JPH08182342A - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器Info
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- JPH08182342A JPH08182342A JP6335839A JP33583994A JPH08182342A JP H08182342 A JPH08182342 A JP H08182342A JP 6335839 A JP6335839 A JP 6335839A JP 33583994 A JP33583994 A JP 33583994A JP H08182342 A JPH08182342 A JP H08182342A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 すべて同一の損失特性を持つ素子を使用した
電力変換器と同等の容量・機能を有し、かつ、変換器全
体の発生損失を低減するに好適な電力変換器を提供する
ことにある。 【構成】 低オン損失素子ＧＴＯ３、ＧＴＯ４と低スイ
ッチング損失素子ＩＧＢＴ５〜ＩＧＢＴ８のように、相
単位で損失特性の異なる素子を使用し、ＧＴＯで構成さ
れたｘ相は２レベル出力構成、ＩＧＢＴで構成されたｙ
相は３レベル出力構成とし、各相の出力レベル数を変え
て変換器を構成する。低オン損失素子は、出力電圧基準
波に基づいた長周期信号でスイッチングし、低スイッチ
ング損失素子は、ＰＷＭ制御により高速にスイッチング
動作させる。 【効果】 これにより各相の素子損失を低減し、各相の
耐圧を揃えることができるため、素子耐圧を無駄なく用
い、また、ＰＷＭ制御により低オン損失素子で構成され
た相による変換器出力波形の歪みを補正することができ
る。
電力変換器と同等の容量・機能を有し、かつ、変換器全
体の発生損失を低減するに好適な電力変換器を提供する
ことにある。 【構成】 低オン損失素子ＧＴＯ３、ＧＴＯ４と低スイ
ッチング損失素子ＩＧＢＴ５〜ＩＧＢＴ８のように、相
単位で損失特性の異なる素子を使用し、ＧＴＯで構成さ
れたｘ相は２レベル出力構成、ＩＧＢＴで構成されたｙ
相は３レベル出力構成とし、各相の出力レベル数を変え
て変換器を構成する。低オン損失素子は、出力電圧基準
波に基づいた長周期信号でスイッチングし、低スイッチ
ング損失素子は、ＰＷＭ制御により高速にスイッチング
動作させる。 【効果】 これにより各相の素子損失を低減し、各相の
耐圧を揃えることができるため、素子耐圧を無駄なく用
い、また、ＰＷＭ制御により低オン損失素子で構成され
た相による変換器出力波形の歪みを補正することができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流を直流に変換する
電力変換器に係わり、特に、自己消弧形素子を用いたパ
ルス幅変調制御による電力変換器に関する。
電力変換器に係わり、特に、自己消弧形素子を用いたパ
ルス幅変調制御による電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のパルス幅変調（以下、ＰＷＭとい
う。）制御を行うコンバータ回路の一例として、特開平
１−２５９７５８号公報の第４図に記載のコンバータが
挙げられる。これは、交流側に出力する電圧波形を生成
する為の基準波と搬送波の比較によりスイッチングを行
い、これによりパルス状の電圧が交流側に出力される。
この場合、任意の電圧基本波は基準波を変化させて得
る。また、交流電源電圧とコンバータの交流側出力電圧
の位相差を調整して、電力の流れを双方向に制御する。
そこで、部品点数を減らし、価格低減を図ったコンバー
タ回路が同公報の第１図に開示されている。これは、一
相をダイオードのみで構成し、他相はスイッチング素子
としたコンバータであり、必要なスイッチング素子は２
つでよく、ダイオードのみの相には安価な一般整流用ダ
イオードを使用することができる。これにより装置を安
価にできる。また、相毎に異なる素子を組み合わせたＰ
ＷＭインバータ回路としては、特開昭６３−２６２０６
２号公報の第１図が挙げられる。これは、相毎に高速形
と低速形のスイッチング素子を用いて構成した単相イン
バータ回路であり、それぞれの素子特性に応じて異なる
周波数のＰＷＭ信号を用いてスイッチングを行う。これ
により、使用する素子全部を高速スイッチング形素子と
しなくても、その場合と同等の機能を有する高速スイッ
チングインバータを得ることができ、装置を安価にでき
る。
う。）制御を行うコンバータ回路の一例として、特開平
１−２５９７５８号公報の第４図に記載のコンバータが
挙げられる。これは、交流側に出力する電圧波形を生成
する為の基準波と搬送波の比較によりスイッチングを行
い、これによりパルス状の電圧が交流側に出力される。
この場合、任意の電圧基本波は基準波を変化させて得
る。また、交流電源電圧とコンバータの交流側出力電圧
の位相差を調整して、電力の流れを双方向に制御する。
そこで、部品点数を減らし、価格低減を図ったコンバー
タ回路が同公報の第１図に開示されている。これは、一
相をダイオードのみで構成し、他相はスイッチング素子
としたコンバータであり、必要なスイッチング素子は２
つでよく、ダイオードのみの相には安価な一般整流用ダ
イオードを使用することができる。これにより装置を安
価にできる。また、相毎に異なる素子を組み合わせたＰ
ＷＭインバータ回路としては、特開昭６３−２６２０６
２号公報の第１図が挙げられる。これは、相毎に高速形
と低速形のスイッチング素子を用いて構成した単相イン
バータ回路であり、それぞれの素子特性に応じて異なる
周波数のＰＷＭ信号を用いてスイッチングを行う。これ
により、使用する素子全部を高速スイッチング形素子と
しなくても、その場合と同等の機能を有する高速スイッ
チングインバータを得ることができ、装置を安価にでき
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術のうち、
特開平１−２５９７５８号公報の第４図に記載のような
すべて同じ素子で構成したコンバータは、高速スイッチ
ング素子を４つ用いるため、部品点数が多く、装置が高
価なものとなり、また、すべてのスイッチング素子が高
速にスイッチングするため、スイッチング損失が大きい
という問題がある。同公報第１図記載の一相をダイオー
ドのみで、他相をスイッチング素子で構成したコンバー
タは、スイッチング損失が低くなるが、ダイオードのみ
の相があるために回生動作が不可能であり、回生ブレー
キを用いることはできない。また、特開昭６３−２６２
０６２号に記載の相毎に異なるスイッチング素子を使用
したインバータでは、これを車両用変換器等のような大
容量なものに適用しようとした場合、一般に高速スイッ
チング素子は耐圧が低く、低速スイッチング素子は高耐
圧のため、変換器全体の耐圧が高速スイッチング素子に
よって制限されてしまい、大容量のものに適用すること
は不可能であり、各相の耐圧のバランスがとれていない
という問題がある。
特開平１−２５９７５８号公報の第４図に記載のような
すべて同じ素子で構成したコンバータは、高速スイッチ
ング素子を４つ用いるため、部品点数が多く、装置が高
価なものとなり、また、すべてのスイッチング素子が高
速にスイッチングするため、スイッチング損失が大きい
という問題がある。同公報第１図記載の一相をダイオー
ドのみで、他相をスイッチング素子で構成したコンバー
タは、スイッチング損失が低くなるが、ダイオードのみ
の相があるために回生動作が不可能であり、回生ブレー
キを用いることはできない。また、特開昭６３−２６２
０６２号に記載の相毎に異なるスイッチング素子を使用
したインバータでは、これを車両用変換器等のような大
容量なものに適用しようとした場合、一般に高速スイッ
チング素子は耐圧が低く、低速スイッチング素子は高耐
圧のため、変換器全体の耐圧が高速スイッチング素子に
よって制限されてしまい、大容量のものに適用すること
は不可能であり、各相の耐圧のバランスがとれていない
という問題がある。
【０００４】本発明の目的は、すべて同一の損失特性を
持つ素子を使用した電力変換器と同等の容量・機能を有
し、かつ、変換器全体の発生損失を低減するに好適な電
力変換器を提供することにある。
持つ素子を使用した電力変換器と同等の容量・機能を有
し、かつ、変換器全体の発生損失を低減するに好適な電
力変換器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】自己消弧形素子を用いて
パルス幅変調制御により交流を直流に、または、この逆
の変換を行う電力変換器において、相単位で損失特性の
異なる素子を使用し、一相は低オン損失素子を用いた２
レベル出力構成とし、他の相は低スイッチング損失素子
を用いた３レベル出力構成とする。また、各相の出力レ
ベル数と共に各相の素子の直列多重接続数を異なる構成
とする。
パルス幅変調制御により交流を直流に、または、この逆
の変換を行う電力変換器において、相単位で損失特性の
異なる素子を使用し、一相は低オン損失素子を用いた２
レベル出力構成とし、他の相は低スイッチング損失素子
を用いた３レベル出力構成とする。また、各相の出力レ
ベル数と共に各相の素子の直列多重接続数を異なる構成
とする。
【０００６】
【作用】低オン損失素子は、出力電圧基準波に基づいた
長周期信号によりスイッチングを行って、スイッチング
回数を少なくし、オン状態が長く続くように動作させた
場合、素子の発生損失のうち、スイッチング損失よりオ
ン損失の占める割合が大きくなる。そこで、低オン損失
素子をこのように動作させると、スイッチング損失はほ
とんど発生せず、また、素子の特性上、オン損失の発生
も抑えることができる。従って、素子の発生損失を低減
することできる。一方、低スイッチング損失素子は、Ｐ
ＷＭ制御による高速スイッチングを行って、スイッチン
グ回数を多くし、一周期内に多くのパルスを出すように
動作させた場合は、素子の発生損失のうち、オン損失よ
りスイッチング損失の占める割合が大きくなる。従っ
て、低スイッチング損失素子をこのように動作させる
と、オン損失はほとんど発生せず、また、素子の特性
上、スイッチング損失も抑えることができる。従って、
素子の発生損失を低減することができる。結果として、
すべて同一の損失特性を持つスイッチング素子を用いた
電力変換器に比べて、これと同等の容量・機能を有し、
かつ、電力変換器全体の発生損失を低減することができ
る。また、低スイッチング損失素子によるＰＷＭ制御に
より、低オン損失素子で構成された相に発生する変換器
出力波形の歪みを補正することができる。また、一般
に、低オン損失素子に比べて低スイッチング損失素子の
耐圧は低い。そこで、低スイッチング損失素子で構成さ
れた相の出力レベル数あるいは素子の直列多重接続数
を、低オン損失素子で構成された相の出力レベル数ある
いは素子の直列多重接続数より大きくすることで、各相
の耐圧のバランスをとることができ、低オン損失素子の
高耐圧を有効に活用することができる。
長周期信号によりスイッチングを行って、スイッチング
回数を少なくし、オン状態が長く続くように動作させた
場合、素子の発生損失のうち、スイッチング損失よりオ
ン損失の占める割合が大きくなる。そこで、低オン損失
素子をこのように動作させると、スイッチング損失はほ
とんど発生せず、また、素子の特性上、オン損失の発生
も抑えることができる。従って、素子の発生損失を低減
することできる。一方、低スイッチング損失素子は、Ｐ
ＷＭ制御による高速スイッチングを行って、スイッチン
グ回数を多くし、一周期内に多くのパルスを出すように
動作させた場合は、素子の発生損失のうち、オン損失よ
りスイッチング損失の占める割合が大きくなる。従っ
て、低スイッチング損失素子をこのように動作させる
と、オン損失はほとんど発生せず、また、素子の特性
上、スイッチング損失も抑えることができる。従って、
素子の発生損失を低減することができる。結果として、
すべて同一の損失特性を持つスイッチング素子を用いた
電力変換器に比べて、これと同等の容量・機能を有し、
かつ、電力変換器全体の発生損失を低減することができ
る。また、低スイッチング損失素子によるＰＷＭ制御に
より、低オン損失素子で構成された相に発生する変換器
出力波形の歪みを補正することができる。また、一般
に、低オン損失素子に比べて低スイッチング損失素子の
耐圧は低い。そこで、低スイッチング損失素子で構成さ
れた相の出力レベル数あるいは素子の直列多重接続数
を、低オン損失素子で構成された相の出力レベル数ある
いは素子の直列多重接続数より大きくすることで、各相
の耐圧のバランスをとることができ、低オン損失素子の
高耐圧を有効に活用することができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は、本発明の一実施例を示す。一般に、車両用
電力変換器に用いられる素子として、ＧＴＯ，ＩＧＢＴ
が挙げられるが、図５に示すように、ＧＴＯは低オン損
失特性、ＩＧＢＴは低スイッチング損失特性を有してい
る。ここで、低オン損失素子としてＢＪＴ、低スイッチ
ング損失素子としてＦＥＴがある。また、図６に示すよ
うに、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなどのスイッチング損失が小さ
い素子は、動作周波数が高く、耐圧は低い。図１におい
て、１は交流電源、２はリアクトル、３〜４はＧＴＯ、
９〜１０はＧＴＯに逆並列接続されたフリーホイールダ
イオード、５〜８はＩＧＢＴ、１１〜１４はＩＧＢＴに
逆並列接続されたフリーホイールダイオード、１５〜１
６はクランプダイオード、１７〜１８はフィルタコンデ
ンサである。相毎に使用する素子をＧＴＯとＩＧＢＴに
し、ＧＴＯで構成されたｘ相は２レベル出力、ＩＧＢＴ
で構成されたｙ相は３レベル出力として、単相ＰＷＭコ
ンバータを構成する。また、１９〜２０は比較器、２１
は乗算器、２２は減算器、２３は搬送波発生回路、２４
〜２５はぞれぞれｘ相のＧＴＯ及びｙ相のＩＧＢＴを制
御するドライブ回路をそれぞれ示し、ＰＷＭ制御回路を
構成する。
る。図１は、本発明の一実施例を示す。一般に、車両用
電力変換器に用いられる素子として、ＧＴＯ，ＩＧＢＴ
が挙げられるが、図５に示すように、ＧＴＯは低オン損
失特性、ＩＧＢＴは低スイッチング損失特性を有してい
る。ここで、低オン損失素子としてＢＪＴ、低スイッチ
ング損失素子としてＦＥＴがある。また、図６に示すよ
うに、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなどのスイッチング損失が小さ
い素子は、動作周波数が高く、耐圧は低い。図１におい
て、１は交流電源、２はリアクトル、３〜４はＧＴＯ、
９〜１０はＧＴＯに逆並列接続されたフリーホイールダ
イオード、５〜８はＩＧＢＴ、１１〜１４はＩＧＢＴに
逆並列接続されたフリーホイールダイオード、１５〜１
６はクランプダイオード、１７〜１８はフィルタコンデ
ンサである。相毎に使用する素子をＧＴＯとＩＧＢＴに
し、ＧＴＯで構成されたｘ相は２レベル出力、ＩＧＢＴ
で構成されたｙ相は３レベル出力として、単相ＰＷＭコ
ンバータを構成する。また、１９〜２０は比較器、２１
は乗算器、２２は減算器、２３は搬送波発生回路、２４
〜２５はぞれぞれｘ相のＧＴＯ及びｙ相のＩＧＢＴを制
御するドライブ回路をそれぞれ示し、ＰＷＭ制御回路を
構成する。
【０００８】次に、図２を用いて図１の実施例回路の動
作を説明する。図２において、ｅｃ*基準波形は図１の
コンバータ電圧指令値ｅｃ*、ｅｘ*基準波形は乗算器２
１の出力電圧、ｅｙ*基準波形はｙ相への出力電圧指令
値ｅｙ*、ｅｘ出力波形はｘ相からの出力電圧、ｅｙ出
力波形はｙ相からの出力電圧、ｅｃ出力波形はコンバー
タ出力電圧ｅｃを示す。コンバータ電圧指令値ｅｃ*を
発すると、比較器１９によりその極性に従ったパルス信
号Ｐｘを得る。このパルス信号Ｐｘをドライブ回路２４
に入力して、ｘ相を駆動すると、ｘ相から出力波形ｅｘ
が出力される。また、パルス信号Ｐｘに乗算器２０によ
り直流ステージ電圧Ｅｄの半分の値を掛けて出力電圧ｅ
ｘ*を得、これを減算器２１によりコンバータ電圧指令
値ｅｃ*から差し引いて、ｙ相への出力電圧指令値ｅｙ*
を得る。これを比較器２２により搬送波発生回路２３が
作成した搬送波ｙｃと比較することでパルス信号Ｐｙを
得る。このパルス信号Ｐｙをドライブ回路２５に入力し
て、ｙ相を駆動すると、ｙ相から３レベルの出力波形ｅ
ｙが出力される。コンバータ出力電圧ｅｃはｅｘ出力波
形からｅｙ出力波形を差し引いて得られ、そのコンバー
タ出力波形ｅｃは、図２のように３レベル出力となる。
作を説明する。図２において、ｅｃ*基準波形は図１の
コンバータ電圧指令値ｅｃ*、ｅｘ*基準波形は乗算器２
１の出力電圧、ｅｙ*基準波形はｙ相への出力電圧指令
値ｅｙ*、ｅｘ出力波形はｘ相からの出力電圧、ｅｙ出
力波形はｙ相からの出力電圧、ｅｃ出力波形はコンバー
タ出力電圧ｅｃを示す。コンバータ電圧指令値ｅｃ*を
発すると、比較器１９によりその極性に従ったパルス信
号Ｐｘを得る。このパルス信号Ｐｘをドライブ回路２４
に入力して、ｘ相を駆動すると、ｘ相から出力波形ｅｘ
が出力される。また、パルス信号Ｐｘに乗算器２０によ
り直流ステージ電圧Ｅｄの半分の値を掛けて出力電圧ｅ
ｘ*を得、これを減算器２１によりコンバータ電圧指令
値ｅｃ*から差し引いて、ｙ相への出力電圧指令値ｅｙ*
を得る。これを比較器２２により搬送波発生回路２３が
作成した搬送波ｙｃと比較することでパルス信号Ｐｙを
得る。このパルス信号Ｐｙをドライブ回路２５に入力し
て、ｙ相を駆動すると、ｙ相から３レベルの出力波形ｅ
ｙが出力される。コンバータ出力電圧ｅｃはｅｘ出力波
形からｅｙ出力波形を差し引いて得られ、そのコンバー
タ出力波形ｅｃは、図２のように３レベル出力となる。
【０００９】ここで、３レベルの出力波形ｅｙが出力さ
れるときの回路上の動作を説明する。出力波形ｅｙの＋
出力は、ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６がオンし、アース−フ
ィルタコンデンサ１７−ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−（ｅ
ｙ）−アースの回路動作により得られ、出力波形ｅｙの
０(+)出力は、ＩＧＢＴ６がオンし、アース−クランプ
ダイオード１５−ＩＧＢＴ６−（ｅｙ）−アースの回路
動作により得られ、出力波形ｅｙの−出力は、ＩＧＢＴ
７，ＩＧＢＴ８がオンし、アース−ＩＧＢＴ７−ＩＧＢ
Ｔ８−フィルタコンデンサ１８−アースの回路動作によ
り得られ、出力波形ｅｙの０(-)出力は、ＩＧＢＴ７が
オンし、アース−（ｅｙ）−ＩＧＢＴ７−クランプダイ
オード１６−アースの回路動作により得られる。同様
に、３レベルのコンバータ出力波形ｅｃが出力されると
きの回路上の動作を説明する。コンバータ出力波形ｅｃ
の最も高い＋出力は、交流電源１−リアクトル２−フリ
ーホイールダイオード９−フィルタコンデンサ１７−フ
ィルタコンデンサ１８−フリーホイールダイオード１４
−フリーホイールダイオード１３−交流電源１が回路動
作し、続いて、ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６がオンし、交流
電源１−リアクトル２−フリーホイールダイオード９−
ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−交流電源１を動作させて、電
流値を上げ、その後ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６をオフし、
前述の回路動作に戻すことにより得られ、コンバータ出
力波形ｅｃの１／２の＋出力は、ＩＧＢＴ６がオンし、
交流電源１−リアクトル２−フリーホイールダイオード
９−フィルタコンデンサ１７−クランプダイオード１５
−ＩＧＢＴ６−交流電源１の回路動作により得られ、コ
ンバータ出力波形ｅｃの０(+)出力は、ＩＧＢＴ５，Ｉ
ＧＢＴ６がオンし、交流電源１−リアクトル２−フリー
ホイールダイオード９−ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−交流
電源１の回路動作により得られる。また、コンバータ出
力波形ｅｃの最も高い−出力は、交流電源１−フリーホ
イールダイオード１２−フリーホイールダイオード１１
−フィルタコンデンサ１７−フィルタコンデンサ１８−
フリーホイールダイオード１０−リアクトル２−交流電
源１が回路動作し、続いて、ＩＧＢＴ７，ＩＧＢＴ８が
オンし、交流電源１−ＩＧＢＴ７−ＩＧＢＴ８−フリー
ホイールダイオード１０−リアクトル２−交流電源１を
動作させて、電流値を上げ、その後ＩＧＢＴ７，ＩＧＢ
Ｔ８をオフし、前述の回路動作に戻すことにより得ら
れ、コンバータ出力波形ｅｃの１／２の−出力は、ＩＧ
ＢＴ７がオンし、交流電源１−ＩＧＢＴ７−クランプダ
イオード１６−フィルタコンデンサ１８−フリーホイー
ルダイオード１０−リアクトル２−交流電源１の回路動
作により得られ、コンバータ出力波形ｅｃの０(-)出力
は、ＩＧＢＴ７，ＩＧＢＴ８がオンし、交流電源１−Ｉ
ＧＢＴ７−ＩＧＢＴ８−フリーホイールダイオード１０
−リアクトル２−交流電源１の回路動作により得られ
る。回路上の動作は、コンバータとして動作する場合に
ついて説明したが、コンバータと逆の変換（インバータ
動作）を行って回生制御するときは、ＧＴＯをスイッチ
オン，オフすることにより同様に得られる。
れるときの回路上の動作を説明する。出力波形ｅｙの＋
出力は、ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６がオンし、アース−フ
ィルタコンデンサ１７−ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−（ｅ
ｙ）−アースの回路動作により得られ、出力波形ｅｙの
０(+)出力は、ＩＧＢＴ６がオンし、アース−クランプ
ダイオード１５−ＩＧＢＴ６−（ｅｙ）−アースの回路
動作により得られ、出力波形ｅｙの−出力は、ＩＧＢＴ
７，ＩＧＢＴ８がオンし、アース−ＩＧＢＴ７−ＩＧＢ
Ｔ８−フィルタコンデンサ１８−アースの回路動作によ
り得られ、出力波形ｅｙの０(-)出力は、ＩＧＢＴ７が
オンし、アース−（ｅｙ）−ＩＧＢＴ７−クランプダイ
オード１６−アースの回路動作により得られる。同様
に、３レベルのコンバータ出力波形ｅｃが出力されると
きの回路上の動作を説明する。コンバータ出力波形ｅｃ
の最も高い＋出力は、交流電源１−リアクトル２−フリ
ーホイールダイオード９−フィルタコンデンサ１７−フ
ィルタコンデンサ１８−フリーホイールダイオード１４
−フリーホイールダイオード１３−交流電源１が回路動
作し、続いて、ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６がオンし、交流
電源１−リアクトル２−フリーホイールダイオード９−
ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−交流電源１を動作させて、電
流値を上げ、その後ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ６をオフし、
前述の回路動作に戻すことにより得られ、コンバータ出
力波形ｅｃの１／２の＋出力は、ＩＧＢＴ６がオンし、
交流電源１−リアクトル２−フリーホイールダイオード
９−フィルタコンデンサ１７−クランプダイオード１５
−ＩＧＢＴ６−交流電源１の回路動作により得られ、コ
ンバータ出力波形ｅｃの０(+)出力は、ＩＧＢＴ５，Ｉ
ＧＢＴ６がオンし、交流電源１−リアクトル２−フリー
ホイールダイオード９−ＩＧＢＴ５−ＩＧＢＴ６−交流
電源１の回路動作により得られる。また、コンバータ出
力波形ｅｃの最も高い−出力は、交流電源１−フリーホ
イールダイオード１２−フリーホイールダイオード１１
−フィルタコンデンサ１７−フィルタコンデンサ１８−
フリーホイールダイオード１０−リアクトル２−交流電
源１が回路動作し、続いて、ＩＧＢＴ７，ＩＧＢＴ８が
オンし、交流電源１−ＩＧＢＴ７−ＩＧＢＴ８−フリー
ホイールダイオード１０−リアクトル２−交流電源１を
動作させて、電流値を上げ、その後ＩＧＢＴ７，ＩＧＢ
Ｔ８をオフし、前述の回路動作に戻すことにより得ら
れ、コンバータ出力波形ｅｃの１／２の−出力は、ＩＧ
ＢＴ７がオンし、交流電源１−ＩＧＢＴ７−クランプダ
イオード１６−フィルタコンデンサ１８−フリーホイー
ルダイオード１０−リアクトル２−交流電源１の回路動
作により得られ、コンバータ出力波形ｅｃの０(-)出力
は、ＩＧＢＴ７，ＩＧＢＴ８がオンし、交流電源１−Ｉ
ＧＢＴ７−ＩＧＢＴ８−フリーホイールダイオード１０
−リアクトル２−交流電源１の回路動作により得られ
る。回路上の動作は、コンバータとして動作する場合に
ついて説明したが、コンバータと逆の変換（インバータ
動作）を行って回生制御するときは、ＧＴＯをスイッチ
オン，オフすることにより同様に得られる。
【００１０】このようにすると、ｘ相の出力ｅｘは１８
０゜通流のパルスとなり、ＧＴＯのスイッチング回数は
少ないものとなる。また、ｙ相の出力ｅｙは搬送波周波
数でスイッチングされたパルスとなり、ＩＧＢＴのスイ
ッチング回数は多いものとなる。すなわち、ｘ相に低オ
ン損失特性のＧＴＯを用い、スイッチング回数を少なく
し、オン状態が長く続くように動作させることによっ
て、ＧＴＯの発生損失のうち、スイッチング損失よりオ
ン損失の占める割合を大きくするので、スイッチング損
失はほとんど発生せず、また、ＧＴＯの特性上、オン損
失の発生も抑えることができ、従って、ＧＴＯの発生損
失を低減することできる。また、ｙ相に低スイッチング
損失特性のＩＧＢＴを用い、スイッチング回数を多く
し、一周期内に多くのパルスを出すように動作させるこ
とによって、ＩＧＢＴの発生損失のうち、オン損失より
スイッチング損失の占める割合を大きくするので、オン
損失はほとんど発生せず、また、ＩＧＢＴの特性上、ス
イッチング損失も抑えることができ、従って、ＩＧＢＴ
の発生損失を低減することができる。本実施例では、結
果として、ＧＴＯのみまたはＩＧＢＴのみのように同一
の損失特性を持つスイッチング素子を用いた場合に比べ
て、コンバータ全体の発生損失を低減することができ
る。また、ＧＴＯで構成されたｘ相には高調波成分を含
んだ歪み出力波形が発生するが、ｙ相のＩＧＢＴによる
ＰＷＭ制御により、このｘ相の出力波形の歪みを補正す
ることができる。また、本実施例では、ｘ相の出力ｅｘ
を１８０゜通流のパルスにより得ることから、ＰＷＭ制
御回路のｘ相に関する回路構成を比較器１９とドライブ
回路２４とすることができ、ＰＷＭ制御回路を全体的に
簡単化することになり、装置として低コスト化が可能で
ある。
０゜通流のパルスとなり、ＧＴＯのスイッチング回数は
少ないものとなる。また、ｙ相の出力ｅｙは搬送波周波
数でスイッチングされたパルスとなり、ＩＧＢＴのスイ
ッチング回数は多いものとなる。すなわち、ｘ相に低オ
ン損失特性のＧＴＯを用い、スイッチング回数を少なく
し、オン状態が長く続くように動作させることによっ
て、ＧＴＯの発生損失のうち、スイッチング損失よりオ
ン損失の占める割合を大きくするので、スイッチング損
失はほとんど発生せず、また、ＧＴＯの特性上、オン損
失の発生も抑えることができ、従って、ＧＴＯの発生損
失を低減することできる。また、ｙ相に低スイッチング
損失特性のＩＧＢＴを用い、スイッチング回数を多く
し、一周期内に多くのパルスを出すように動作させるこ
とによって、ＩＧＢＴの発生損失のうち、オン損失より
スイッチング損失の占める割合を大きくするので、オン
損失はほとんど発生せず、また、ＩＧＢＴの特性上、ス
イッチング損失も抑えることができ、従って、ＩＧＢＴ
の発生損失を低減することができる。本実施例では、結
果として、ＧＴＯのみまたはＩＧＢＴのみのように同一
の損失特性を持つスイッチング素子を用いた場合に比べ
て、コンバータ全体の発生損失を低減することができ
る。また、ＧＴＯで構成されたｘ相には高調波成分を含
んだ歪み出力波形が発生するが、ｙ相のＩＧＢＴによる
ＰＷＭ制御により、このｘ相の出力波形の歪みを補正す
ることができる。また、本実施例では、ｘ相の出力ｅｘ
を１８０゜通流のパルスにより得ることから、ＰＷＭ制
御回路のｘ相に関する回路構成を比較器１９とドライブ
回路２４とすることができ、ＰＷＭ制御回路を全体的に
簡単化することになり、装置として低コスト化が可能で
ある。
【００１１】次に、図１において、簡単のために各相と
もにＧＴＯ，ＩＧＢＴ素子の並列接続数が同じ構成を図
示したが、図５に示すように、低スイッチング損失素子
のＩＧＢＴの耐圧は、低オン損失素子のＧＴＯに比して
小さい。そこで、素子の電流許容値によって各相の電流
バランスを考慮して、ＩＧＢＴ素子で構成されるｙ相の
出力レベル数と共にＩＧＢＴ素子の直列多重接続数を、
ＧＴＯで構成されるｘ相の出力レベル数と共にＧＴＯ素
子の直列多重接続数より大きくする（図示せず）。この
ように構成することで、各相の耐圧のバランスをとるこ
とができ、低オン損失素子の高耐圧を有効に活用するこ
とができる。このため、本実施例は、車両用変換器等の
ような大容量なものに適用することができ、また、従来
のような変換器全体の耐圧が高速スイッチング素子によ
って制限されてしまうという問題を解消する。なお、本
実施例ではＧＴＯ，ＩＧＢＴを用いたが、ＧＴＯの代わ
りにＢＪＴ、ＩＧＢＴの代わりにＦＥＴとした構成でも
よい。
もにＧＴＯ，ＩＧＢＴ素子の並列接続数が同じ構成を図
示したが、図５に示すように、低スイッチング損失素子
のＩＧＢＴの耐圧は、低オン損失素子のＧＴＯに比して
小さい。そこで、素子の電流許容値によって各相の電流
バランスを考慮して、ＩＧＢＴ素子で構成されるｙ相の
出力レベル数と共にＩＧＢＴ素子の直列多重接続数を、
ＧＴＯで構成されるｘ相の出力レベル数と共にＧＴＯ素
子の直列多重接続数より大きくする（図示せず）。この
ように構成することで、各相の耐圧のバランスをとるこ
とができ、低オン損失素子の高耐圧を有効に活用するこ
とができる。このため、本実施例は、車両用変換器等の
ような大容量なものに適用することができ、また、従来
のような変換器全体の耐圧が高速スイッチング素子によ
って制限されてしまうという問題を解消する。なお、本
実施例ではＧＴＯ，ＩＧＢＴを用いたが、ＧＴＯの代わ
りにＢＪＴ、ＩＧＢＴの代わりにＦＥＴとした構成でも
よい。
【００１２】図３は、本発明の他の実施例を示す。本実
施例は図１に示した実施例において、ＩＧＢＴを用いて
３レベル出力構成としていたｙ相を、クランプダイオー
ド１５，１６を外した簡単な構成とし、２レベル出力と
したものである。制御方式は図１の実施例と同様であ
り、図４に本実施例の動作波形を示す。図１の実施例と
比べて出力波形ｅｙが２レベルとなった点が異なってい
る。従って、コンバータ出力波形ｅｃは、図４のように
２レベル出力となる。本実施例においても、ｘ相の低オ
ン損失素子のＧＴＯを直列に２個接続し、ｙ相の低スイ
ッチング損失素子を直列に４個接続して構成したが、素
子の電流許容値によっては各相の電流バランスを考慮し
て、各相の素子の直列多重接続数を変えてもよく、この
場合、車両用変換器等のような大容量なものに適用する
ことができ、また、従来のような変換器全体の耐圧が高
速スイッチング素子によって制限されてしまうという問
題を解消する。本実施例においてもＧＴＯ，ＩＧＢＴを
用いたが、ＧＴＯの代わりにＢＪＴ、ＩＧＢＴの代わり
にＦＥＴとした構成でもよい。以上図１及び図３の実施
例は、すべてコンバータについて示したが、これらの実
施例を回生制御するときの逆変換動作を行うインバータ
についても同じことが云える。
施例は図１に示した実施例において、ＩＧＢＴを用いて
３レベル出力構成としていたｙ相を、クランプダイオー
ド１５，１６を外した簡単な構成とし、２レベル出力と
したものである。制御方式は図１の実施例と同様であ
り、図４に本実施例の動作波形を示す。図１の実施例と
比べて出力波形ｅｙが２レベルとなった点が異なってい
る。従って、コンバータ出力波形ｅｃは、図４のように
２レベル出力となる。本実施例においても、ｘ相の低オ
ン損失素子のＧＴＯを直列に２個接続し、ｙ相の低スイ
ッチング損失素子を直列に４個接続して構成したが、素
子の電流許容値によっては各相の電流バランスを考慮し
て、各相の素子の直列多重接続数を変えてもよく、この
場合、車両用変換器等のような大容量なものに適用する
ことができ、また、従来のような変換器全体の耐圧が高
速スイッチング素子によって制限されてしまうという問
題を解消する。本実施例においてもＧＴＯ，ＩＧＢＴを
用いたが、ＧＴＯの代わりにＢＪＴ、ＩＧＢＴの代わり
にＦＥＴとした構成でもよい。以上図１及び図３の実施
例は、すべてコンバータについて示したが、これらの実
施例を回生制御するときの逆変換動作を行うインバータ
についても同じことが云える。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明により、す
べて同一の特性を持つ素子を使用した電力変換器と同等
の容量・機能を有し、かつ、低損失な電力変換器を得る
ことができる。また、各相毎に出力レベル数を変えるこ
とあるいは素子の直列接続数を変えることによって、各
相の耐圧のバランスをとることができ、高耐圧素子の耐
圧性能を有効に使うことができる。また、低スイッチン
グ損失素子によるＰＷＭ制御により、低オン損失素子で
構成された相に発生する変換器出力波形の歪みを補正す
ることができる。また、ある相の出力を１８０゜通流の
パルスにより得ることから、ＰＷＭ制御回路の該相に関
する回路構成を簡単化することになり、装置として低コ
スト化が可能である。
べて同一の特性を持つ素子を使用した電力変換器と同等
の容量・機能を有し、かつ、低損失な電力変換器を得る
ことができる。また、各相毎に出力レベル数を変えるこ
とあるいは素子の直列接続数を変えることによって、各
相の耐圧のバランスをとることができ、高耐圧素子の耐
圧性能を有効に使うことができる。また、低スイッチン
グ損失素子によるＰＷＭ制御により、低オン損失素子で
構成された相に発生する変換器出力波形の歪みを補正す
ることができる。また、ある相の出力を１８０゜通流の
パルスにより得ることから、ＰＷＭ制御回路の該相に関
する回路構成を簡単化することになり、装置として低コ
スト化が可能である。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】本発明の一実施例のスイッチング動作を示す電
圧出力波形図。
圧出力波形図。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図。
【図４】本発明の他の実施例のスイッチング動作を示す
電圧出力波形図。
電圧出力波形図。
【図５】オン損失とスイッチング損失に関する素子分
布。
布。
【図６】耐圧と動作周波数に関する素子分布。
１ 単相交流電源 ２ リアクトル ３〜４ ＧＴＯ ５〜８ ＩＧＢＴ ９〜１４ フリーホイールダイオード １５〜１６ クランプダイオード １７〜１８ フィルタコンデンサ １９〜２０ 比較器 ２１ 乗算器 ２２ 減算器 ２３ 搬送波発生回路 ２４〜２５ ドライブ回路
Claims (7)
- 【請求項１】 自己消弧形素子を用いてパルス幅変調制
御により交流を直流に、または、この逆の変換を行う電
力変換器において、ある相はオン損失がスイッチング損
失よりも小さい素子（以下、低オン損失素子という。）
を用いた２レベル出力構成とし、他の相はスイッチング
損失がオン損失よりも小さい素子（以下、低スイッチン
グ損失素子という。）を用いた３レベル出力構成とした
ことを特徴とする電力変換器。 - 【請求項２】 自己消弧形素子を用いてパルス幅変調制
御により交流を直流に、または、この逆の変換を行う電
力変換器において、ある相は低オン損失素子を用いた２
レベル出力構成とし、他の相は低スイッチング損失素子
を用いた３レベル出力構成とし、各相の出力レベル数と
共に各相の素子の直列多重接続数が異なることを特徴と
する電力変換器。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、低オ
ン損失素子は出力電圧基準波に基づいた長周期によるス
イッチングを行い、低スイッチング損失素子はＰＷＭ制
御による高速スイッチング動作を行い、低オン損失素子
を用いた２レベル出力から低スイッチング損失素子を用
いた３レベル出力を差し引いてコンバータまたはこの逆
の変換による出力電圧を得ることを特徴とする電力変換
器。 - 【請求項４】 請求項１、請求項２または請求項３にお
いて、ある相に低オン損失素子とこれに逆並列接続され
たフリーホイールダイオードを少なくとも２組、他の相
に低スイッチング損失素子とこれに逆並列接続されたフ
リーホイールダイオードを少なくとも４組それぞれ設
け、２組の前記低スイッチング損失素子の接続点と他の
２組の前記低スイッチング損失素子の接続点の間に少な
くとも２組のクランプダイオードを接続したことを特徴
とする電力変換器。 - 【請求項５】 自己消弧形素子を用いてパルス幅変調制
御により交流を直流に、または、この逆の変換を行う電
力変換器において、ある相は低オン損失素子、また、他
の相は低スイッチング損失素子を用いたそれぞれ２レベ
ル出力構成としたことを特徴とする電力変換器。 - 【請求項６】 自己消弧形素子を用いてパルス幅変調制
御により交流を直流に、または、この逆の変換を行う電
力変換器において、ある相は低オン損失素子、また、他
の相は低スイッチング損失素子を用いたそれぞれ２レベ
ル出力構成とし、各相の素子の直列多重接続数が異なる
ことを特徴とする電力変換器。 - 【請求項７】 請求項５または請求項６において、低オ
ン損失素子は出力電圧基準波に基づいた長周期によるス
イッチングを行い、低スイッチング損失素子はＰＷＭ制
御による高速スイッチング動作を行い、低オン損失素子
を用いた２レベル出力から低スイッチング損失素子を用
いた２レベル出力を差し引いてコンバータまたはこの逆
の変換による出力電圧を得ることを特徴とする電力変換
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6335839A JPH08182342A (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6335839A JPH08182342A (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 電力変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182342A true JPH08182342A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=18292982
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6335839A Pending JPH08182342A (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 電力変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08182342A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008125311A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Sakae Shibazaki | スイッチング電源装置 |
| JP2008125314A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Sakae Shibazaki | スイッチング電源装置 |
| JP2009017622A (ja) * | 2007-07-02 | 2009-01-22 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換器 |
| CN100456607C (zh) * | 2003-06-02 | 2009-01-28 | 台达电子工业股份有限公司 | 升压型变换器的交叉调节控制方法 |
| JP2009077571A (ja) * | 2007-09-21 | 2009-04-09 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換器 |
| CN102355152A (zh) * | 2011-10-09 | 2012-02-15 | 西安爱科电子有限责任公司 | 浮动电容混合三电平dc-ac逆变器及其控制方法 |
| JP2012060735A (ja) * | 2010-09-07 | 2012-03-22 | Sharp Corp | マルチレベルインバータ |
| JP2012065428A (ja) * | 2010-09-15 | 2012-03-29 | Tabuchi Electric Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| WO2013080465A1 (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-06 | パナソニック 株式会社 | インバータ装置の制御方法及びインバータ装置 |
| JP2014003821A (ja) * | 2012-06-19 | 2014-01-09 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| EP3462587A1 (en) | 2017-09-29 | 2019-04-03 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power converter |
-
1994
- 1994-12-21 JP JP6335839A patent/JPH08182342A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100456607C (zh) * | 2003-06-02 | 2009-01-28 | 台达电子工业股份有限公司 | 升压型变换器的交叉调节控制方法 |
| JP2008125314A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Sakae Shibazaki | スイッチング電源装置 |
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| JP2009077571A (ja) * | 2007-09-21 | 2009-04-09 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換器 |
| US8649197B2 (en) | 2010-09-07 | 2014-02-11 | Sharp Kabushiki Kaisha | Multilevel inverter |
| JP2012060735A (ja) * | 2010-09-07 | 2012-03-22 | Sharp Corp | マルチレベルインバータ |
| JP2012065428A (ja) * | 2010-09-15 | 2012-03-29 | Tabuchi Electric Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| CN102355152A (zh) * | 2011-10-09 | 2012-02-15 | 西安爱科电子有限责任公司 | 浮动电容混合三电平dc-ac逆变器及其控制方法 |
| WO2013080465A1 (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-06 | パナソニック 株式会社 | インバータ装置の制御方法及びインバータ装置 |
| JPWO2013080465A1 (ja) * | 2011-11-30 | 2015-04-27 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | インバータ装置の制御方法及びインバータ装置 |
| US9479079B2 (en) | 2011-11-30 | 2016-10-25 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Control method for inverter device, and inverter device |
| JP2014003821A (ja) * | 2012-06-19 | 2014-01-09 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| EP3462587A1 (en) | 2017-09-29 | 2019-04-03 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power converter |
| RU2691964C1 (ru) * | 2017-09-29 | 2019-06-19 | Тойота Дзидося Кабусики Кайся | Преобразователь мощности |
| US10411588B2 (en) | 2017-09-29 | 2019-09-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power converter with trench and planar transistors to improve efficiency |
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