JPH08191224A

JPH08191224A - 移動通信装置

Info

Publication number: JPH08191224A
Application number: JP7001882A
Authority: JP
Inventors: Osamu Kawano; 修川野; Yoshifumi Toda; 善文戸田; Hideki Motosuna; 秀樹本砂; Masahiro Onoda; 雅浩小野田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1995-01-10
Filing date: 1995-01-10
Publication date: 1996-07-23

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は自動車電話や携帯電話等の移動通信シ
ステムに用いられる移動通信端末などの移動通信装置に
関し、同装置の小型軽量化、低消費電力化、低価格化な
どを目的とする。【構成】送信電力を送信電力制御信号に応じて多段階に
切り換えて設定する送信部８４と、送信部８４を構成す
る電力増幅器８３に供給するドレイン電圧を送信電力制
御信号に応じて段階的に切り換えて設定するドレイン電
圧設定回路８５とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動通信装置、特に自
動車電話や携帯電話等の移動通信システムに用いられる
移動通信端末などの装置に関する。

【０００２】近年、所望の相手と時、場所を選ばずに連
絡がとれる携帯電話機の普及が目覚ましいが、今後にお
いても、家庭、オフィス、工場現場等で手軽に相互通信
したいという要望により、その需要はさらに高まると予
想される。かかる携帯電話機などの移動通信装置では、
その低消費電力化、小型軽量化、低価格化が必要とされ
ている。

【０００３】

【従来の技術】図１４には従来提案されているディジタ
ル自動車電話端末（ディジタル移動機）の全体構成を示
す図である。このディジタル移動機は、基地局との送受
信にあたって、基地局における受信電界強度を一定範囲
内に納めることができるように、送信電力の大きさを基
地局からの指示に基づき６段階に切り替えることができ
るように構成されている。また送信系は２１ｋHz近傍の
ベースバンド信号を直接に９５０ＭHz近傍の送信ＲＦ信
号に変換するいわゆる直接変調方式を用いており、一
方、受信系はダブルスーパヘテロダイン受信方式を用い
ている。以下、このディジタル移動機を構成する各回路
について説明する。

【０００４】図１４において、制御回路２０はマイクロ
コンピュータで構成され、電話機本体の制御回路と通信
を行ったり、チャネル切換え制御を含む端末側の発着呼
接続制御、位置登録制御等を行う回路である。トーン発
生回路２１は制御回路２０からの送信制御データに基づ
きトーン信号を発生する回路である。符号化／復号化回
路２２はマイクロホンから入力した送信アナログ音声信
号を符号化音声データに符号化したり、受信した符号化
音声データをアナログ信号化してスピーカに出力したり
する回路である。

【０００５】時分割多重・分離回路（ＴＤＭＡ回路）２
３は、符号化された音声データや制御回路２０からの送
信制御データをＴＤＭＡ方式で時分割多重し、制御回路
２０で指定された所望の送信タイムスロットで送信ベー
スバンドデータの出力を行ったり、受信ベースバンドデ
ータから所望の受信タイムスロットに係る符号化された
音声データや受信制御データを分離したりする回路であ
る。

【０００６】送信信号処理回路３０は、送信ベースバン
ドデータに対して直並列変換、π／４シフト等を行て２
１ｋHzのＩチャネルとＱチャネルのディジタル信号を出
力する回路である。直交変調器３１は、送信信号処理回
路３０で処理後のＩチャネルおよびＱチャネルデータに
対して、ＰＬＬシンセサイザ回路５０からの第１局部発
振信号（ｆ_L1）を用いてπ／４シフトＱＰＳＫバースト
変調を行い、９５０ＭHzのπ／４シフトＱＰＳＫ高周波
（ＲＦ）信号に変換して出力する回路である。

【０００７】ＰＬＬシンセサイザ回路５０は、制御回路
２０のチャネル切換え制御に伴う周波数可変制御に従っ
て周波数が変化する送信用および受信用の第１局部発振
信号（ｆ_L1：９５０ＭHz近傍）を出力する回路である。
図１７にはこのＰＬＬシンセサイザ回路５０の詳細な構
成例が示される。図示するように、制御回路２０からの
周波数可変制御に従ってそれぞれ２００ＭHz近傍の発振
信号を出力する第１ＰＬＬシンセサイザ回路５１１と７
５０ＭHz近傍の発振信号を出力する第２ＰＬＬシンセサ
イザ回路５１２、第１、第２ＰＬＬシンセサイザ回路５
１１、５１２の出力信号に基づいて９５０ＭHz近傍の第
１局部発振信号を発生する周波数変換器５１３、周波数
変換器５１３の出力信号を送信側と受信側に２分岐する
ハイブリッド回路５１４、送信系への第１局部発振信号
の大きさを調整する増幅器５１５、受信系への第１局部
発振信号の大きさを調整する増幅器５１６などを含み構
成される。

【０００８】送信部３２は直交変調器３１からの送信Ｒ
Ｆ信号の電力を制御回路２０からの指示に従って調整す
る回路であり、可変減衰器３２１、電力増幅器３２２等
を含み構成される。可変減衰器３２１は制御回路１１か
らＴＤＭＡ回路２３を介して指定された電力制御信号Ｐ
ＣＳ（３ビットのディジタル信号）により電力増幅器３
２２の入力を４dBステップ幅にて６段階に設定する回路
である。また電力増幅器３２２はＧa Ａs ＦＥＴを用い
た高効率電力増幅器であり、ゲート電圧ＶＧ、ドレイン
電圧ＶＤが固定値に設定されている。

【０００９】図１６には上述の可変減衰器の回路構成例
が示される。図示のように、トランジスタ等の能動素子
を含まず、抵抗、キャパシタ、ダイオード等で構成さ
れ、制御電力入力端子ＣＯＮＴに入力される電力制御信
号（アナログ信号）に応じて減衰率を正確に４dBステッ
プ幅で６段階に変えることができる。なお、図１４にお
いて、送信系回路は可変減衰器への制御信号入力側に時
分割多重・分離回路２３からの電力制御信号ＰＣＳ（デ
ィジタル信号）をアナログ信号にＤ／Ａ変換するＤ／Ａ
変換器を含むが、図１４では図示を省略している。

【００１０】図１５には上述の電力増幅器３２２の回路
構成例が示される。この電力増幅器は図示するようにト
ランジスタＴＲ１、ＴＲ２による２段増幅回路であり、
トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のドレイン側に印加される
ドレイン電圧ＶＤ、および初段トランジスタＴＲ１のゲ
ート側に印加されるゲート電圧ＶＧは、電力増幅器３２
への入力信号Ｐ_inの最大振幅値に対して最も増幅器の効
率がよくなるような固定値に固定設定されている。な
お、図中の長方形のブロックは回路パターンで形成した
インダクタを表す。

【００１１】送受分波器３３は送信部３２から出力され
た電力増幅後の送信ＲＦ信号を送受兼用アンテナ３５に
導いたり、アンテナ３５で受波した受信ＲＦ信号を受信
系へ導いたりする回路であり、送信帯域フィルタ、受信
帯域フィルタ、結合器を含み構成される。

【００１２】低雑音ＲＦ増幅器４９はアンテナ３５で受
波した受信ＲＦ信号の増幅を行う回路である。帯域フィ
ルタ４８は低雑音ＲＦ増幅器４９で増幅後の受信ＲＦ信
号の所定のＲＦ帯域だけを通す回路である。第１周波数
変換器４７は帯域フィルタ４８通過後の受信ＲＦ信号を
ＰＬＬシンセサイザ回路５０からの受信用第１局部発振
信号を用いて所定周波数の第１中間周波信号に変換する
回路である。第１中間周波フィルタ４６は第１周波数変
換器４７の出力信号から第１中間周波信号を取り出す回
路である。

【００１３】局部発振器５１は所定の固定周波数の第２
局部発振信号（ｆ_L2）を出力する回路である。第２周波
数変換器４５は第１中間周波フィルタ４６通過後の第１
中間周波信号を局部発振器５１からの第２局部発振信号
を用いて所定周波数の第２中間周波信号に変換する回路
である。第２中間周波フィルタ４４は第２周波数変換器
４５の出力信号から第２中間周波信号を取り出す回路で
ある。中間周波増幅器４３は第２中間周波フィルタ４４
通過後の第２中間周波信号の増幅を行う回路である。リ
ミッタ増幅器４２は第２中間周波信号の振幅制限を行う
回路である。

【００１４】直交復調器４１はリミッタ増幅器４２から
のバースト出力信号に対してπ／４シフトＱＰＳＫバー
スト復調を行う回路である。受信信号処理回路４０は直
交復調器４１で復調されたＩチャネルとＱチャネルの復
調信号に対して並直列変換等を行って受信ベースバンド
信号にし時分割多重・分離回路２３に出力する回路であ
る。また電界強度検出回路５２は中間周波増幅器４３か
ら取り出した第２中間周波信号に基づき受信電界強度の
検出を行って検出信号を制御回路２０へ出力する回路で
ある。

【００１５】図１８には従来のディジタル移動通信方式
用の移動機の他の構成例が示される。このディジタル移
動機は、ＴＤＭＡ方式のものであって、送信系がベース
バンド信号を一旦中間周波信号に変換した後にそれをさ
らに送信ＲＦ信号までアップコンバートするいわゆる間
接変調方式を用いており、一方、受信系はダブルスーパ
ヘテロダイン受信方式を用いている。

【００１６】図１８において、制御回路５１はマイクロ
プロセッサを含み構成される装置全体の制御を司る回路
である。変調ベースバンド回路５２は前述の送信信号処
理回路に相当するもので、送信ベースバンド信号を生成
する。変調ベースバンド回路５２からの送信ベースバン
ド信号は変調器５３によって局部発振器７１からの８２
ＭHz近傍の局部発振信号を用いて８２ＭHz近傍の変調信
号にディジタル変調される。この変調信号はさらに周波
数変換器５４によってＰＬＬ回路側からの１３６５ＭHz
近傍の局部発振信号を用いて１４４６ＭHz近傍の送信Ｒ
Ｆ信号にアップコンバートされ、この送信ＲＦ信号は電
力増幅器５５、送受分波器３３、アンテナ３５を通じて
送信される。

【００１７】一方、アンテナ３５で受信された受信ＲＦ
信号は送受分波器３３を通って低雑音増幅器６１で増幅
された後、周波数変換器６２に入力されて分配器からの
１３６５ＭHz近傍の第１局部発振信号を用いて第１中間
周波信号に変換され、さらに周波数変換器６３に入力さ
れて、ここで局部発振器７０からの１２９．５ＭHz近傍
の第２局部発振信号を用いて第２中間周波信号に変換さ
れ、復調器６５でディジタル復調される。

【００１８】送信側の周波数変換器５４と受信側の周波
数変換器６２に局部発振信号を供給する回路は、ＰＬＬ
シンセサイザ回路を含む回路からなる。すなわち、チャ
ネル設定データに対応して２００ＭHz近傍の発振信号を
出力する第１ＰＬＬＬシンセサイザ回路６６、チャネル
設定データに対応して１１６５ＭHz近傍の発振信号を出
力する第２ＰＬＬシンセサイザ回路６７、両シンセサイ
ザ回路６６、６７の出力信号に基づいて１３６５ＭHz近
傍の局部発振信号を出力する周波数変換器６８、周波数
変換器６８から出力された局部発振信号を送信側と受信
側に２分岐する分配器６９を含み構成される。

【００１９】図１９にはこのＰＬＬシンセサイザ回路の
構成例が示される。この構成例はＰＬＬシンセサイザ回
路として一般的なものである。図１９において、基準水
晶発振器６６は基準周波数となるリファレンス信号を発
生し、このリファレンス信号はＰＬＬ部６６１のプリス
ケーラ６６１１によって分周されて位相比較器６６１３
に入力され、一方、後述する帰還された出力発振信号は
プリスケーラ６６５で分周された後に１／ｎプログラマ
ブルカウンタ６６１２を通して位相比較器６６１３の他
の入力端子に入力される。位相比較器６６１３は両入力
信号の位相を比較し、その比較結果の出力信号をチャー
ジポンプ６６２、ループフィルタ６６３を通して電圧制
御発振回路（ＶＣＯ）部６６４に制御電圧として入力す
る。電圧制御発振回路６６４は入力された制御電圧に応
じた発振周波数の出力信号を出力し、その一部は前述し
たプリスケーラ６６５側に帰還される。この電圧制御発
振回路６６４は可変容量ダイオードＶＤに印加される制
御電圧に応じて同ダイオードＶＤの静電容量が変化する
ことで、ＬＣ共振周波数が変化して出力信号の発振周波
数を制御する。よって、制御回路５１からのチャネル設
定データによって１／ｎプログラマブルカウンタ６６１
２の分周比を変えることにより、電圧制御発振回路６６
４の発振信号の周波数を制御することができる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の移動通
信装置では、装置の小型軽量化、低消費電力化、低価格
化が必要とされている。以下これについて述べる。例え
ば携帯電話機などの移動通信装置の場合、その携帯性と
いう特徴から電源として電池を用いて動作させている
が、当然のことながら電池の容量が無くなれば通話はで
きなくなる。したがって、限られた容量の電池を使用し
て通話する場合、装置内で消費電流の多い電力増幅器の
消費電流を削減することが、携帯電話機の通話時間を延
長するためのポイントとなる。

【００２１】一方、図１４に示すような従来の通信端末
は、送信電力制御を電力増幅器３２２の前段に設けられ
た可変減衰器３２１によって行っており、電力増幅器３
２２は一定増幅率のものが用いられ、そのドレイン電圧
ＶＤおよびゲート電圧ＶＧは、送信電力によらずある決
められた一定値（すなわち入力信号の最大振幅値に対し
て増幅器が最大効率となる値）に固定されている。

【００２２】この結果、最大送信を行っているときの電
力増幅器の効率に比べて、送信電力制御を行い送信電力
を下げるに従って、電力増幅器が飽和点から離れて動作
するようになって増幅器の電力効率は悪化する。つま
り、入力信号の振幅が小さいときにも電力増幅器で必要
以上の消費電力が消費されている。このため、装置全体
の電力効率の面で損をしているといえ、電池の寿命を早
めている。

【００２３】また、現在、携帯電話端末として、ＴＤＭ
Ａのディジタル変復調方式を採用したディジタル携帯電
話が実用化されているが、本方式はアナログ変復調方式
による携帯電話端末に比べて必要な機能ブロック回路が
本質的に多いため高価格になりがちであるので、アナロ
グ機なみの低価格化を図ることが今後の課題となってい
る。よって装置内に使用する機能ブロック回路それぞれ
についても、できるだけ低価格のものを使用できる回路
構成が必要とされる。

【００２４】この観点に立って装置回路構成を検討する
と次のような問題点がある。すなわち、ディジタル携帯
機に適用されているπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式は、
線形系の変調方式であるため、送信部の回路には歪みを
生じない線形性が要求される。このため、送信部の送信
電力制御のためのＲＦゲイン可変素子としては、可変増
幅器の使用は歪み特性等に難がある場合が多く、通常は
ゲインの制御を行ってもその歪み特性が変化しないよう
に可変減衰器３２１が用いられている。さらに、この可
変減衰器３２１としては、現在のところ正確に４dBステ
ップ幅で５段階に減衰率を切り換えられるものが要求さ
れるが、かかる可変減衰器３２１は高価である。さら
に、可変減衰器３２１は制御が減衰方向であって増幅機
能がないため、可変減衰器３２１の入力端位置において
最大送信電力に応じた所要の大きさの信号が入力されて
いることが必要となり、このため可変減衰器の前段にさ
らに直交変調器３１の出力信号を所要の大きさに増幅す
るドライバ増幅器が必要になり、結果として装置のコス
トアップを招いているという問題がある。

【００２５】さらに、従来の移動機は、送信系回路と受
信系回路に局部発振信号（ｆ_L1）を供給する回路として
ＰＬＬシンセサイザ回路５０が用いられているが、この
ＰＬＬシンセサイザ回路５０は、図１７に示すとおり、
周波数変換器５１３から出力した一つの局部信号をハイ
ブリッド回路５１４で送信用と受信用に分配しているた
めレベルの低下を生じるので、増幅器５１５と５１６に
よりそれぞれ送信回路と受信回路に合った電圧レベルま
で増幅している。このため、増幅機５１５と５１６の分
だけ消費電力の増大、回路規模の増大、製造コストの上
昇を招いているという問題がある。

【００２６】また、図１８に示すような間接変調方式の
通信装置の場合、送信側と受信側にそれぞれ変調用と周
波数変換用の局部発振器７１と７０が必要である。この
ように局部発振器を送信側と受信側にそれぞれ独立に持
っていたため、回路部品数が多くなり、したがって、低
消費電力化、小型軽量化、低価格化を阻む要因となって
いる。

【００２７】本発明は以上のような諸問題点に鑑みてな
されたものであり、移動通信装置の小型軽量化、低消費
電力化、低価格化などを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段および作用】図１は本発明
に係る原理説明図である。上述の課題を解決するため
に、本発明に係る移動通信装置は、一つの形態として、
送信電力を送信電力制御信号に応じて多段階に切り換え
て設定する送信部８４と、送信部８４を構成する電力増
幅器８３に供給するドレイン電圧を送信電力制御信号に
応じて段階的に切り換えて設定するドレイン電圧設定回
路８５とを備える。

【００２９】このような構成によれば、送信電力の大き
さを切り換える際に、送信部８４の電力増幅器８３のド
レイン電圧も、その送信電力にあった電力効率のよい値
に切り換えられるので、電力効率が全体としてよくな
り、低消費電力化を図ることができる。

【００３０】上述の移動通信装置は、送信電力制御にお
ける送信電力の大きい側の数段階だけ該ドレイン電圧設
定回路でドレイン電圧を切換え設定するように構成して
もよく、このように構成とすることで、ドレイン電圧設
定回路の回路規模を削減して小型軽量化、低価格化を図
ることができる。

【００３１】また上述の移動通信装置は、送信部を構成
する電力増幅器に供給するゲート電圧を該送信電力制御
信号に応じて多段階に切り換えて設定するゲート電圧設
定回路を更に備えるようにしてもよく、このように構成
することで、電力増幅器の電力効率をその時の送信電力
に合わせて一層適切なものにすることができる。

【００３２】また上述の移動通信装置は、電力増幅器が
多段増幅器構成である場合に、流入電流の大きい増幅段
だけに該ドレイン電圧設定回路を設けるようにしてもよ
く、このように構成することにより、ドレイン電圧設定
回路の回路規模の削減および電力増幅器の特性条件の緩
和を図ることができる。

【００３３】また上述の移動通信装置は、電力増幅器が
多段増幅器構成である場合に、各増幅段に各々ドレイン
電圧設定回路を設けるようにしてもよく、このように構
成することにより、一層正確に制御を行って、より一層
の電力効率改善を図ることができる。

【００３４】また、本発明に係る移動通信装置は、他の
形態として、送信ベースバンド信号を所定の変調方式で
中間周波帯に変調する変調器８１と、変調器８１の変調
波出力を所望の無線送信波周波数に変換する周波数変換
器８２と、周波数変換器８２での周波数変換に使用する
局部発振信号を発生する局部発振回路と、局部発生回路
の局部発振信号のゲインを送信電力制御信号に応じて段
階的に切り換えて該周波数変換部に供給するゲイン可変
素子８７とを備える。

【００３５】このように構成することにより、送信電力
制御時には、ゲイン可変素子８７を経て周波数変換器８
２に供給される局部発振信号の振幅を送信電力制御信号
に応じて変化させ、それにより送信部８４に供給される
送信信号の電力を変えることができ、よって送信電力を
多段階に変えることができる。

【００３６】この移動通信装置は、該周波数変換器の前
段または後段に第２のゲイン可変素子を設け、該ゲイン
可変素子のゲインを該送信電力制御信号に応じて段階的
に切り換え、該ゲイン可変素子と第２のゲイン可変素子
の組合せで送信電力を多段階に切り換えるように構成し
てもよく、このように構成することにより、ゲイン可変
素子のゲイン可変能力を第２のゲイン可変素子と分担す
ることができ、素子の特性緩和を図ることができる。

【００３７】またこの移動通信装置は、送信ベースバン
ドの振幅値を該送信電力制御信号に応じた段階的に切り
換え、これと該ゲイン可変素子との組合せで送信電力を
多段階に切り換えるように構成してもよく、このように
構成することにより、ゲイン可変素子８７とゲイン可変
能力を分担することができ、ゲイン可変素子の特性緩和
を図ることができる。

【００３８】また、この移動通信装置は、周波数変換器
の出力信号を電力増幅する電力増幅器に供給するドレイ
ン電圧を該送信電力制御信号に応じて段階的に切り換え
て設定するドレイン電圧設定回路を更に備えるようにし
てもよく、このように構成することにより、ゲイン可変
素子８６とゲイン可変能力を分担することができ、ゲイ
ン可変素子の特性緩和を図ることができる。

【００３９】また、この移動通信装置は、送信を行わな
いタイミングのときに、ゲイン可変素子８６を最大減衰
状態または動作停止に制御するよう構成してもよく、こ
のように構成することにより、送信のオフタイミング時
の不要波の放出の抑制効果を得ることができる。

【００４０】また、本発明に係る移動通信装置は、また
他の形態として、送信ベースバンド信号を所定の変調方
式で変調する変調器と、該変調器での変調動作に使用す
る局部発振信号を発生して該変調器に供給する局部発振
回路と、該変調器の出力信号を送信時に送信電力増幅器
側に、受信時に受信回路の周波数変換器側に供給するよ
うに切り換える切換え器とを備え、受信時には該変調器
への送信ベースバンド信号の供給を停止して変調器出力
を無変調波とするするように構成する。

【００４１】このように構成することにより、送信時に
は変調器に供給される送信ベースバンド信号を局部発振
回路の出力信号で変調して変調波として送出し、一方、
受信時には同変調器の出力信号を無変調波として受信回
路側の周波数変換用の局部発振信号として用いることが
できる。よって、分岐回路やその出力を増幅する増幅器
が不要となり、回路規模と消費電力を削減し、低価格化
を図ることができる。

【００４２】また、本発明に係る移動通信装置は、また
他の形態として、送信タイミングと受信タイミングをず
らして通信を行う移動通信装置であって、第１、第２の
ＰＬＬシンセサイザ回路と、これらの出力信号から無線
送信波への周波数変換および無線受信波の中間周波変換
を行うための合成局部発振信号を発生する周波数変換回
路とからなる局部発振回路を備え、該第１のＰＬＬシン
セサイザ回路の発振出力信号を送信側変調器の変調用局
部発振信号とするとともに、第１、第２のＰＬＬシンセ
サイザ回路のいずれかの発振出力信号の周波数を送信時
と受信時で変化させることで、上記無線送信波の周波数
変換および無線受信波の中間周波変換に適合するように
該合成局部発振信号の周波数を変化させるように構成す
る。

【００４３】このように構成することにより、送信側変
調器に変調用の局部発振信号を供給するために、独立の
局部発振回路が不要となり、回路規模および消費電力の
削減と、低価格化を図ることができる。

【００４４】上述の移動通信装置は、該送信時と受信時
で周波数を変化させるＰＬＬシンセサイザ回路に、電圧
制御発振回路の発振周波数を変化させる可変容量ダイオ
ードと並列にキャパシタを付加し、このキャパシタと可
変容量ダイオードをスイッチ手段によって送信時と受信
時で接続または切り離しするように構成してもよい。こ
のように構成することにより、発振周波数の切換え時に
可変容量ダイオード部分の容量を瞬時に切り換え、速や
かに所望の発振周波数に安定化させることができる。

【００４５】また、上述の移動通信装置は、該送信時と
受信時で周波数を変化させるＰＬＬシンセサイザ回路
に、電圧制御発振回路の発振周波数を変化させる可変容
量ダイオードにバイアス電圧を印加する印加回路を備
え、該印加回路のバアイス電圧を送信時と受信時で変え
るように構成してもよく、このように構成することによ
り、発振周波数の切換え時に可変容量ダイオード部分の
容量を瞬時に切り換え、速やかに所望の発振周波数に安
定化させることができる。

【００４６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。なお、以下の各図を通して、同一機能の回路ブロ
ックには同一の参照符号を付すものとする。

【００４７】図２には本発明の一実施例としての移動通
信端末の全体構成が示される。この実施例装置は電力増
幅器３２２の電力効率を改善して低消費電力化を図った
ものである。図中、従来技術の欄で説明したものと同じ
回路ブロックには同一の参照符号が付されている。相違
点として、送信部３２がゲート電圧設定回路３２３とド
レイン電圧設定回路３２４を備えており、電力増幅器３
２２のゲート電圧ＶＧとドレイン電圧ＶＤを、制御回路
２０から時分割多重・分離回路２３を介して受信した電
力制御信号ＰＣＳによって可変設定できるようにしてあ
る点である。

【００４８】図３にはドレイン電圧設定回路３２４の構
成例が示される。なお、ゲート電圧設定回路３２３はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路を使用して構成される。このド
レイン電圧設定回路３２４は電力増幅器３２２に供給す
るドレイン電圧ＶＤを、送信電力制御信号ＰＣＳに応じ
て複数の固定値ＶＤ１、ＶＤ２、ＶＤ３・・・に切り換
えられるように構成したものである。

【００４９】図３において、送信電力制御信号ＰＣＳ
（３ビットのディジタル信号）は電力制御信号デコーダ
３２４１に入力されて上記複数のドレイン電圧値のいず
れの値に切り換えるかを示すかの信号にデコードされ、
このデコードされた信号は基準電圧源３２４２に入力さ
れる。この基準電圧源３２４２は入力信号が示すドレイ
ン電圧相当の基準固定電圧を発生し、誤差増幅器３２４
３の（＋）端子に供給する。誤差増幅器３２４３はトラ
ンジスタ３２４４のベースを駆動してそのコレクタ側の
ドレイン電圧出力を帰還回路３２４５で（−）端子に帰
還させつつドレイン電圧出力が一定となるように制御す
る。このように構成することで、ドレイン電圧設定回路
３２４は電力制御信号ＰＣＳの値に応じて複数のドレイ
ン電圧ＶＤ１、ＶＤ２、ＶＤ３・・・のいずれかを発生
し、それを電力増幅器３２２に供給することができる。

【００５０】なお、ドレイン電圧設定回路３２４として
はこの実施例のものに限られるものではなく、例えばレ
ギュレータを基に構成したもの、あるいはＤＣ／ＤＣコ
ンバータを基に構成したものなどであってもよい。

【００５１】この実施例装置の動作を以下に説明する。
送信電力制御に従い送信電力を最大電力から下げる場
合、制御回路２０からの電力制御信号に応じて可変減衰
器３２１によって電力増幅器３２２の入力電力が下げら
れる。この場合、電力制御信号ＰＣＳに応じてドレイン
電圧設定回路３２４によって電力増幅器３２２のドレイ
ン電圧ＶＤもある一定電圧幅にて降下される。この値は
電力増幅器３２２の単体特性によって決定される。この
ようにドレイン電圧を降下させる目的は最大送信時の電
力増幅器３２２の電力効率を送信電力制御を行ったとき
も保つためである。

【００５２】図４には各ドレイン電圧の値に対する電力
増幅器３２２の入出力特性が示される。この図２の入出
力特性を用いて上述した電力増幅器の電力効率の維持に
ついて説明する。図４において、上側に示された特性は
入力電力Ｐ_inに対する各ドレイン電圧ＶＤでの出力電力
_outの特性であり、下側に示された特性は入力電力Ｐ _in
に対する各ドレイン電圧ＶＤでの消費電流ＩＤの特性で
ある。図４に示すように、例えば最大入力電力Ｐ_in１に
対してドレイン電圧ＶＤとしてＶＤ１が選択された場
合、その出力電力はＰ_out１となり、そのときの消費電
流はＩＤ１となる。ここで入力電力Ｐ_inがＰ_in３に減少
したときにドレイン電圧ＶＤとしてＶＤ１をそのまま用
いた場合、出力電力Ｐ_outは線形性が良好で歪みを生じ
ないが、消費電流としてＩＤ１”が必要である。一方、
入力電力Ｐ_inがＰ_in３に減少したことに応じてドレイン
電圧設定回路３２４によりドレイン電圧をＶＤ３に減少
させれば、そのときの出力電力はＰ_out３でこの動作点
での線形性は良好に保たれ、一方、消費電流はＩＤ３と
なり、ＩＤ１”＞ＩＤ３であるため、電力増幅器３２２
の消費電流を削減して電力効率を向上させることができ
る。

【００５３】このように送信電力制御を行ったとき、そ
れに従ってドレイン電圧を変化させることで電力増幅器
３２２の電力効率の悪化を抑圧することができ、携帯機
の実使用条件におけるように送信電力制御がシステム中
で頻繁に行われる場合、総合としての送信部の電力効率
が改善されて低消費電力化が図られ、結果として電池寿
命が延びて通話時間が延びる効果がある。

【００５４】この実施例装置では、設定されるドレイン
電圧は各送信電力ごとに一定値であるため、ドレイン電
圧を送信情報に従って動的に制御する方法に比べれば最
大送信時の効率改善効果が劣るが、電力増幅器３２２の
歪み特性に与える影響が少ないため、ドレイン電圧設定
部が簡易で安価な回路で済むという利点がある。

【００５５】なお、ドレイン電圧設定回路３２４におけ
るドレイン電圧の可変切換え段数は可変減衰器３２１の
切換え段数に一致する必要は必ずしもなく、送信電力の
大きい側の数ステップのみ、それに応じてドレイン電圧
を可変設定するものであってもよく、それによりドレイ
ン電圧設定回路３２４の回路規模を削減することができ
る。

【００５６】また、この実施例では図１５に示す電力増
幅器のうちの２段のトランジスタＴＲ１とＴＲ２の双方
のドレイン電圧を可変にしているが、このように電力増
幅器が多段構成となっている場合には、全ての段のトラ
ンジスタのドレイン電圧を可変にする必要は必ずしもな
く、例えば流入電力の大きい段（例えば後段側のトラン
ジスタＴＲ２）のみドレイン電圧を可変設定するように
して、ドレイン電圧設定回路の回路規模の削減と電力増
幅器の特性条件の緩和を図ってもよい。また全ての段の
トランジスタのドレイン電圧を可変する場合でも、各段
ごとにドレイン電圧設定回路を独立して設けて一層正確
に制御を行って一層の効率改善を図ってもよい。

【００５７】上記同様に、ゲート電圧設定回路３２３も
電力制御信号に応じて（すなわち電力増幅器３２２へに
入力電力Ｐ_inの大きさに応じて）、電力増幅器３２２の
ゲート電圧ＶＧを所定の複数の固定ゲート電圧値のいず
れかに可変設定することで、電力増幅器３２２で消費さ
れる電流を送信電力が大のときに大、送信電力が小のと
きに小とすることで、電力増幅器３２２の電力効率を入
力電力の大小にかかわらず一定範囲に保つことができ
る。

【００５８】図５には本発明の他の実施例が示される。
この実施例は、従来回路の高周波部分で必要であった可
変減衰器等の高価な素子を不要とする回路構成として装
置の低価格化を図ったものである。図中、前述の実施例
装置との相違点として、図２の実施例装置が変調方式と
して直接変調方式を用いているのに対して本実施例回路
は間接変調方式を用いている。したがって送信信号処理
回路３０からの２１ｋHzのベースバンド信号を中間周波
直交変調器３１１にてＰＬＬシンセサイザ回路５０’か
らの２００ＭHzの局部発振信号を用いて２００ＭHzのπ
／４シフトＱＰＳＫの中間周波信号に変調した後、この
中間周波信号をアップコンバートミキサ３１２に入力
し、このアップコンバートミキサ３１２にてゲイン可変
素子３４からの７５０ＭHzの局部発振信号を用いて９５
０ＭHzの送信ＲＦ信号に周波数変換し、これを電力増幅
器３２２に可変減衰器を通さずに入力している。

【００５９】この中間周波直交変調器３１１はＰＬＬシ
ンセサイザ回路５０’から一定の搬送波入力（２００Ｍ
Hz）が供給されて、送信信号処理回路３０からの変調ベ
ースバンド波（Ｉ、Ｑ信号）も、その中間周波変調波ス
ペクトラムの歪みが劣化しないところの最大出力を得る
べく大きさに調整されるようになっている。

【００６０】図６にはアップコンバートミキサ３１２の
回路構成例が示される。このアップコンバートミキサ３
１２はギルバートセル方式のものであって、これらはバ
ランスタイプであるため中間周波直交変調器３１１から
の中間周波信号が入力される端子ＩＦ、電力増幅器３２
２への周波数変換後のＲＦ信号が出力される端子ＲＦ、
ゲイン可変素子３４からの局部発振信号が入力される端
子ＬＯとそれぞれの反転端子を持つ。また、電源電圧印
加端子ＶＳ、グラウンド端子ＧＮＤを備える。

【００６１】ＰＬＬシンセサイザ回路５０’としては、
図１７における回路で送信系回路へ９５０ＭHzの局部発
振信号を供給する回路がなく、代わりに第１ＰＬＬシン
セサイザ回路５１１の局部発振信号（２００ＭHz）を中
間周波直交変調器３１１に供給し、一方、第２ＰＬＬシ
ンセサイザ回路５１２の局部発振信号（７５０ＭHz）を
ゲイン可変素子３４に供給する構成となっている。ゲイ
ン可変素子３４は入力された局部発振信号の振幅値を制
御信号発生回路３６からの制御信号に応じて変化させる
回路である。制御信号発生回路３６はドレイン電圧設定
回路３２４と同様な回路構成からなり、電力制御信号Ｐ
ＣＳの値に応じて値の異なる制御電圧を発生する。

【００６２】図７にはこのゲイン可変素子３４の回路構
成例が示される。図示のように、入力信号Ｐ_inを増幅す
るためのトランジスタＴＲ１と同入力信号Ｐ_inの一部を
グラウンドＧＮＤ側にシャントするトランジスタＴＲ２
とを含み構成されており、端子ＣＯＮＴに入力される制
御電圧の大きさに応じてトランジスタＴＲ２側にシャン
トする入力信号電流の大きさを変えることで、結果とし
て入力端子から出力端子に通過する入力信号Ｐ_inのゲイ
ンを変える。

【００６３】この実施例装置の動作を以下に説明する。
送信電力制御に従って送信電力を最大電力から下げる場
合、制御回路２０からの電力制御信号ＰＳＣに応じて制
御信号発生回路３６はその出力制御電圧を下げる。これ
によりゲイン可変素子３４はＰＬＬシンセサイザ回路５
０’からアップコンバートミキサ３１２に供給している
局部発振信号の電力を下げる。よって、アップコンバー
トミキサ３１２の出力信号振幅もこの局部発振信号の電
力の降下に対応して下がる。したがって、電力制御信号
ＰＳＣに応じてアップコンバートミキサ３１２の出力に
おいて４dBステップ幅で６段階の出力振幅になるよう
に、ゲイン可変素子３４のゲインを変えてやれば、従来
の可変減衰器３２１は不要となる。

【００６４】この実施例装置を従来装置と比較すると、
従来は送信電力制御をπ／４シフトＱＰＳＫ変調のかか
ったＲＦ信号に対して可変減衰器３２１（あるいはゲイ
ン可変素子でもよい）で行っていたため、可変減衰器と
して線形性がよく位相歪み等を生じないものが要求さ
れ、かかる素子は高価なものとなっていたが、本実施例
では、送信電力制御を無変調搬送波信号であるＰＬＬシ
ンセサイザ回路５０’の局部発振信号に対して行ってい
るため、ゲイン可変素子３４に要求される線形性や歪み
特性に対して条件を緩和することができ、素子として比
較的安価なものを使用して構成することが可能となる。

【００６５】なお、この図５の実施例では、アップコン
バートミキサ３１２の出力信号の振幅値の可変制御を局
部発振信号のゲインを変えるゲイン可変素子３４のみで
行っているが、本発明はこれに限られるものではない。
例えば、中間周波変調器３１１とアップコンバートミキ
サ３１２との間にさらにゲイン可変素子あるいは可変減
衰器などの素子を挿入し、これらの素子とゲイン可変素
子３４との組合せで上記振幅値の可変制御を行ってもよ
く、それによりゲイン可変能力を両方の素子に分担させ
て使用素子に必要な特性の緩和を図ることができる。こ
の場合、アップコンバートミキサ３１２に入力された中
間周波信号振幅と局部発振信号振幅との振幅バランスを
良好にすることができる。また、この新たに挿入した素
子は、動作周波数が２００ＭHz近傍で２段階切換え程度
のものでよく、したがってπ／４シフトＱＰＳＫ信号を
ゲイン調整するものであっても従来の可変減衰器３２１
に比べて低価格のものが利用可能である。

【００６６】また、上記素子を、中間周波変調器３１１
とアップコンバートミキサ３１２の間に挿入することに
代えて、アップコンバートミキサ３１２と送信部３２の
間に挿入するものであってもよい。さらに、送信信号処
理回路３０で発生するベースバンド信号の振幅を送信電
力制御に従って可変設定できるようにすることで、これ
とゲイン可変素子３４との組合せで振幅制御を行うよう
にし、ゲイン可変素子３２１に要求されるゲイン可変能
力を緩和するものであってもよい。

【００６７】また、この送信電力の段階的制御を、前述
の電力増幅器３２２のドレイン電圧制御との組合せで実
施することもできる。すなわち、図４の例からも分かる
ように、電力増幅器３２２はドレイン電圧を変化させる
ことによっても出力電力を変化させることができるか
ら、ドレイン電圧設定回路３２４のドレイン設定電圧制
御とゲイン可変素子３４によるディジタル増幅器３２２
への入力電力制御との組合せで最終的な送信電力を制御
するようにすれば、ゲイン可変素子３４の特性緩和を図
るとともに、前述した電力効率の向上も図れる。

【００６８】また、この図５の実施例では、送信を行わ
ないタイミングのときには、ゲイン可変素子３４を最大
減衰状態にするか、あるいは機能停止（出力断）にする
ことにより、送信ＯＦＦタイミング時に不要波が送出さ
れないよう制御して、不要波の抑圧効果を得るようにす
ることも可能である。

【００６９】図８には本発明のまた他の実施例が示され
る。この実施例は局部発振信号の発生源となるＰＬＬシ
ンセサイザ回路の回路構成を簡略化することで、装置の
小型軽量化、低消費電力化、低価格化を図ったものであ
る。以下、図２の実施例との相違点により本実施例を説
明する。

【００７０】図８において、ＰＬＬシンセサイザ回路５
０”は第１、第２ＰＬＬシンセサイザ回路５１１、５１
２、周波数変換器５１３で構成され、従来技術で説明し
たようなハイブリッド回路５１３、増幅器５１４、５１
５が削除されている。周波数変換器５１３からの９５０
ＭHzの局部発振信号は直交変調器３１に入力され、受信
側には直接には供給されない。直交変調器３１の出力信
号は切換え器５１７の一方の切換え接点を通って送信部
３２の入力に供給されるとともに、他方の切換え接点を
通って受信側の第１周波数変換器４７に局部発振信号と
して供給される。この切換え器５１７は通信装置が送信
モード時には送信部３２側に、受信モード時には第１周
波数変換器４７側に出力信号を切り換えるよう制御され
る。また、送信信号処理回路３０は送信モード時にはベ
ースバンド信号を直交変調器３１に入力し、受信モード
時にはベースバンド信号に代えて無変調波を発生すべく
直流電圧を入力するように制御される。

【００７１】この実施例装置の動作を以下に説明する。
本実施例の移動端末は送信タイミングと受信タイミング
が時間的にずれており、図９に示すように、受信タイム
スロットのタイミングの後にアイドル状態のタイムスロ
ットのタイミングが続き、その後にさらに送信タイムス
ロットのタイミングが続いて１周期をつくり、この周期
が繰り返されることで、信号の送受信を行っている。

【００７２】まず、送信タイミングでは、送信信号処理
回路３０は送信ベースバンド信号を直交変調器３１に供
給しており、したがって、直交変調器３１からはπ／４
シフトＱＰＳＫ変調波が出力されてこの変調波が切換え
器５１７を通って送信部３２に供給される。この際、直
交変調器３１はＰＬＬシンセサイザ回路５０”からの９
５０ＭHzの局部発振信号を用いて変調を行う。

【００７３】次に、受信タイミングでは、送信信号処理
回路３０は直流電圧を直交変調器３１に供給しており、
これにより直交変調器３１からの出力信号は無変調波に
なる。この無変調波は切換え器５１７を通って第１周波
数変換器４７に９５０ＭHzの局部発振信号として供給さ
れ、受信ＲＦ信号の第１中間周波への周波数変換が行わ
れる。

【００７４】このように、実施例装置では、送信と受信
の局部発振信号を一つの信号で共用化してこれを切換え
器で送信時と受信時で切り換えて使用しているので、従
来のような局部発振信号を２分岐するハイブリッド回路
と分岐したそれぞれの発振信号のレベル調整をする増幅
器が不要となり、同増幅器での消費電力の削減、回路規
模の削減と低価格化が可能となる。

【００７５】なお、この図８の実施例はいわゆる直接変
調方式の通信端末に関するものであるが、本発明はこれ
に限られるものではなく、間接変調方式の通信端末に本
発明を適用するものであってもよい。

【００７６】図１０には本発明のまた他の実施例が示さ
れる。この実施例は従来技術の欄で説明した図１８に示
す移動機を改良して低消費電力化、小型軽量化、低価格
化を図ったものであり、ＴＤＭＡ方式の通信装置であ
る。図中、図１８との相違点は、従来必要であった変調
器５３に変調用の発振信号を供給する局部発振器７１を
除去し、代わりに第１ＰＬＬシンセサイザ回路６６の発
振信号を直接に変調器５３に変調用発振信号として供給
していることである。そして、第１ＰＬＬシンセサイザ
回路６６は送信時と受信時で発振信号の発振周波数が変
わるようにし、各回路での出力信号の発振周波数は以下
のように調整している。

【００７７】第１ＰＬＬシンセサイザ回路６６は、送信
時に１６３ＭHz、受信時に２４５ＭHz近傍の発振周波数
の発振信号を出力する。ただし、チャネル設定データに
応じて±２００ＫHz程度変動する。第２ＰＬＬシンセサ
イザ回路６７は１１２０ＭHz近傍の発振周波数の発振信
号を出力する。ただし、チャネル設定データにより±８
ＭHz程度変動する。周波数変換器６８したがって分配器
６９の出力信号は、送信モード時に１２８３ＭHz±８Ｍ
Hz、受信モード時に１３６５±８ＭHzの発振周波数とな
る。

【００７８】この実施例装置の動作原理を説明すると、
ＴＤＭＡ方式を採用する移動機では図９に示したように
送信時間帯と受信時間帯が異なってくるので、送信時間
帯と受信時間帯とで第１ＰＬＬシンセサイザ回路６６の
発振周波数を変えることにより、送信時には第１ＰＬＬ
シンセサイザ回路６６を変調器５３へ供給する変調用発
振信号の発生源としても利用するようにしたものであ
る。

【００７９】図１１は本実施例装置での各点の周波数の
関係を説明する図である。従来回路において局部発振器
７１の発振周波数をｆ_M、第１ＰＬＬシンセサイザ回路
６６の発振周波数をｆ_p1とすれば、上記のように送信時
間帯と受信時間帯が異なっているので、第１ＰＬＬシン
セサイザ回路の発振周波数を送信時はｆ_P1、受信時はｆ
_P1＋ｆ_Mとすれば、局部発振器７１と第１ＰＬＬシンセ
サイザ６６とを共用化できることになる。そこで、本実
施例装置では、局部発振器７１の発振出力＝８２ＭHzに
対して、第１ＰＬＬシンセサイザ回路６６の発振周波数
を、送信時にはｆ_P1＝１６３ＭHz、受信時にはｆ_P1＋ｆ
_M＝２４５ＭHzとしている。これにより、送信時に周波
数変換器５４に供給される局部発振信号の周波数は１２
８３ＭHzとなって、周波数変換器５４から出力された送
信ＲＦ信号の周波数は１４４６ＭHzとなり、一方、受信
時に周波数変換器６２に供給される局部発振信号の周波
数は１３６５ＭHzとなり、従来と同様である。

【００８０】さて、この実施例装置では、第１ＰＬＬシ
ンセサイザ回路６６は送信時と受信時で発振周波数を迅
速に変えて安定化する必要があるため、従来の回路構成
とは異なる回路構成となっている。図１２はこの第１Ｐ
ＬＬシンセサイザ回路６６の一つの構成例である。従来
構成との相違点は電圧制御発振回路６６４における可変
容量ダイオードＶＤに並列にキャパシタＣp をスイッチ
ＳＷを介して接続し、このスイッチＳＷを送信時に閉
じ、受信時に開くようにした点である。かかる構成にす
れば、受信時にはスイッチＳＷを開くことで従来回路と
同様にして発振信号を出力し、一方、送信時にはスイッ
チＳＷを閉じることで可変容量ダイオードＶＤのキャパ
シタに並列にキャパシタＣp を接続することでその容量
を増やしてＬＣ共振回路の共振周波数（すなわち出力信
号の発振周波数）を急激に低くしている。

【００８１】図１３にはこの第１ＰＬＬシンセサイザ回
路６６の他の構成例が示される。この例は電圧制御発振
回路６６４の可変容量ダイオードＶＤのアノード側に、
スイッチＳＷを介して直流電圧源Ｖp を接続したところ
に特徴があり、スイッチＳＷは送信時に開き、受信時に
閉じるようにする。このように構成すると、送信時には
スイッチＳＷを開くことで従来の電圧制御発振回路と同
様に動作させ、一方、送信時にはスイッチＳＷを閉じる
ことで可変容量ダイオードＶＤのアノード側に直流電圧
Ｖp 、を印加し、それにより可変容量ダイオードＶＤに
かかるバイアス電圧を小さくして同ダイオードＶＤの容
量を小さくし、ＬＣ共振回路の共振周波数（すなわち出
力信号の発振周波数）を急激に高くしている。

【００８２】なお、これら第１ＰＬＬシンセサイザ回路
６６のスイッチＳＷの制御信号としては、新たに特別に
制御信号発生回路を設ける必要はなく、従来からの制御
回路５１からのチャネル設定データにこの制御データを
含めるだけでよい。

【００８３】上述した図１０の実施例装置は第１ＰＬＬ
シンセサイザ回路６６の発振信号の周波数を送信時と受
信時に変化させるようにしたが、本発明はこれに限られ
るものではなく、同じ原理により、第１ＰＬＬシンセサ
イザ回路６６側の発振周波数は固定として第２ＰＬＬシ
ンセサイザ回路６６の発振周波数を変えることにより周
波数変換器５４、６２に供給される局部発振周波数を受
信時と送信時で切り換えられるように構成してもよい。
つまり、例えば第１ＰＬＬシンセサイザ回路６６の発振
周波数を１６３ＭHz（±２００ｋHz）、第２ＰＬＬシン
セサイザ回路６７の発振周波数は送信時に１１２０ＭHz
（±８ＭHz）、受信時に１２０２ＭHz（±８ＭHz）に切
り換える。

【００８４】

【発明の効果】以上に述べたように、本発明によれば、
移動通信装置の低消費電力化、小型軽量化、低価格化を
図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る原理説明図である。

【図２】本発明の一実施例としての移動通信装置を示す
図である。

【図３】実施例装置におけるドレイン設定回路の構成例
を示す図である。

【図４】実施例装置における高効率電力増幅器の入出力
特性を示す図である。

【図５】本発明の他の実施例としての移動通信装置を示
す図である。

【図６】実施例装置におけるアップコンバートミキサの
回路構成例を示す図である。

【図７】実施例装置におけるゲイン可変素子の回路構成
例を示す図である。

【図８】本発明のまた他の実施例としての移動通信装置
を示す図である。

【図９】実施例装置の送受信時間の関係を説明する図で
ある。

【図１０】本発明のさらに他の実施例としての移動通信
装置を示す図である。

【図１１】実施例装置における周波数の配置関係を説明
する図である。

【図１２】実施例装置における第１ＰＬＬシンセサイザ
回路の回路構成例を示す図である。

【図１３】実施例装置における第１ＰＬＬシンセサイザ
回路の他の回路構成例を示す図である。

【図１４】従来のディジタル移動通信端末の全体構成図
である。

【図１５】従来装置における高効率電力増幅器の回路構
成例を示す図である。

【図１６】従来装置における可変減衰器の回路構成例を
示す図である。

【図１７】従来装置のＰＬＬシンセサイザ回路の構成例
を示す図である。

【図１８】従来のディジタル移動通信端末の他の構成例
（間接変調方式）を示す図である。

【図１９】従来装置のＰＬＬシンセサイザ回路の回路構
成例を示す図である。

【符号の説明】

１０表示操作部２０制御回路２１トーン発生回路２２符号化／復号化回路２３時分割多重・分離回路３０送信信号処理回路３１直交変調器３１１中間周波直交変調器３１２アップコンバートミキサ３２送信部３２１可変減衰器３２２高効率電力増幅器３２３ゲート電圧設定回路３２４ドレイン電圧設定回路３２４１電力制御信号デコーダ３２４２基準電圧源３４２３誤差増幅器３４４４トランジスタ３４４５帰還回路３３送受分波器３４ゲイン可変素子４０受信信号処理回路４１直交復調器４２リミッタ増幅器４３中間周波増幅器４４第２中間周波フィルタ４５第２周波数変換器４６第１中間周波フィルタ４７第１周波数変換器４８帯域フィルタ４９低雑音ＲＦ増幅器５０ＰＬＬシンセサイザ回路５１１第１ＰＬＬシンセサイザ回路５１２第２ＰＬＬシンセサイザ回路５１３周波数変換器５１４ハイブリッド回路５１５、５１６増幅器５２変調ベースバンド回路５３変調器５４、６２、６３、６８周波数変換器５５電力増幅器６１低雑音増幅器６４中間周波増幅器６５復調器６６、６７ＰＬＬシンセサイザ回路６９分配器７０、７１局部発振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者本砂秀樹神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者小野田雅浩神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信電力を送信電力制御信号に応じて多段
階に切り換えて設定する送信部と、該送信部を構成する電力増幅器に供給するドレイン電圧
を該送信電力制御信号に応じて段階的に切り換えて設定
するドレイン電圧設定回路とを備えた移動通信装置。
【請求項２】送信電力制御における送信電力の大きい側
の数段階だけ該ドレイン電圧設定回路でドレイン電圧を
切換え設定するように構成した請求項１記載の移動通信
装置。
【請求項３】該送信部を構成する電力増幅器に供給する
ゲート電圧を該送信電力制御信号に応じて段階的に切り
換えて設定するゲート電圧設定回路を更に備えた請求項
１記載の移動通信装置。
【請求項４】該電力増幅器が多段増幅器構成である場合
に、流入電流の大きい増幅段だけに該ドレイン電圧設定
回路を設けた請求項１記載の移動通信装置。
【請求項５】該電力増幅器が多段増幅器構成である場合
に、各増幅段に各々ドレイン電圧設定回路を設けた請求
項１記載の移動通信装置。
【請求項６】送信ベースバンド信号を所定の変調方式で
中間周波帯に変調する変調器と、該変調器の変調波出力を所望の無線送信波周波数に変換
する周波数変換器と、該周波数変換器での周波数変換に使用する局部発振信号
を発生する局部発振源と、該局部発生源の局部発振信号のゲインを送信電力制御信
号に応じて段階的に切り換えて該周波数変換部に供給す
るゲイン可変素子とを備えた移動通信装置。
【請求項７】該周波数変換器の前段または後段に第２の
ゲイン可変素子を設け、該ゲイン可変素子のゲインを該
送信電力制御信号に応じて段階的に切り換え、該ゲイン
可変素子と第２のゲイン可変素子の組合せで送信電力を
多段階に切り換えるように構成した請求項６記載の移動
通信装置。
【請求項８】該送信ベースバンドの振幅値を該送信電力
制御信号に応じた段階的に切り換え、これと該ゲイン可
変素子との組合せで送信電力を多段階に切り換えるよう
に構成した請求項６記載の移動通信装置。
【請求項９】該周波数変換器の出力信号を電力増幅する
電力増幅器に供給するドレイン電圧を該送信電力制御信
号に応じて段階的に切り換えて設定するドレイン電圧設
定回路を更に備えた請求項６記載の移動通信装置。
【請求項１０】送信を行わないときに、該ゲイン可変素
子を最大減衰状態または動作停止に制御するよう構成し
た請求項６記載の移動通信装置。
【請求項１１】送信ベースバンド信号を所定の変調方式
で変調する変調器と、該変調器での変調動作に使用する局部発振信号を発生し
て該変調器に供給する局部発振回路と、該変調器の出力信号を送信時に送信電力増幅器側に、受
信時に受信回路の周波数変換器側に供給するように切り
換える切換え器とを備え、受信時には該変調器への送信ベースバンド信号の供給を
停止して変調器出力を無変調波とするするように構成し
た移動通信装置。
【請求項１２】送信タイミングと受信タイミングをずら
して通信を行う移動通信装置であって、第１、第２のＰＬＬシンセサイザ回路と、これらの出力
信号から無線送信波への周波数変換および無線受信波の
中間周波変換を行うための合成局部発振信号を発生する
周波数変換回路とからなる局部発振回路を備え、該第１のＰＬＬシンセサイザ回路の発振出力信号を送信
側変調器の変調用局部発振信号とするとともに、第１、
第２のＰＬＬシンセサイザ回路のいずれかの発振出力信
号の周波数を送信時と受信時で変化させることで、上記
無線送信波の周波数変換および無線受信波の中間周波変
換に適合するように該合成局部発振信号の周波数を変化
させるように構成した移動通信装置。
【請求項１３】該送信時と受信時で周波数を変化させる
ＰＬＬシンセサイザ回路は、電圧制御発振回路の発振周
波数を変化させる可変容量ダイオードと並列にキャパシ
タを付加し、このキャパシタと可変容量ダイオードをス
イッチ手段によって送信時と受信時で接続または切り離
しするように構成した請求項１２記載の移動通信装置。
【請求項１４】該送信時と受信時で周波数を変化させる
ＰＬＬシンセサイザ回路は、電圧制御発振回路の発振周
波数を変化させる可変容量ダイオードにバイアス電圧を
印加する印加回路を備え、該印加回路のバアイス電圧を
送信時と受信時で変えるように構成した請求項１２記載
の移動通信装置。