流れる電流値を低くし、前述と同様にスイッチング素
子８のコストの低減や信頼性向上を図っている。
【００４３】
【発明の効果】本発明は以上の構成より成り、インバー
タ回路を備えた空気調和器の力率改善と電源高調波電流
抑制のため、アクティブフィルタ回路を設けたものにお
いて、スイッチング制御信号発生回路の不良などによる
場合を含めアクティブフィルタ回路に過電圧が生じたと
き、確実に過電圧の発生を防止することができる。ま
た、アクティブフィルタを起動したときの出力直流電圧
の異常上昇を防ぎ、平滑コンデンサを含む負荷側に接続
される部品の異常破壊を起こりにくくして回路の信頼性
を向上させることができる。
タ回路を備えた空気調和器の力率改善と電源高調波電流
抑制のため、アクティブフィルタ回路を設けたものにお
いて、スイッチング制御信号発生回路の不良などによる
場合を含めアクティブフィルタ回路に過電圧が生じたと
き、確実に過電圧の発生を防止することができる。ま
た、アクティブフィルタを起動したときの出力直流電圧
の異常上昇を防ぎ、平滑コンデンサを含む負荷側に接続
される部品の異常破壊を起こりにくくして回路の信頼性
を向上させることができる。
【００４４】また、負荷電流の大小に関係なく、電源電
流高調波成分を少なくし、力率を大きくすることが可能
となり、更にまた、アクティブフィルタの起動時のスイ
ッチング素子に流れる電流を小さくして、スイッチング
素子の定格電流を下げることで、より低コストのスイッ
チング素子を使用することが可能となる。
流高調波成分を少なくし、力率を大きくすることが可能
となり、更にまた、アクティブフィルタの起動時のスイ
ッチング素子に流れる電流を小さくして、スイッチング
素子の定格電流を下げることで、より低コストのスイッ
チング素子を使用することが可能となる。
【図１】 本発明の第１の実施例のブロック図である。
【図２】 本発明の第２の実施例の要部の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】 本発明の第２の実施例の動作説明図である。
【図４】 本発明の第３の実施例の要部の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】 本発明の第３の実施例の動作説明図である。
【図６】 本発明の第４の実施例の要部の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】 本発明の第４の実施例の動作説明図である。
【図８】 本発明の第５の実施例の要部の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図９】 従来例の構成を示すブロック図である。
【図１０】 従来例の動作説明図である。
【図１１】 従来例の動作説明図である。
１ 商用電源 ２ 整流ブリッジ ３ 昇圧チョッパ型アクティブフィルタ ４ 平滑コンデンサ ５ インバータ回路 ６ コンプレッサ ７ チョークコイル ８ スイッチング素子 ９ 高速リカバリーダイオード １０ スイッチング制御信号発生回路 １１ 電圧検出部 １２ 基準電圧 １３ 誤差アンプ １４ 電圧波形抽出部 １７ 電流検出部 １９ 発振器 ２１ ドライブ回路 ２４ 過電圧検出回路 ２５ スイッチ回路 ２７ スイッチ回路 ２８ 分圧回路 ２９ リミッタ回路 ３０ 電圧位相検出回路 ３１ 遅延回路 ３２ スイッチング回路 ３３ チョークコイル ４０ 発振器 ４１ ドライブ出力 ＯＮ／ＯＦＦ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の整流出力を平滑する平滑手段と、上記整流手段と
平滑手段の間に設けたチョークコイルとスイッチング素
子と高速リカバリーダイオードと入力電圧波形、出力電
圧及び入力電流に基づき、上記スイッチング素子のスイ
ッチングを制御するスイッチング制御信号発生回路より
成るアクティブフィルタ手段と、上記平滑手段からの直
流電源をチョッピングして電動圧縮機に可変電圧可変周
波数の交流電源を供給するインバータ手段より成るイン
バータ装置を備えた空気調和機において、上記アクティ
ブフィルタ手段の出力電圧が予め定めた値以上であるこ
とを検出する過電圧検出手段と、該過電圧検出手段が出
力電圧の過電圧を検出したとき、上記スイッチング制御
信号発生回路への電源を遮断する開閉手段を設けたこと
を特徴とするインバータ装置を備えた空気調和機。 - 【請求項２】 商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の整流出力を平滑する平滑手段と、上記整流手段と
平滑手段の間に設けたチョークコイルとスイッチング素
子と高速リカバリーダイオードと入力電圧波形、出力電
圧及び入力電流に基づき、上記スイッチング素子のスイ
ッチングを制御するスイッチング制御信号発生回路より
成るアクティブフィルタ手段と、上記平滑手段からの直
流電源をチョッピングして電動圧縮機に可変電圧可変周
波数の交流電源を供給するインバータ手段より成るイン
バータ装置を備えた空気調和機において、上記スイッチ
ング制御信号発生回路には検出した出力電圧を基準値と
比較する比較手段と、該比較手段の出力を１／Ｎ倍に分
圧する分圧手段と、起動時には上記分圧手段の出力をま
た起動時以外では上記比較手段の出力を選択的に導出す
る選択手段とを設け、該選択手段の出力と上記入力電圧
波形及び入力電流に基づき、上記スイッチング制御信号
発生回路より上記スイッチング素子のスイッチング制御
信号を導出するようにしたことを特徴とするインバータ
装置を備えた空気調和機。 - 【請求項３】 上記比較手段の出力が所定の値以上に成
るのを制限するリミッタを設けたことを特徴とする請求
項２記載のインバータ装置を備えた空気調和機。 - 【請求項４】 商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の整流出力を平滑する平滑手段と、上記整流手段と
平滑手段の間に設けたチョークコイルとスイッチング素
子と高速リカバリーダイオードと、入力電圧波形、出力
電圧及び入力電流に基づき、上記スイッチング素子のス
イッチングを制御するスイッチング制御信号発生回路よ
り成るアクティブフィルタ手段と、上記平滑手段からの
直流電源をチョッピングして電動圧縮機に可変電圧可変
周波数の交流電源を供給するインバータ手段より成るイ
ンバータ装置を備えた空気調和機において、上記スイッ
チング制御信号発生回路には、上記アクティブフィルタ
手段の入力電流レベルを検出する電流検出手段と、該電
流検出手段により検出した電流レベルに応じて、発振周
波数が変わる発振手段を設け、該発振手段からの発振周
波数で上記スイッチング素子のスイッチングを制御する
ようにしたことを特徴とするインバータ装置を備えた空
気調和機。 - 【請求項５】 上記スイッチング制御信号発生回路に
は、入力電圧波形のゼロクロス点で位相の合ったタイミ
ングパルスを発生する電圧位相検出手段と入力電圧波形
の位相タイミングに合った上記タイミングパルスによ
り、上記アクティブフィルタ手段のチョッピング動作の
開始タイミングを決定する起動制御手段を設けた請求項
１乃至請求項４記載のインバータ装置を備えた空気調和
機。 - 【請求項６】 上記アクティブフィルタ手段のチョーク
コイルを分割して設け、上記アクティブフィルタ手段の
起動信号を所定時間遅延させる遅延手段と、上記遅延手
段の出力により、上記チョークコイルによる回路のイン
ダクタンスを変化させる可変インダクタンス制御手段を
設けた請求項１乃至請求項５記載のインバータ装置を備
えた空気調和機。
Priority Applications (11)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6319675A JPH08182329A (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | インバータ装置を備えた空気調和機 |
| ES95304577T ES2193173T3 (es) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Aparato de acondicionamiento de aire. |
| EP03000128A EP1300937B1 (en) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Air conditioning device |
| US08/496,285 US5793623A (en) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Air conditioning device |
| EP95304577A EP0695024B1 (en) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Air conditioning device |
| DE69529710T DE69529710T2 (de) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Klimaanlage |
| DE69536081T DE69536081D1 (de) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Klimaanlage |
| ES03000128T ES2346519T3 (es) | 1994-07-01 | 1995-06-29 | Aparato de acondicionamiento de aire. |
| KR1019950018625A KR0149289B1 (ko) | 1994-07-01 | 1995-06-30 | 역률을 개선하고 전원으로부터의 고조파 전류를 억제하는 능동 필터가 포함된 공기 조화기 |
| CA002153111A CA2153111C (en) | 1994-07-01 | 1995-06-30 | Air conditioning device |
| CN95109448A CN1129743C (zh) | 1994-07-01 | 1995-07-01 | 空调机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6319675A JPH08182329A (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | インバータ装置を備えた空気調和機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182329A true JPH08182329A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=18112940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6319675A Pending JPH08182329A (ja) | 1994-07-01 | 1994-12-22 | インバータ装置を備えた空気調和機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08182329A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6215287B1 (en) | 1999-05-17 | 2001-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power supply apparatus |
| JP2001314083A (ja) * | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Densei Lambda Kk | 力率改善回路 |
| JP2003033036A (ja) * | 2001-07-12 | 2003-01-31 | Diamond Electric Mfg Co Ltd | 力率改善回路 |
| US7466110B2 (en) | 2004-08-27 | 2008-12-16 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor improving circuit |
| WO2010064490A1 (ja) | 2008-12-03 | 2010-06-10 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
| WO2011122172A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング電源回路 |
| KR101353784B1 (ko) * | 2006-10-18 | 2014-01-21 | 에이비비 리써치 리미티드 | 다수의 스위칭 전압 레벨들을 스위칭하기 위한 변환기 회로 |
-
1994
- 1994-12-22 JP JP6319675A patent/JPH08182329A/ja active Pending
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| US8416590B2 (en) | 2008-12-03 | 2013-04-09 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power supply device |
| WO2010064490A1 (ja) | 2008-12-03 | 2010-06-10 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
| JP2011229364A (ja) * | 2010-03-29 | 2011-11-10 | Daikin Ind Ltd | スイッチング電源回路 |
| KR101317107B1 (ko) * | 2010-03-29 | 2013-10-11 | 다이킨 고교 가부시키가이샤 | 스위칭 전원 회로 |
| AU2011233221B2 (en) * | 2010-03-29 | 2013-10-31 | Daikin Industries,Ltd. | Switching Power Supply Circuit |
| AU2011233221B8 (en) * | 2010-03-29 | 2013-11-14 | Daikin Industries,Ltd. | Switching Power Supply Circuit |
| WO2011122172A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US9088214B2 (en) | 2010-03-29 | 2015-07-21 | Daikin Industries, Ltd. | Switching power supply circuit |
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