JPH08196076A - 単相入力複合整流方式 - Google Patents
単相入力複合整流方式Info
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- JPH08196076A JPH08196076A JP6341196A JP34119694A JPH08196076A JP H08196076 A JPH08196076 A JP H08196076A JP 6341196 A JP6341196 A JP 6341196A JP 34119694 A JP34119694 A JP 34119694A JP H08196076 A JPH08196076 A JP H08196076A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流出力装置等の省電力化に有用な単相入力
複合整流方式を提供する。 【構成】 単相全波プリッジ整流回路の直流出力端子間
に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補助整流回路に
より整流平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波
整流回路よりも高い整流効果を得る。また、単相全波整
流回路の直流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデン
サからなるＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの
両端に生じる脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して
基本波（直流成分）に加え、単相全波または２相半波整
流回路よりも更に高い整流効率を得る。
複合整流方式を提供する。 【構成】 単相全波プリッジ整流回路の直流出力端子間
に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補助整流回路に
より整流平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波
整流回路よりも高い整流効果を得る。また、単相全波整
流回路の直流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデン
サからなるＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの
両端に生じる脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して
基本波（直流成分）に加え、単相全波または２相半波整
流回路よりも更に高い整流効率を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、単相入力複合整流方
法に関するものである。さらに詳しくは、この発明は、
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理
器、照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停
電電力供給回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な
単相入力複合整流方法に関するものである。
法に関するものである。さらに詳しくは、この発明は、
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理
器、照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停
電電力供給回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な
単相入力複合整流方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と課題】従来から、スイッチング電源は、
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体による高速スイッチング、専用制御回
路のＬＳＩ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化な
どに伴って、その需要を急激に伸ばしている。しかしな
がら、最近になって、このようなスイッチング電源が発
生する高調波電流が、商用電源における電波障害問題を
引き起こすとの指摘があり、またそれに付随して、この
スイッチング電源の発生する力率の低下は、地球資源エ
ネルギーの無駄使いが生じているとの指摘もあり、現
在、このような問題点が先進主要国における共通の課題
として注目されるに至っている。
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体による高速スイッチング、専用制御回
路のＬＳＩ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化な
どに伴って、その需要を急激に伸ばしている。しかしな
がら、最近になって、このようなスイッチング電源が発
生する高調波電流が、商用電源における電波障害問題を
引き起こすとの指摘があり、またそれに付随して、この
スイッチング電源の発生する力率の低下は、地球資源エ
ネルギーの無駄使いが生じているとの指摘もあり、現
在、このような問題点が先進主要国における共通の課題
として注目されるに至っている。
【０００３】そして、このような、スイッチング電源に
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
【０００４】このような高調波電流の規制の中でも特に
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品においては、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９４．
４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品においては、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９４．
４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
【０００５】このような高調波電流の規制に対する対策
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
【０００６】例えば、図３に例示したように、欧州向２
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路の入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路の入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
【０００７】しかしながら、このチョーク・コイル挿入
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
【０００８】このような、パルス幅制御を行なう回路
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
【０００９】一方、アクティブ・フィルタ方式は、図２
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動（交流成分）が発生するので、力率改善用
のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−ＤＣコ
ンバータが必要であり全体として効率低下が避けられな
い欠点が存在する。
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動（交流成分）が発生するので、力率改善用
のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−ＤＣコ
ンバータが必要であり全体として効率低下が避けられな
い欠点が存在する。
【００１０】以上のように、これらの従来のスイッチン
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、各種の単相入力
複合整流方式を提供することを目的としている。
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、各種の単相入力
複合整流方式を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明は、上記の課題
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路の直
流出力端子間に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補
助整流回路により整流平滑して基本波（直流成分）に加
え、単相全波整流回路よりも高い整流効率を得ることを
特徴とする単相入力複合整流方式（請求項１）を提供す
る。
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路の直
流出力端子間に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補
助整流回路により整流平滑して基本波（直流成分）に加
え、単相全波整流回路よりも高い整流効率を得ることを
特徴とする単相入力複合整流方式（請求項１）を提供す
る。
【００１２】また、この発明は、単相全波整流回路の直
流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデンサからなる
ＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの両端に生じ
る脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して基本波（直
流成分）に加え、単相全波または２相半波整流回路より
も更に高い整流効率を得ることを特徴とする単相入力複
合整流方式（請求項２）も提供する。
流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデンサからなる
ＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの両端に生じ
る脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して基本波（直
流成分）に加え、単相全波または２相半波整流回路より
も更に高い整流効率を得ることを特徴とする単相入力複
合整流方式（請求項２）も提供する。
【００１３】さらにまた、この発明は、単相全波整流回
路の直流出力側に２次巻線を有するチョーク・コイルと
平滑コンデンサから成るＬＣフィルタを挿入し、チョー
ク・コイルの両端に生じる脈動電圧（交流電圧）を２次
巻線により昇圧したのち再度補助整流回路により整流、
平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波整流回路
または２相半波整流回路よりも更に高い整流効率を得る
ことを特徴とする単相入力複合整流方式をも提供する。
路の直流出力側に２次巻線を有するチョーク・コイルと
平滑コンデンサから成るＬＣフィルタを挿入し、チョー
ク・コイルの両端に生じる脈動電圧（交流電圧）を２次
巻線により昇圧したのち再度補助整流回路により整流、
平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波整流回路
または２相半波整流回路よりも更に高い整流効率を得る
ことを特徴とする単相入力複合整流方式をも提供する。
【００１４】上記の課題を解決するための本発明の回路
構成の１例を従来方式との対比で図５に示す。
構成の１例を従来方式との対比で図５に示す。
【００１５】
【作用】この発明は、上記の通りの単相入力複合整流方
式によって、これまでにない、より高い整流効率を実現
し、各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。そ
の具体的な方式と、作用効果については、以下の実施例
として詳しく説明する。
式によって、これまでにない、より高い整流効率を実現
し、各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。そ
の具体的な方式と、作用効果については、以下の実施例
として詳しく説明する。
【００１６】上記の課題を解決するための本出願の回路
構成の一例を従来方式との対比で図５に示す。図５
（１）は公知の、一般に広く使われているコンデンサ入
力形整流回路で、直流出力側の大容量コンデンサのみで
平滑するため、前述の通り正弦波交流電圧の尖頭値付近
に短時間充電電流が集中し、入力力率が低下する。
構成の一例を従来方式との対比で図５に示す。図５
（１）は公知の、一般に広く使われているコンデンサ入
力形整流回路で、直流出力側の大容量コンデンサのみで
平滑するため、前述の通り正弦波交流電圧の尖頭値付近
に短時間充電電流が集中し、入力力率が低下する。
【００１７】図５（２）はすべての回路の比較の基準と
なる単相全波整流回路で、入力力率が１、効率は公知の
理論値８／π2 ＝８１％からダイオード２個分の電圧降
下を引くため７９％程度になる。図５（３）、図５
（４）および図５（５）の点線で囲まれた部分は、コン
デンサとダイオードの組み合わせにより、従来利用され
ていなかった脈動電力（交流成分）を平滑し直流電力を
発生する補助整流回路である。
なる単相全波整流回路で、入力力率が１、効率は公知の
理論値８／π2 ＝８１％からダイオード２個分の電圧降
下を引くため７９％程度になる。図５（３）、図５
（４）および図５（５）の点線で囲まれた部分は、コン
デンサとダイオードの組み合わせにより、従来利用され
ていなかった脈動電力（交流成分）を平滑し直流電力を
発生する補助整流回路である。
【００１８】補助整流回路により発生した平滑直流出力
電力は、図５（３）〜図５（５）に示された通り単相全
波ブリッジ主整流回路出力に並列に加えられるため、人
力交流電圧の絶対値が補助整流回路出力電圧値よりも低
い期間だけ、直流負荷には補助整流回路から整流した電
力が供給される。すなわち、図５（３）〜図５（５）に
示された補助整流回路は図５（１）の平滑コンデンサと
同様に脈動直流電圧（交流成分）を整流し平滑化する効
果を持っている。更に、この平滑化された成分は、従来
の整流回路では利用されていなかった脈動交流電力を有
効に利用しているので、図５（１）や図５（２）の回路
で得られる効率よりも更に大きな効率が得られる。
電力は、図５（３）〜図５（５）に示された通り単相全
波ブリッジ主整流回路出力に並列に加えられるため、人
力交流電圧の絶対値が補助整流回路出力電圧値よりも低
い期間だけ、直流負荷には補助整流回路から整流した電
力が供給される。すなわち、図５（３）〜図５（５）に
示された補助整流回路は図５（１）の平滑コンデンサと
同様に脈動直流電圧（交流成分）を整流し平滑化する効
果を持っている。更に、この平滑化された成分は、従来
の整流回路では利用されていなかった脈動交流電力を有
効に利用しているので、図５（１）や図５（２）の回路
で得られる効率よりも更に大きな効率が得られる。
【００１９】すなわち、この発明の複合整流方法は、各
種整流器の省エネルギー化に極めて有効である。その程
度は図５（２）の効率７９％を基準としても回路素子数
にもよるが、８〜９％（７９％を基準にとれば１０〜１
１％）も改善される。従来から一般に広く利用されてい
る図５（１）のコンデンサ入力形整流回路に較べると図
５（３）〜図５（５）の方式は測定値からも明らかな如
く、同一直流電力時において入力交流電流（＝電力）が
２７〜２９％低減する。この値は、市販されている図５
（１）の形式のＤＣ／ＤＣコンバータを図５（５）に示
すこの発明の方法に改造して確認した実験値である。
種整流器の省エネルギー化に極めて有効である。その程
度は図５（２）の効率７９％を基準としても回路素子数
にもよるが、８〜９％（７９％を基準にとれば１０〜１
１％）も改善される。従来から一般に広く利用されてい
る図５（１）のコンデンサ入力形整流回路に較べると図
５（３）〜図５（５）の方式は測定値からも明らかな如
く、同一直流電力時において入力交流電流（＝電力）が
２７〜２９％低減する。この値は、市販されている図５
（１）の形式のＤＣ／ＤＣコンバータを図５（５）に示
すこの発明の方法に改造して確認した実験値である。
【００２０】なお、前述のワン・コンバータ方式やアク
ティブフィルタ方式の整流回路として図５（２）の回路
の代りにこの発明の図５（３）の整流回路を適用する
と、直流出力電圧に含まれる脈動電圧、スイッチング雑
音の尖頭値等が大幅に減少し、更に出力容量の制約がほ
とんど無くなる。補助整流回路には図５（６）−（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示したように種々の形態が考えられる。
ティブフィルタ方式の整流回路として図５（２）の回路
の代りにこの発明の図５（３）の整流回路を適用する
と、直流出力電圧に含まれる脈動電圧、スイッチング雑
音の尖頭値等が大幅に減少し、更に出力容量の制約がほ
とんど無くなる。補助整流回路には図５（６）−（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示したように種々の形態が考えられる。
【００２１】図６は、図５（３）（４）および（５）の
実施例における各コンデンサの端子電圧と直流電圧との
関係を示したものである。また、図６中のＡ、Ｂは公知
の単相全波ブリッジ整流回路の脈動電圧を示し、Ｃと
Ｄ、ＦとＧおよびＨとＩはそれぞれこの発明の回路方式
の実施例における脈動電圧である。この図６から明らか
なように、コンデンサおよびダイオードを追加すること
で脈動は減少してゆくが、図６（４）の実施例以上に素
子数を増やしても、ダイオードの電圧降下による効率の
減少分が加わり、回路全体から見た効率の改善度が飽和
傾向となる。従って、図６（４）の回路、または更にも
う一段昇圧回路を加える程度が経済性、容積および人力
電流（電力）低減の度合い等から見て適当である。
実施例における各コンデンサの端子電圧と直流電圧との
関係を示したものである。また、図６中のＡ、Ｂは公知
の単相全波ブリッジ整流回路の脈動電圧を示し、Ｃと
Ｄ、ＦとＧおよびＨとＩはそれぞれこの発明の回路方式
の実施例における脈動電圧である。この図６から明らか
なように、コンデンサおよびダイオードを追加すること
で脈動は減少してゆくが、図６（４）の実施例以上に素
子数を増やしても、ダイオードの電圧降下による効率の
減少分が加わり、回路全体から見た効率の改善度が飽和
傾向となる。従って、図６（４）の回路、または更にも
う一段昇圧回路を加える程度が経済性、容積および人力
電流（電力）低減の度合い等から見て適当である。
【００２２】なお、補助整流用ダイオードの最下段と最
上段の素子は交流電源投入時に入力交流電圧が直接加わ
るので高耐圧の素子が必要であるが、中間に接続される
ダイオードは分圧された電圧が加わるため、ショットキ
ー・バリア・ダイオードなど低耐圧ではあるが正方向電
圧降下の少ない素子を使用し、ダイオードの正方向電圧
降下に基ずく電力損失の低減を図ることができる。
上段の素子は交流電源投入時に入力交流電圧が直接加わ
るので高耐圧の素子が必要であるが、中間に接続される
ダイオードは分圧された電圧が加わるため、ショットキ
ー・バリア・ダイオードなど低耐圧ではあるが正方向電
圧降下の少ない素子を使用し、ダイオードの正方向電圧
降下に基ずく電力損失の低減を図ることができる。
【００２３】図７（１）は直流出力電力が数１００ワッ
ト以上の比較的中〜大容量向整流回路で、一般に用いら
れている公知のＬＣフィルター付き整流回路である。図
７（２）〜図７（８）は、これにこの発明の整流方法を
適用した場合の各種実施例を示したものである。図５、
図６の実施例に較べて当然ながら直流出力電圧に含まれ
る脈動電圧が小さくなり、あらゆる種類の直流電源とし
て利用できる。
ト以上の比較的中〜大容量向整流回路で、一般に用いら
れている公知のＬＣフィルター付き整流回路である。図
７（２）〜図７（８）は、これにこの発明の整流方法を
適用した場合の各種実施例を示したものである。図５、
図６の実施例に較べて当然ながら直流出力電圧に含まれ
る脈動電圧が小さくなり、あらゆる種類の直流電源とし
て利用できる。
【００２４】まず、図７（２）の場合には、チョーク・
コイルの前段階で図５、図６で述べた補助整流回路（点
線内）により脈動電圧を直流電圧に変換し、ダイオード
Ｄ1、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 から成る単相全波ブリッジ
主整流回路の出力に加え、効率の向上と平滑前の脈動電
圧（電力）の減少とを図っている。これにより、チョー
ク・コイルに加わる交流（脈動）電圧の減少分に比例し
てチョーク・コイルの電力容量を減らし、小形化と内部
損失の低減に基ずく効率の改善を可能としている。な
お、図７（２）の点線内の補助整流回路は例えば図６
（２）の回路方式を示しているが、図６（３）図６
（４）の回路方式としても一向に差し支えない。これら
の方法は、経済性、容積、総合効率等から選定すればよ
い。
コイルの前段階で図５、図６で述べた補助整流回路（点
線内）により脈動電圧を直流電圧に変換し、ダイオード
Ｄ1、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 から成る単相全波ブリッジ
主整流回路の出力に加え、効率の向上と平滑前の脈動電
圧（電力）の減少とを図っている。これにより、チョー
ク・コイルに加わる交流（脈動）電圧の減少分に比例し
てチョーク・コイルの電力容量を減らし、小形化と内部
損失の低減に基ずく効率の改善を可能としている。な
お、図７（２）の点線内の補助整流回路は例えば図６
（２）の回路方式を示しているが、図６（３）図６
（４）の回路方式としても一向に差し支えない。これら
の方法は、経済性、容積、総合効率等から選定すればよ
い。
【００２５】図７（３）は、チョーク・コイルの両端に
生じた脈動（交流）電力を点線内の補助整流回路により
直流電力に変換するが、このとき補助整流回路の平滑フ
ィルタ用コンデンサと、主整流回路のＬＣフィルタ用コ
ンデンサとを共用した方式であり、全体としての使用素
子数が最小で、小形かつ経済性に優れた整流方式といえ
る。
生じた脈動（交流）電力を点線内の補助整流回路により
直流電力に変換するが、このとき補助整流回路の平滑フ
ィルタ用コンデンサと、主整流回路のＬＣフィルタ用コ
ンデンサとを共用した方式であり、全体としての使用素
子数が最小で、小形かつ経済性に優れた整流方式といえ
る。
【００２６】図７（４）はチョーク・コイルに２次巻線
を設け、１次巻線に加極性に接続する事により単巻変圧
器機能を持たせ、単相全波ブリッジ整流回路出力に含ま
れる脈動電圧を単巻変圧器機能を加えることにより昇圧
し、これを更に補助整流回路で整流すると、コンデンサ
およびダイオードの数が少ないにもかかわらず、チョー
ク・コイルの前段における脈動電圧が図６（４）の直流
出力波形よりも少なくできる。従って、チョーク・コイ
ルの容量を小形軽量化することが可能となり、チョーク
・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電圧を実
用上充分な規格値内に納めることができる。
を設け、１次巻線に加極性に接続する事により単巻変圧
器機能を持たせ、単相全波ブリッジ整流回路出力に含ま
れる脈動電圧を単巻変圧器機能を加えることにより昇圧
し、これを更に補助整流回路で整流すると、コンデンサ
およびダイオードの数が少ないにもかかわらず、チョー
ク・コイルの前段における脈動電圧が図６（４）の直流
出力波形よりも少なくできる。従って、チョーク・コイ
ルの容量を小形軽量化することが可能となり、チョーク
・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電圧を実
用上充分な規格値内に納めることができる。
【００２７】図７（５）は図７（４）の回路素子数を削
減し、回路を単純化し経済化を図った方式である。図７
（３）のコンデンサＣ1 の値よりも図７（５）のコンデ
ンサＣ1 は小さい容量で済む。図７（６）はチョーク・
コイルの２次巻線に発生する脈動電圧をＤ2 、Ｄ4 、Ｄ
5 およびＤ6 で全波整流し、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ
4 で構成される単相全波ブリッジ整流出力に並列に加え
る方式であり、Ｄ2 、Ｄ4 は主整流と補助整流に兼用さ
れる。本回路は２次巻線比を変える事により、効率、力
率の良い点が求まる。
減し、回路を単純化し経済化を図った方式である。図７
（３）のコンデンサＣ1 の値よりも図７（５）のコンデ
ンサＣ1 は小さい容量で済む。図７（６）はチョーク・
コイルの２次巻線に発生する脈動電圧をＤ2 、Ｄ4 、Ｄ
5 およびＤ6 で全波整流し、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ
4 で構成される単相全波ブリッジ整流出力に並列に加え
る方式であり、Ｄ2 、Ｄ4 は主整流と補助整流に兼用さ
れる。本回路は２次巻線比を変える事により、効率、力
率の良い点が求まる。
【００２８】なお、Ｄ1 〜Ｄ6 を通して見ると３相全波
ブリッジ整流回路と等価に見えるが、Ｄ1 〜Ｄ4 は５０
Ｈｚ入力、Ｄ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波
である１００Ｈｚの脈動（交流成分）電圧が加わるの
で、正確には３相全波ブリッジとは見なされない。図７
（７）図７（８）はその変形で、図７（８）は直流出力
側に補助整流出力電力を加える場合、図７（７）はチョ
ーク・コイルの前段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を
供給する方式である。
ブリッジ整流回路と等価に見えるが、Ｄ1 〜Ｄ4 は５０
Ｈｚ入力、Ｄ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波
である１００Ｈｚの脈動（交流成分）電圧が加わるの
で、正確には３相全波ブリッジとは見なされない。図７
（７）図７（８）はその変形で、図７（８）は直流出力
側に補助整流出力電力を加える場合、図７（７）はチョ
ーク・コイルの前段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を
供給する方式である。
【００２９】以上述べたように、この発明の効率改善手
法には各種の回路方式が適用されるが、一貫して共通す
る思想は従来の単相全波整流回路では利用されていなか
った脈動電力（交流成分）をも無駄にすること無く直流
電力に変換して、従来の直流出力電力に加え、整流効率
を改善向上する処にこの発明の特徴がある。なお、図５
および図７中に記載した直流出力／交流入力値は実験に
より確認した数値であり、この値からもこの発明の効率
・力率改善効果は明白である。
法には各種の回路方式が適用されるが、一貫して共通す
る思想は従来の単相全波整流回路では利用されていなか
った脈動電力（交流成分）をも無駄にすること無く直流
電力に変換して、従来の直流出力電力に加え、整流効率
を改善向上する処にこの発明の特徴がある。なお、図５
および図７中に記載した直流出力／交流入力値は実験に
より確認した数値であり、この値からもこの発明の効率
・力率改善効果は明白である。
【００３０】図８、図９および図１０は、この発明の別
の実施例を示したものである。すなわち、図８は、入力
・出力非絶縁型高周波複合整流方式を例示したものであ
って、単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間
に半導体スイッチＳを挿入し、この半導体スイッチＳを
例えば数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚでオン・オフ制御する
ことを特徴としている。
の実施例を示したものである。すなわち、図８は、入力
・出力非絶縁型高周波複合整流方式を例示したものであ
って、単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間
に半導体スイッチＳを挿入し、この半導体スイッチＳを
例えば数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚでオン・オフ制御する
ことを特徴としている。
【００３１】この方式により、直流出力電圧の調整が可
能となるのみならず、高周波動作のためにチョーク・コ
イルし、コンデンサＣ等の値、容積並びに重量等を大幅
に小型化でき、従って電源装置全体の小型、軽量化が実
現できる。図９は、入力・出力絶縁型高周波複合整流方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ（１石式小容量向）を例示して
いる。つまり、交流入力側と直流出力側を絶縁し、平滑
な直流出力を得るための１石式ＤＣ−ＤＣコンハバータ
に、この発明の方式を適用した場合の応用例を示したも
ので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に置かれた大容量
の電解コンデンサを充電する高周波の電流ｉ1 と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電力を制御する高周波の電流ｉ
2 とが合成されて半導体スイッチＳを通る。ｉ1 および
ｉ2 は点線で示した経路を通り、パルス幅制御されるの
で、直流負荷には通常の脈動電圧が発生するのみで、従
来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ性能を保有する。
能となるのみならず、高周波動作のためにチョーク・コ
イルし、コンデンサＣ等の値、容積並びに重量等を大幅
に小型化でき、従って電源装置全体の小型、軽量化が実
現できる。図９は、入力・出力絶縁型高周波複合整流方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ（１石式小容量向）を例示して
いる。つまり、交流入力側と直流出力側を絶縁し、平滑
な直流出力を得るための１石式ＤＣ−ＤＣコンハバータ
に、この発明の方式を適用した場合の応用例を示したも
ので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に置かれた大容量
の電解コンデンサを充電する高周波の電流ｉ1 と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電力を制御する高周波の電流ｉ
2 とが合成されて半導体スイッチＳを通る。ｉ1 および
ｉ2 は点線で示した経路を通り、パルス幅制御されるの
で、直流負荷には通常の脈動電圧が発生するのみで、従
来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ性能を保有する。
【００３２】実験の結果によれば、図８の回路における
直流出力電力／交流入力電力の比はは出力容量、使用部
品の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と
図７の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電
圧調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイ
オード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費
電力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッ
チング・レギュレータの直流出力電力／交流入力電力比
が５０％〜６５％にすぎないのに比べ、格段に力率・効
率が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域
（第３次〜第１９次）高周波も充分減少し、ＩＥＣ規格
を満足する。図１０は２石式の大容量の出力を得るため
に通常用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとこの発明方式の複合整流方式を組み合わせた例を
示したもので、このようにこの発明の複合整流方式には
各種の応用が考えられる。
直流出力電力／交流入力電力の比はは出力容量、使用部
品の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と
図７の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電
圧調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイ
オード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費
電力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッ
チング・レギュレータの直流出力電力／交流入力電力比
が５０％〜６５％にすぎないのに比べ、格段に力率・効
率が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域
（第３次〜第１９次）高周波も充分減少し、ＩＥＣ規格
を満足する。図１０は２石式の大容量の出力を得るため
に通常用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとこの発明方式の複合整流方式を組み合わせた例を
示したもので、このようにこの発明の複合整流方式には
各種の応用が考えられる。
【００３３】
【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明にお
いては、直流出力に含まれる脈動電力（交流成分）を再
び整流して基本波（直流電力）に加える単相入力複合整
流方式により、高調波成分の少ない直流変換が可能とな
り、従来の整流方法と較べて１０〜１５％程度の電力消
費の節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交
流入力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コス
ト増分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない
各種の単相入力複合整流回路が実現可能となる。
いては、直流出力に含まれる脈動電力（交流成分）を再
び整流して基本波（直流電力）に加える単相入力複合整
流方式により、高調波成分の少ない直流変換が可能とな
り、従来の整流方法と較べて１０〜１５％程度の電力消
費の節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交
流入力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コス
ト増分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない
各種の単相入力複合整流回路が実現可能となる。
【図１】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図２】従来の方式を示した回路構成図である。
【図３】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図４】従来の回路における消費電力と力率との関係を
示した関係図である。
示した関係図である。
【図５】この発明の一例を示した回路構成と、入、出力
電圧波形の説明図である。
電圧波形の説明図である。
【図６】図５の回路における直流出力電圧波形の説明図
である。
である。
【図７】この発明の応用実施例を示した図である。
【図８】入力・出力非絶縁型高周波複合整流方式へのこ
の発明の応用例を示した図である。
の発明の応用例を示した図である。
【図９】入力・出力絶縁高周波複合整流方式（１石式小
容量向）へのこの発明の応用例を示した図である。
容量向）へのこの発明の応用例を示した図である。
【図１０】図９と同様で、かつ、２石式大容量向へのこ
の発明の応用例を示した図である。
の発明の応用例を示した図である。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年４月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 単相入力複合整流方式
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、単相入力複合整流方
法に関するものである。さらに詳しくは、この発明は、
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理
器、照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停
電電力供給回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な
単相入力複合整流方法に関するものである。
法に関するものである。さらに詳しくは、この発明は、
映像機器、音響機器、各種通信・コンピュータ等の電子
機器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理
器、照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停
電電力供給回路等の交流出力装置等の省電力化に有用な
単相入力複合整流方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と課題】従来から、スイッチング電源は、
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体による高速スイッチング、専用制御回
路のＬＳＩ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化な
どに伴って、その需要を急激に伸ばしている。しかしな
がら、最近になって、このようなスイッチング電源が発
生する高調波電流が、商用電源における電波障害問題を
引き起こすとの指摘があり、またそれに付随して、この
スイッチング電源の発生する力率の低下は、地球資源エ
ネルギーの無駄使いが生じているとの指摘もあり、現
在、このような問題点が先進主要国における共通の課題
として注目されるに至っている。
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体による高速スイッチング、専用制御回
路のＬＳＩ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化な
どに伴って、その需要を急激に伸ばしている。しかしな
がら、最近になって、このようなスイッチング電源が発
生する高調波電流が、商用電源における電波障害問題を
引き起こすとの指摘があり、またそれに付随して、この
スイッチング電源の発生する力率の低下は、地球資源エ
ネルギーの無駄使いが生じているとの指摘もあり、現
在、このような問題点が先進主要国における共通の課題
として注目されるに至っている。
【０００３】そして、このような、スイッチング電源に
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高調波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
【０００４】このような高調波電流の規制の中でも特に
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品においては、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９４．
４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品においては、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある（日経エレクトロニクス１９９４．
４．２５日号、Ｐ．８３〜Ｐ．９９参照）。
【０００５】このような高調波電流の規制に対する対策
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
【０００６】例えば、図３に例示したように、欧州向２
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路の入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
３０Ｖ、２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力整流回路の入力側にチョーク・コイ
ルを挿入した場合には、第３次高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
【０００７】しかしながら、このチョーク・コイル挿入
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
【０００８】このような、パルス幅制御を行なう回路
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
【０００９】一方、アクティブ・フィルタ方式は、図２
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動（交流成分）が発生するので、力率改善用
のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−ＤＣコ
ンバータが必要であり全体として効率低下が避けられな
い欠点が存在する。
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、交流入力
電圧が零付近においては出力電圧が取り出しにくく、出
力電力に脈動（交流成分）が発生するので、力率改善用
のスイッチング回路のほかにもうひとつのＤＣ−ＤＣコ
ンバータが必要であり全体として効率低下が避けられな
い欠点が存在する。
【００１０】以上のように、これらの従来のスイッチン
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、各種の単相入力
複合整流方式を提供することを目的としている。
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に関する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を補い、変換効率、力率、およ
び、電源高調波等の諸問題について相当な改善を行い、
かつ、電力容量範囲の制約を受けない、各種の単相入力
複合整流方式を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明は、上記の課題
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路の直
流出力端子間に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補
助整流回路により整流平滑して基本波（直流成分）に加
え、単相全波整流回路よりも高い整流効率を得ることを
特徴とする単相入力複合整流方式（請求項１）を提供す
る。
を解決するものとして、単相全波ブリッジ整流回路の直
流出力端子間に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補
助整流回路により整流平滑して基本波（直流成分）に加
え、単相全波整流回路よりも高い整流効率を得ることを
特徴とする単相入力複合整流方式（請求項１）を提供す
る。
【００１２】また、この発明は、単相全波整流回路の直
流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデンサからなる
ＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの両端に生じ
る脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して基本波（直
流成分）に加え、単相全波または２相半波整流回路より
も更に高い整流効率を得ることを特徴とする単相入力複
合整流方式（請求項２）も提供する。
流出力側にチョーク・コイルと平滑コンデンサからなる
ＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの両端に生じ
る脈動電圧（交流成分）を再度整流平滑して基本波（直
流成分）に加え、単相全波または２相半波整流回路より
も更に高い整流効率を得ることを特徴とする単相入力複
合整流方式（請求項２）も提供する。
【００１３】さらにまた、この発明は、単相全波整流回
路の直流出力側に２次巻線を有するチョーク・コイルと
平滑コンデンサから成るＬＣフィルタを挿入し、チョー
ク・コイルの両端に生じる脈動電圧（交流電圧）を２次
巻線により昇圧したのち再度補助整流回路により整流、
平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波整流回路
または２相半波整流回路よりも更に高い整流効率を得る
ことを特徴とする単相入力複合整流方式をも提供する。
路の直流出力側に２次巻線を有するチョーク・コイルと
平滑コンデンサから成るＬＣフィルタを挿入し、チョー
ク・コイルの両端に生じる脈動電圧（交流電圧）を２次
巻線により昇圧したのち再度補助整流回路により整流、
平滑して基本波（直流成分）に加え、単相全波整流回路
または２相半波整流回路よりも更に高い整流効率を得る
ことを特徴とする単相入力複合整流方式をも提供する。
【００１４】上記の課題を解決するための本発明の回路
構成の１例を従来方式との対比で図５に示す。
構成の１例を従来方式との対比で図５に示す。
【００１５】
【作用】この発明は、上記の通りの単相入力複合整流方
式によって、これまでにない、より高い整流効率を実現
し、各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。そ
の具体的な方式と、作用効果については、以下の実施例
として詳しく説明する。
式によって、これまでにない、より高い整流効率を実現
し、各種の交流出力装置等の省電力化を可能とする。そ
の具体的な方式と、作用効果については、以下の実施例
として詳しく説明する。
【００１６】上記の課題を解決するための本出願の回路
構成の一例を従来方式との対比で図５に示す。図５
（１）は公知の、一般に広く使われているコンデンサ入
力形整流回路で、直流出力側の大容量コンデンサのみで
平滑するため、前述の通り正弦波交流電圧の尖頭値付近
に短時間充電電流が集中し、入力力率が低下する。
構成の一例を従来方式との対比で図５に示す。図５
（１）は公知の、一般に広く使われているコンデンサ入
力形整流回路で、直流出力側の大容量コンデンサのみで
平滑するため、前述の通り正弦波交流電圧の尖頭値付近
に短時間充電電流が集中し、入力力率が低下する。
【００１７】図５（２）はすべての回路の比較の基準と
なる単相全波整流回路で、入力力率が１、効率は公知の
理論値８／π2 ＝８１％からダイオード２個分の電圧降
下を引くため７９％程度になる。図５（３）、図５
（４）および図５（５）の点線で囲まれた部分は、コン
デンサとダイオードの組み合わせにより、従来利用され
ていなかった脈動電力（交流成分）を平滑し直流電力を
発生する補助整流回路である。
なる単相全波整流回路で、入力力率が１、効率は公知の
理論値８／π2 ＝８１％からダイオード２個分の電圧降
下を引くため７９％程度になる。図５（３）、図５
（４）および図５（５）の点線で囲まれた部分は、コン
デンサとダイオードの組み合わせにより、従来利用され
ていなかった脈動電力（交流成分）を平滑し直流電力を
発生する補助整流回路である。
【００１８】補助整流回路により発生した平滑直流出力
電力は、図５（３）〜図５（５）に示された通り単相全
波ブリッジ主整流回路出力に並列に加えられるため、人
力交流電圧の絶対値が補助整流回路出力電圧値よりも低
い期間だけ、直流負荷には補助整流回路から整流した電
力が供給される。すなわち、図５（３）〜図５（５）に
示された補助整流回路は図５（１）の平滑コンデンサと
同様に脈動直流電圧（交流成分）を整流し平滑化する効
果を持っている。更に、この平滑化された成分は、従来
の整流回路では利用されていなかった脈動交流電力を有
効に利用しているので、図５（１）や図５（２）の回路
で得られる効率よりも更に大きな効率が得られる。
電力は、図５（３）〜図５（５）に示された通り単相全
波ブリッジ主整流回路出力に並列に加えられるため、人
力交流電圧の絶対値が補助整流回路出力電圧値よりも低
い期間だけ、直流負荷には補助整流回路から整流した電
力が供給される。すなわち、図５（３）〜図５（５）に
示された補助整流回路は図５（１）の平滑コンデンサと
同様に脈動直流電圧（交流成分）を整流し平滑化する効
果を持っている。更に、この平滑化された成分は、従来
の整流回路では利用されていなかった脈動交流電力を有
効に利用しているので、図５（１）や図５（２）の回路
で得られる効率よりも更に大きな効率が得られる。
【００１９】すなわち、この発明の複合整流方法は、各
種整流器の省エネルギー化に極めて有効である。その程
度は図５（２）の効率７９％を基準としても回路素子数
にもよるが、８〜９％（７９％を基準にとれば１０〜１
１％）も改善される。従来から一般に広く利用されてい
る図５（１）のコンデンサ入力形整流回路に較べると図
５（３）〜図５（５）の方式は測定値からも明らかな如
く、同一直流電力時において入力交流電流（＝電力）が
２７〜２９％低減する。この値は、市販されている図５
（１）の形式のＤＣ／ＤＣコンバータを図５（５）に示
すこの発明の方法に改造して確認した実験値である。
種整流器の省エネルギー化に極めて有効である。その程
度は図５（２）の効率７９％を基準としても回路素子数
にもよるが、８〜９％（７９％を基準にとれば１０〜１
１％）も改善される。従来から一般に広く利用されてい
る図５（１）のコンデンサ入力形整流回路に較べると図
５（３）〜図５（５）の方式は測定値からも明らかな如
く、同一直流電力時において入力交流電流（＝電力）が
２７〜２９％低減する。この値は、市販されている図５
（１）の形式のＤＣ／ＤＣコンバータを図５（５）に示
すこの発明の方法に改造して確認した実験値である。
【００２０】なお、前述のワン・コンバータ方式やアク
ティブフィルタ方式の整流回路として図５（２）の回路
の代りにこの発明の図５（３）の整流回路を適用する
と、直流出力電圧に含まれる脈動電圧、スイッチング雑
音の尖頭値等が大幅に減少し、更に出力容量の制約がほ
とんど無くなる。補助整流回路には図５（６）−（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示したように種々の形態が考えられる。
ティブフィルタ方式の整流回路として図５（２）の回路
の代りにこの発明の図５（３）の整流回路を適用する
と、直流出力電圧に含まれる脈動電圧、スイッチング雑
音の尖頭値等が大幅に減少し、更に出力容量の制約がほ
とんど無くなる。補助整流回路には図５（６）−（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示したように種々の形態が考えられる。
【００２１】図６は、図５（３）（４）および（５）の
実施例における各コンデンサの端子電圧と直流電圧との
関係を示したものである。また、図６中のＡ、Ｂは公知
の単相全波ブリッジ整流回路の脈動電圧を示し、Ｃと
Ｄ、ＦとＧおよびＨとＩはそれぞれこの発明の回路方式
の実施例における脈動電圧である。この図６から明らか
なように、コンデンサおよびダイオードを追加すること
で脈動は減少してゆくが、図６（４）の実施例以上に素
子数を増やしても、ダイオードの電圧降下による効率の
減少分が加わり、回路全体から見た効率の改善度が飽和
傾向となる。従って、図６（４）の回路、または更にも
う一段昇圧回路を加える程度が経済性、容積および人力
電流（電力）低減の度合い等から見て適当である。
実施例における各コンデンサの端子電圧と直流電圧との
関係を示したものである。また、図６中のＡ、Ｂは公知
の単相全波ブリッジ整流回路の脈動電圧を示し、Ｃと
Ｄ、ＦとＧおよびＨとＩはそれぞれこの発明の回路方式
の実施例における脈動電圧である。この図６から明らか
なように、コンデンサおよびダイオードを追加すること
で脈動は減少してゆくが、図６（４）の実施例以上に素
子数を増やしても、ダイオードの電圧降下による効率の
減少分が加わり、回路全体から見た効率の改善度が飽和
傾向となる。従って、図６（４）の回路、または更にも
う一段昇圧回路を加える程度が経済性、容積および人力
電流（電力）低減の度合い等から見て適当である。
【００２２】なお、補助整流用ダイオードの最下段と最
上段の素子は交流電源投入時に入力交流電圧が直接加わ
るので高耐圧の素子が必要であるが、中間に接続される
ダイオードは分圧された電圧が加わるため、ショットキ
ー・バリア・ダイオードなど低耐圧ではあるが正方向電
圧降下の少ない素子を使用し、ダイオードの正方向電圧
降下に基ずく電力損失の低減を図ることができる。
上段の素子は交流電源投入時に入力交流電圧が直接加わ
るので高耐圧の素子が必要であるが、中間に接続される
ダイオードは分圧された電圧が加わるため、ショットキ
ー・バリア・ダイオードなど低耐圧ではあるが正方向電
圧降下の少ない素子を使用し、ダイオードの正方向電圧
降下に基ずく電力損失の低減を図ることができる。
【００２３】図７（１）は直流出力電力が数１００ワッ
ト以上の比較的中〜大容量向整流回路で、一般に用いら
れている公知のＬＣフィルター付き整流回路である。図
７（２）〜図７（８）は、これにこの発明の整流方法を
適用した場合の各種実施例を示したものである。図５、
図６の実施例に較べて当然ながら直流出力電圧に含まれ
る脈動電圧が小さくなり、あらゆる種類の直流電源とし
て利用できる。
ト以上の比較的中〜大容量向整流回路で、一般に用いら
れている公知のＬＣフィルター付き整流回路である。図
７（２）〜図７（８）は、これにこの発明の整流方法を
適用した場合の各種実施例を示したものである。図５、
図６の実施例に較べて当然ながら直流出力電圧に含まれ
る脈動電圧が小さくなり、あらゆる種類の直流電源とし
て利用できる。
【００２４】まず、図７（２）の場合には、チョーク・
コイルの前段階で図５、図６で述べた補助整流回路（点
線内）により脈動電圧を直流電圧に変換し、ダイオード
Ｄ1、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 から成る単相全波ブリッジ
主整流回路の出力に加え、効率の向上と平滑前の脈動電
圧（電力）の減少とを図っている。これにより、チョー
ク・コイルに加わる交流（脈動）電圧の減少分に比例し
てチョーク・コイルの電力容量を減らし、小形化と内部
損失の低減に基ずく効率の改善を可能としている。な
お、図７（２）の点線内の補助整流回路は例えば図６
（２）の回路方式を示しているが、図６（３）図６
（４）の回路方式としても一向に差し支えない。これら
の方法は、経済性、容積、総合効率等から選定すればよ
い。
コイルの前段階で図５、図６で述べた補助整流回路（点
線内）により脈動電圧を直流電圧に変換し、ダイオード
Ｄ1、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ4 から成る単相全波ブリッジ
主整流回路の出力に加え、効率の向上と平滑前の脈動電
圧（電力）の減少とを図っている。これにより、チョー
ク・コイルに加わる交流（脈動）電圧の減少分に比例し
てチョーク・コイルの電力容量を減らし、小形化と内部
損失の低減に基ずく効率の改善を可能としている。な
お、図７（２）の点線内の補助整流回路は例えば図６
（２）の回路方式を示しているが、図６（３）図６
（４）の回路方式としても一向に差し支えない。これら
の方法は、経済性、容積、総合効率等から選定すればよ
い。
【００２５】図７（３）は、チョーク・コイルの両端に
生じた脈動（交流）電力を点線内の補助整流回路により
直流電力に変換するが、このとき補助整流回路の平滑フ
ィルタ用コンデンサと、主整流回路のＬＣフィルタ用コ
ンデンサとを共用した方式であり、全体としての使用素
子数が最小で、小形かつ経済性に優れた整流方式といえ
る。
生じた脈動（交流）電力を点線内の補助整流回路により
直流電力に変換するが、このとき補助整流回路の平滑フ
ィルタ用コンデンサと、主整流回路のＬＣフィルタ用コ
ンデンサとを共用した方式であり、全体としての使用素
子数が最小で、小形かつ経済性に優れた整流方式といえ
る。
【００２６】図７（４）はチョーク・コイルに２次巻線
を設け、１次巻線に加極性に接続する事により単巻変圧
器機能を持たせ、単相全波ブリッジ整流回路出力に含ま
れる脈動電圧を単巻変圧器機能を加えることにより昇圧
し、これを更に補助整流回路で整流すると、コンデンサ
およびダイオードの数が少ないにもかかわらず、チョー
ク・コイルの前段における脈動電圧が図６（４）の直流
出力波形よりも少なくできる。従って、チョーク・コイ
ルの容量を小形軽量化することが可能となり、チョーク
・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電圧を実
用上充分な規格値内に納めることができる。
を設け、１次巻線に加極性に接続する事により単巻変圧
器機能を持たせ、単相全波ブリッジ整流回路出力に含ま
れる脈動電圧を単巻変圧器機能を加えることにより昇圧
し、これを更に補助整流回路で整流すると、コンデンサ
およびダイオードの数が少ないにもかかわらず、チョー
ク・コイルの前段における脈動電圧が図６（４）の直流
出力波形よりも少なくできる。従って、チョーク・コイ
ルの容量を小形軽量化することが可能となり、チョーク
・コイルの後段の直流出力電圧に含まれる脈動電圧を実
用上充分な規格値内に納めることができる。
【００２７】図７（５）は図７（４）の回路素子数を削
減し、回路を単純化し経済化を図った方式である。図７
（３）のコンデンサＣ1 の値よりも図７（５）のコンデ
ンサＣ1 は小さい容量で済む。図７（６）はチョーク・
コイルの２次巻線に発生する脈動電圧をＤ2 、Ｄ4 、Ｄ
5 およびＤ6 で全波整流し、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ
4 で構成される単相全波ブリッジ整流出力に並列に加え
る方式であり、Ｄ2 、Ｄ4 は主整流と補助整流に兼用さ
れる。本回路は２次巻線比を変える事により、効率、力
率の良い点が求まる。
減し、回路を単純化し経済化を図った方式である。図７
（３）のコンデンサＣ1 の値よりも図７（５）のコンデ
ンサＣ1 は小さい容量で済む。図７（６）はチョーク・
コイルの２次巻線に発生する脈動電圧をＤ2 、Ｄ4 、Ｄ
5 およびＤ6 で全波整流し、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 およびＤ
4 で構成される単相全波ブリッジ整流出力に並列に加え
る方式であり、Ｄ2 、Ｄ4 は主整流と補助整流に兼用さ
れる。本回路は２次巻線比を変える事により、効率、力
率の良い点が求まる。
【００２８】なお、Ｄ1 〜Ｄ6 を通して見ると３相全波
ブリッジ整流回路と等価に見えるが、Ｄ1 〜Ｄ4 は５０
Ｈｚ入力、Ｄ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波
である１００Ｈｚの脈動（交流成分）電圧が加わるの
で、正確には３相全波ブリッジとは見なされない。図７
（７）図７（８）はその変形で、図７（８）は直流出力
側に補助整流出力電力を加える場合、図７（７）はチョ
ーク・コイルの前段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を
供給する方式である。
ブリッジ整流回路と等価に見えるが、Ｄ1 〜Ｄ4 は５０
Ｈｚ入力、Ｄ2 、Ｄ4 、Ｄ5 およびＤ6 には第２高調波
である１００Ｈｚの脈動（交流成分）電圧が加わるの
で、正確には３相全波ブリッジとは見なされない。図７
（７）図７（８）はその変形で、図７（８）は直流出力
側に補助整流出力電力を加える場合、図７（７）はチョ
ーク・コイルの前段、後段に夫々１／２ずつ脈動電力を
供給する方式である。
【００２９】以上述べたように、この発明の効率改善手
法には各種の回路方式が適用されるが、一貫して共通す
る思想は従来の単相全波整流回路では利用されていなか
った脈動電力（交流成分）をも無駄にすること無く直流
電力に変換して、従来の直流出力電力に加え、整流効率
を改善向上する処にこの発明の特徴がある。なお、図５
および図７中に記載した直流出力／交流入力値は実験に
より確認した数値であり、この値からもこの発明の効率
・力率改善効果は明白である。
法には各種の回路方式が適用されるが、一貫して共通す
る思想は従来の単相全波整流回路では利用されていなか
った脈動電力（交流成分）をも無駄にすること無く直流
電力に変換して、従来の直流出力電力に加え、整流効率
を改善向上する処にこの発明の特徴がある。なお、図５
および図７中に記載した直流出力／交流入力値は実験に
より確認した数値であり、この値からもこの発明の効率
・力率改善効果は明白である。
【００３０】図８、図９および図１０は、この発明の別
の実施例を示したものである。すなわち、図８は、入力
・出力非絶縁型高周波複合整流方式を例示したものであ
って、単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間
に半導体スイッチＳを挿入し、この半導体スイッチＳを
例えば数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚでオン・オフ制御する
ことを特徴としている。
の実施例を示したものである。すなわち、図８は、入力
・出力非絶縁型高周波複合整流方式を例示したものであ
って、単相全波ブリッジ整流回路とＬＣフィルタとの間
に半導体スイッチＳを挿入し、この半導体スイッチＳを
例えば数ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚでオン・オフ制御する
ことを特徴としている。
【００３１】この方式により、直流出力電圧の調整が可
能となるのみならず、高周波動作のためにチョーク・コ
イルＬ、コンデンサＣ等の値、容積並びに重量等を大幅
に小型化でき、従って電源装置全体の小型、軽量化が実
現できる。図９は、入力・出力絶縁型高周波複合整流方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ（１石式小容量向）を例示して
いる。つまり、交流入力側と直流出力側を絶縁し、平滑
な直流出力を得るための１石式ＤＣ−ＤＣコンハバータ
に、この発明の方式を適用した場合の応用例を示したも
ので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に置かれた大容量
の電解コンデンサを充電する高周波の電流ｉ1 と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電力を制御する高周波の電流ｉ
2 とが合成されて半導体スイッチＳを通る。ｉ1 および
ｉ2 は点線で示した経路を通り、パルス幅制御されるの
で、直流負荷には通常の脈動電圧が発生するのみで、従
来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ性能を保有する。
能となるのみならず、高周波動作のためにチョーク・コ
イルＬ、コンデンサＣ等の値、容積並びに重量等を大幅
に小型化でき、従って電源装置全体の小型、軽量化が実
現できる。図９は、入力・出力絶縁型高周波複合整流方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ（１石式小容量向）を例示して
いる。つまり、交流入力側と直流出力側を絶縁し、平滑
な直流出力を得るための１石式ＤＣ−ＤＣコンハバータ
に、この発明の方式を適用した場合の応用例を示したも
ので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に置かれた大容量
の電解コンデンサを充電する高周波の電流ｉ1 と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電力を制御する高周波の電流ｉ
2 とが合成されて半導体スイッチＳを通る。ｉ1 および
ｉ2 は点線で示した経路を通り、パルス幅制御されるの
で、直流負荷には通常の脈動電圧が発生するのみで、従
来のＤＣ−ＤＣコンバータと全く同じ性能を保有する。
【００３２】実験の結果によれば、図８の回路における
直流出力電力／交流入力電力の比は出力容量、使用部品
の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と図
７の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電圧
調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイオ
ード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費電
力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッチ
ング・レギュレータの直流出力電力／交流入力電力比が
５０％〜６５％にすぎないのに比べ、格段に力率・効率
が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域（第
３次〜第１９次）高周波も充分減少し、ＩＥＣ規格を満
足する。図１０は２石式の大容量の出力を得るために通
常用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバータ
とこの発明方式の複合整流方式を組み合わせた例を示し
たもので、このようにこの発明の複合整流方式には各種
の応用が考えられる。図１１（１）（２）（３）は、図
６、図７および図９の応用例を１００Ｖ系／２００Ｖ系
で共用可能とする場合の回路例を示したものである。
直流出力電力／交流入力電力の比は出力容量、使用部品
の性能等により若干異なるが、７５％〜８０％程度と図
７の例よりは低下する。その主な理由は、直流出力電圧
調整用の高周波スイッチング回路として付加したダイオ
ード、半導体スイッチおよび検出、制御回路等の消費電
力の増加のためであるが、それでも従来方式のスイッチ
ング・レギュレータの直流出力電力／交流入力電力比が
５０％〜６５％にすぎないのに比べ、格段に力率・効率
が改善される。また、入力電流に含まれる低周波域（第
３次〜第１９次）高周波も充分減少し、ＩＥＣ規格を満
足する。図１０は２石式の大容量の出力を得るために通
常用いられるプッシュ・プル型のＤＣ−ＤＣコンバータ
とこの発明方式の複合整流方式を組み合わせた例を示し
たもので、このようにこの発明の複合整流方式には各種
の応用が考えられる。図１１（１）（２）（３）は、図
６、図７および図９の応用例を１００Ｖ系／２００Ｖ系
で共用可能とする場合の回路例を示したものである。
【００３３】
【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明にお
いては、直流出力に含まれる脈動電力（交流成分）を再
び整流して基本波（直流電力）に加える単相入力複合整
流方式により、高調波成分の少ない直流変換が可能とな
り、従来の整流方法と較べて１０〜１５％程度の電力消
費の節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交
流入力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コス
ト増分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない
各種の単相入力複合整流回路が実現可能となる。
いては、直流出力に含まれる脈動電力（交流成分）を再
び整流して基本波（直流電力）に加える単相入力複合整
流方式により、高調波成分の少ない直流変換が可能とな
り、従来の整流方法と較べて１０〜１５％程度の電力消
費の節減と８０％以上の力率を確保できる。しかも、交
流入力電源側への高調波成分を減少する。さらに、コス
ト増分が少なく、かつ、電力容量範囲の制約を受けない
各種の単相入力複合整流回路が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図２】従来の方式を示した回路構成図である。
【図３】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図４】従来の回路における消費電力と力率との関係を
示した関係図である。
示した関係図である。
【図５】この発明の一例を示した回路構成と、入、出力
電圧波形の説明図である。
電圧波形の説明図である。
【図６】図５の回路における直流出力電圧波形の説明図
である。
である。
【図７】この発明の応用実施例を示した図である。
【図８】入力・出力非絶縁型高周波複合整流方式へのこ
の発明の応用例を示した図である。
の発明の応用例を示した図である。
【図９】入力・出力絶縁高周波複合整流方式（１石式小
容量向）へのこの発明の応用例を示した図である。
容量向）へのこの発明の応用例を示した図である。
【図１０】図９と同様で、かつ、２石式大容量向へのこ
の発明の応用例を示した図である。
の発明の応用例を示した図である。
【図１１】図６、図７および図９の回路方式を１００Ｖ
系および２００Ｖ系共用形とする場合の応用例を示した
図である。 ─────────────────────────────────────────────────────
系および２００Ｖ系共用形とする場合の応用例を示した
図である。 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年４月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】追加
【補正内容】
【図１１】
【手続補正書】
【提出日】平成７年６月２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１１】
【手続補正書】
【提出日】平成７年１０月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正内容】
【図６】
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図８
【補正方法】変更
【補正内容】
【図８】
【手続補正９】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】
【手続補正１０】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１０】
【手続補正１１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１１】
Claims (5)
- 【請求項１】 単相全波ブリッジ整流回路の直流出力端
子間に生じる脈動電力（交流成分）を、再度補助整流回
路により整流平滑して基本波（直流成分）に加え、単相
全波整流回路よりも高い整流効率を得ることを特徴とす
る単相入力複合整流方式。 - 【請求項２】 単相全波整流回路の直流出力側にチョー
ク・コイルと平滑コンデンサからなるＬＣフィルタを挿
入し、チョーク・コイルの両端に生じる脈動電圧（交流
成分）を再度整流平滑して基本波（直流成分）に加え、
単相全波または２相半波整流回路よりも更に高い整流効
率を得ることを特徴とする単相入力複合整流方式。 - 【請求項３】 単相全波整流回路の直流出力側に２次巻
線を有するチョーク・コイルと平滑コンデンサから成る
ＬＣフィルタを挿入し、チョーク・コイルの両端に生じ
る脈動電圧（交流電圧）を２次巻線により昇圧したのち
再度補助整流回路により整流、平滑して基本波（直流成
分）に加え、単相全波整流回路または２相半波整流回路
よりも更に高い整流効率を得ることを特徴とする単相入
力複合整流方式。 - 【請求項４】 請求項２の単相入力複合整流方式におい
て、単相全波ブリッジ整流素子とＬＣフィルタとの間に
半導体スイッチを挿入し、この半導体スイッチを入力交
流周波数よりも十分高い周波数でオン・オフ制御し、更
にオン・オフ比（デューティ・ファクタ）を制御するこ
とにより直流出力電圧の調整を行ない、更に高周波化に
よりチョーク・コイル、コンデンサ等を小型、軽量化す
ることを特徴とする単相入力高周波複合整流方式。 - 【請求項５】 請求項４の単相入力高周波複合整流方式
において、入力・出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで用
いられるパルス幅（オン・オフ比）制御用半導体スイッ
チとを兼用することを特徴とする単相入力高周波複合整
流方式を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ、または従来公知
のＤＣ−ＡＣインバータ。
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016086639A (ja) * | 2016-02-02 | 2016-05-19 | 日立工機株式会社 | 電動工具 |
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Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU5025600A (en) | 1999-05-17 | 2000-12-05 | Foxboro Company, The | Process control configuration system with parameterized objects |
| DE10348563B4 (de) * | 2002-10-22 | 2014-01-09 | Fisher-Rosemount Systems, Inc. | Integration von Grafikdisplayelementen, Prozeßmodulen und Steuermodulen in Prozeßanlagen |
| TW200630774A (en) * | 2005-02-23 | 2006-09-01 | Newton Power Ltd | Power factor correction apparatus |
| US8836257B2 (en) * | 2008-10-09 | 2014-09-16 | Bsh Home Appliances Corporation | Household appliance including a fan speed controller |
| US8198853B2 (en) * | 2008-10-09 | 2012-06-12 | Bsh Home Appliances Corporation | Motor speed controller |
| DE102013109827C5 (de) * | 2013-09-09 | 2017-10-19 | Lorch Schweißtechnik GmbH | Verfahren zum Minimieren der durch eine Schweißstromquelle hervorgerufenen Oberwellenbelastung und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens |
| KR20180069532A (ko) * | 2016-12-15 | 2018-06-25 | 엘지전자 주식회사 | 전자 유도 가열 조리기 및 그의 동작 방법 |
| GB2591800B (en) | 2020-02-07 | 2026-02-18 | Pulsiv Ltd | Electrical conversion |
| CN120855925B (zh) * | 2025-09-25 | 2025-12-02 | 通达电磁能股份有限公司 | 一种单相整流器控制方法、装置及介质 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03190556A (ja) * | 1989-12-19 | 1991-08-20 | Ikeda Denki Kk | 直流電源回路 |
| JPH0421360A (ja) * | 1990-05-11 | 1992-01-24 | Cosel Usa Inc | スイッチングレギュレータ |
| JPH04133297A (ja) * | 1990-09-25 | 1992-05-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPH05324107A (ja) * | 1992-05-19 | 1993-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5113337A (en) * | 1991-02-08 | 1992-05-12 | General Electric Company | High power factor power supply |
| US5119283A (en) * | 1991-06-10 | 1992-06-02 | General Electric Company | High power factor, voltage-doubler rectifier |
| US5283727A (en) * | 1992-09-16 | 1994-02-01 | General Electric Company | Independent control of the AC line current and output DC voltage of a high power factor AC-to-DC converter |
-
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03190556A (ja) * | 1989-12-19 | 1991-08-20 | Ikeda Denki Kk | 直流電源回路 |
| JPH0421360A (ja) * | 1990-05-11 | 1992-01-24 | Cosel Usa Inc | スイッチングレギュレータ |
| JPH04133297A (ja) * | 1990-09-25 | 1992-05-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPH05324107A (ja) * | 1992-05-19 | 1993-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9793847B2 (en) | 2011-03-18 | 2017-10-17 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
| US10033323B2 (en) | 2011-03-18 | 2018-07-24 | Hitachi Koki Co., Ltd. | Electric power tool |
| US11070160B2 (en) | 2011-03-18 | 2021-07-20 | Koki Holdings Co., Lid. | Electric power tool |
| JP2016086639A (ja) * | 2016-02-02 | 2016-05-19 | 日立工機株式会社 | 電動工具 |
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