JPH08213931A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH08213931A JPH08213931A JP1764795A JP1764795A JPH08213931A JP H08213931 A JPH08213931 A JP H08213931A JP 1764795 A JP1764795 A JP 1764795A JP 1764795 A JP1764795 A JP 1764795A JP H08213931 A JPH08213931 A JP H08213931A
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Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル変動の
影響を受けにくい信号処理装置を提供することを目的と
する。 【構成】 アンテナ１で受信した信号はＲＦ増幅器２を
介して乗算器３に入力され、周波数変換され、ＬＰＦ６
においてサイドバンドを除去される。このＬＰＦ６の出
力は、Ａ／Ｄ６で数値化され、ＤＭＦ７を介して第１の
比較器８、遅延器１０、減算器１１と復調器１４に入力
されて、情報データとして出力される。この情報データ
としての出力は、第１の比較器８の出力と、遅延器１０
と減算器１１から成る微分回路の出力を第２の比較器１
２の出力とを論理積をアンド回路１６において取り、タ
イミング生成器１５を制御して正常な復調が成される。
影響を受けにくい信号処理装置を提供することを目的と
する。 【構成】 アンテナ１で受信した信号はＲＦ増幅器２を
介して乗算器３に入力され、周波数変換され、ＬＰＦ６
においてサイドバンドを除去される。このＬＰＦ６の出
力は、Ａ／Ｄ６で数値化され、ＤＭＦ７を介して第１の
比較器８、遅延器１０、減算器１１と復調器１４に入力
されて、情報データとして出力される。この情報データ
としての出力は、第１の比較器８の出力と、遅延器１０
と減算器１１から成る微分回路の出力を第２の比較器１
２の出力とを論理積をアンド回路１６において取り、タ
イミング生成器１５を制御して正常な復調が成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散技術を
用いた通信を行う装置においてスペクトル拡散の復調を
行うための信号処理装置に関する。
用いた通信を行う装置においてスペクトル拡散の復調を
行うための信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、種々の機器がディジタル化される
に及んで、その動作による不要輻射が問題となってい
る。例えば、旅客機内に携帯型コンパクトディスクプレ
ーヤを使用できないのは、その動作による不要輻射で旅
客機の操縦系統が混乱して墜落寸前まで至った事例があ
るからである。この一例からも明らかなように信号伝達
経路内に侵入する不要輻射は、深刻な問題となってい
る。
に及んで、その動作による不要輻射が問題となってい
る。例えば、旅客機内に携帯型コンパクトディスクプレ
ーヤを使用できないのは、その動作による不要輻射で旅
客機の操縦系統が混乱して墜落寸前まで至った事例があ
るからである。この一例からも明らかなように信号伝達
経路内に侵入する不要輻射は、深刻な問題となってい
る。
【０００３】このような不要輻射の影響を受けにくい通
信方式として「スペクトル拡散通信方式」が現今脚光を
浴びている。この方式は、その名前が示すように、ある
帯域に制限されたスペクトルを、広帯域に拡散させて使
用する通信方式である。これによって雑音による影響を
受けても全てのスペクトルが潰れるわけではないので、
受信時の誤りを未然に防止することができるものであ
る。
信方式として「スペクトル拡散通信方式」が現今脚光を
浴びている。この方式は、その名前が示すように、ある
帯域に制限されたスペクトルを、広帯域に拡散させて使
用する通信方式である。これによって雑音による影響を
受けても全てのスペクトルが潰れるわけではないので、
受信時の誤りを未然に防止することができるものであ
る。
【０００４】さて、まずスペクトル拡散を行う送受信の
動作の概略を説明する。図６の（ａ）は、送信側におけ
るスペクトル拡散方式の変調原理を表す図である。同図
において５１は送信すべき情報データの発生手段であ
り、この出力は、一旦狭帯域のベースバンド変調器５２
によって周波数変調される。この変調方式としてはＱＰ
ＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)やＢＰＳＫ(Bina
ry Phase Shift Keying)などが一般的である。
動作の概略を説明する。図６の（ａ）は、送信側におけ
るスペクトル拡散方式の変調原理を表す図である。同図
において５１は送信すべき情報データの発生手段であ
り、この出力は、一旦狭帯域のベースバンド変調器５２
によって周波数変調される。この変調方式としてはＱＰ
ＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)やＢＰＳＫ(Bina
ry Phase Shift Keying)などが一般的である。
【０００５】このベースバンド変調器５２の出力はスペ
クトル拡散変調器５３においてＰＮ符号などと乗算す
る。このＰＮ符号のクロック周波数が、拡散後の周波数
帯域幅を決める。例えば、帯域幅26MHzに拡散させるに
はクロック周波数13MHzのＰＮ符号を乗算する。拡散し
た信号をＲＦ変調器でＲＦ帯に周波数変換してアンプで
増幅して出力する。
クトル拡散変調器５３においてＰＮ符号などと乗算す
る。このＰＮ符号のクロック周波数が、拡散後の周波数
帯域幅を決める。例えば、帯域幅26MHzに拡散させるに
はクロック周波数13MHzのＰＮ符号を乗算する。拡散し
た信号をＲＦ変調器でＲＦ帯に周波数変換してアンプで
増幅して出力する。
【０００６】受信する場合は、図６の（ｂ）に示すよう
に逆プロセスを通って元の情報に復元される。ここで
は、妨害波についての利点を述べたが、そのほかにも電
力を拡散するためピーク電力を低く抑えたり、受信側で
は送信側と同じ「鍵」（符号）を使わなければ復調でき
ないので、特別な処理を施さなくとも秘話性が得られる
などの特徴がある。なお、以上のような方法を直接拡散
方式と呼ぶ。
に逆プロセスを通って元の情報に復元される。ここで
は、妨害波についての利点を述べたが、そのほかにも電
力を拡散するためピーク電力を低く抑えたり、受信側で
は送信側と同じ「鍵」（符号）を使わなければ復調でき
ないので、特別な処理を施さなくとも秘話性が得られる
などの特徴がある。なお、以上のような方法を直接拡散
方式と呼ぶ。
【０００７】以上のような利点を多々有するスペクトル
拡散方式であるが、提案そのものは１９４０年代であっ
たが、近年になってはじめて応用が始まったばかりであ
り、充分な開発が成されてきたわけではない。図４は、
そのような少ない応用事例の一つを示した、本発明の従
来例における信号処理装置のブロック略図である。
拡散方式であるが、提案そのものは１９４０年代であっ
たが、近年になってはじめて応用が始まったばかりであ
り、充分な開発が成されてきたわけではない。図４は、
そのような少ない応用事例の一つを示した、本発明の従
来例における信号処理装置のブロック略図である。
【０００８】同図において、アンテナ１で受信した電波
は、ＲＦ増幅器２において増幅され、乗算器３に送られ
る。正弦波発振器４からの正弦波信号によって周波数変
換され、低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」と略す）に
おいてサイドバンドの帯域を除去し、アナログ・ディジ
タル変換器（以下「Ａ／Ｄ」と略す）において数値化す
る。
は、ＲＦ増幅器２において増幅され、乗算器３に送られ
る。正弦波発振器４からの正弦波信号によって周波数変
換され、低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」と略す）に
おいてサイドバンドの帯域を除去し、アナログ・ディジ
タル変換器（以下「Ａ／Ｄ」と略す）において数値化す
る。
【０００９】この数値化された受信信号は、相関器３１
において、例えば自己相関などを求められる。この相関
器３１の出力は、比較器３２と復調器１４に送られる。
比較器３２では、ＲＯＭ(Read Only Memory)などに蓄え
た閾値３３と比較し、所定の閾値を越えていれば、情報
と見なし、情報検知信号Ｓｎを出力する。
において、例えば自己相関などを求められる。この相関
器３１の出力は、比較器３２と復調器１４に送られる。
比較器３２では、ＲＯＭ(Read Only Memory)などに蓄え
た閾値３３と比較し、所定の閾値を越えていれば、情報
と見なし、情報検知信号Ｓｎを出力する。
【００１０】この情報検知信号の生成について、図５の
信号波形図を参照しながら若干の説明を加える。同図に
おいてＤ１は閾値であり、スペクトル拡散方式の受信に
相関器を用いた場合、受信信号と相関が取れたとき、相
関器の出力レベルはピークを示す、それ以外は相関器の
出力は低く抑えられる。このピーク時に拡散復調がなさ
れ、情報が再生されるので、高い閾値Ｄ１を越えるもの
をこのピークとし、タイミング生成器１５において復調
器１４への入力と同期をとって、確実にピークを捉える
ものである。
信号波形図を参照しながら若干の説明を加える。同図に
おいてＤ１は閾値であり、スペクトル拡散方式の受信に
相関器を用いた場合、受信信号と相関が取れたとき、相
関器の出力レベルはピークを示す、それ以外は相関器の
出力は低く抑えられる。このピーク時に拡散復調がなさ
れ、情報が再生されるので、高い閾値Ｄ１を越えるもの
をこのピークとし、タイミング生成器１５において復調
器１４への入力と同期をとって、確実にピークを捉える
ものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな方式においては、相関器３１の出力が図５のような
場合、閾値３３をＤ１とすると、入力レベルが変動し
て、同図のＡ点からＢ点へ下がったような場合、このピ
ークを検出するために、閾値３３をＤ２に下げたとする
と、Ａ点からＢ点に下がったピークは検出できるように
はなるが、Ｃ点の信号を誤検出してしまうことになると
いう問題点がある。このような閾値３３の設定を制御す
るためにはＡ／Ｄ６の前段に理想的な自動利得制御回路
が必需となるという問題点がある。
うな方式においては、相関器３１の出力が図５のような
場合、閾値３３をＤ１とすると、入力レベルが変動し
て、同図のＡ点からＢ点へ下がったような場合、このピ
ークを検出するために、閾値３３をＤ２に下げたとする
と、Ａ点からＢ点に下がったピークは検出できるように
はなるが、Ｃ点の信号を誤検出してしまうことになると
いう問題点がある。このような閾値３３の設定を制御す
るためにはＡ／Ｄ６の前段に理想的な自動利得制御回路
が必需となるという問題点がある。
【００１２】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
であり、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル変動の影
響を受けにくい信号処理装置を提供することを目的とす
る。
であり、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル変動の影
響を受けにくい信号処理装置を提供することを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の信号処理装置は、請求項１では、受信した
被変調信号の相関を求める相関手段と、この相関手段の
出力と所定の第１の閾値とを比較する第１の比較手段
と、上記相関手段の出力の時間的な変化量を検出する変
化量検出手段と、この変化量検出手段の出力と所定の第
２の閾値とを比較する第２の比較手段と、この第２の比
較手段の出力と上記第１の比較手段の出力とを論理合成
する合成手段とを備えるものである。
に、本発明の信号処理装置は、請求項１では、受信した
被変調信号の相関を求める相関手段と、この相関手段の
出力と所定の第１の閾値とを比較する第１の比較手段
と、上記相関手段の出力の時間的な変化量を検出する変
化量検出手段と、この変化量検出手段の出力と所定の第
２の閾値とを比較する第２の比較手段と、この第２の比
較手段の出力と上記第１の比較手段の出力とを論理合成
する合成手段とを備えるものである。
【００１４】また、請求項２では、上記変化量検出手段
は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する遅延
手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力とを
所定の比で減算する減算手段とを含むものである。
は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する遅延
手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力とを
所定の比で減算する減算手段とを含むものである。
【００１５】また、請求項３では、上記相関手段は、デ
ィジタルマッチドフィルタであることを特徴とするもの
である。
ィジタルマッチドフィルタであることを特徴とするもの
である。
【００１６】また、請求項４では、上記合成手段の出力
に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミング
生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて上
記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手段
とを更に備えるものである。
に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミング
生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて上
記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手段
とを更に備えるものである。
【００１７】
【作用】上記した構成により、請求項１では、相関手段
で受信した被変調信号の相関を求め、この相関手段の出
力と所定の第１の閾値とを第１の比較手段で比較し、ま
た変化量検出手段ではこの相関手段の出力の時間的な変
化量を検出し、この変化量検出手段の出力を第２の比較
手段で所定の第２の閾値と比較し、合成手段においてこ
の第２の比較手段の出力と第１の比較手段の出力とを論
理合成するので、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル
変動の影響を受けにくくなる。
で受信した被変調信号の相関を求め、この相関手段の出
力と所定の第１の閾値とを第１の比較手段で比較し、ま
た変化量検出手段ではこの相関手段の出力の時間的な変
化量を検出し、この変化量検出手段の出力を第２の比較
手段で所定の第２の閾値と比較し、合成手段においてこ
の第２の比較手段の出力と第１の比較手段の出力とを論
理合成するので、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル
変動の影響を受けにくくなる。
【００１８】また、請求項２〜４では、上記変化量検出
手段は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する
遅延手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力
とを所定の比で減算する減算手段からなるから異常を発
見し易くなるので、さらにまた相関手段は、ディジタル
マッチドフィルタであり、また本装置は、合成手段の出
力に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミン
グ生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて
上記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手
段とを更に備えるので、周囲の雑音やこれに伴う入力の
レベル変動の影響を受けにくくなる。
手段は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する
遅延手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力
とを所定の比で減算する減算手段からなるから異常を発
見し易くなるので、さらにまた相関手段は、ディジタル
マッチドフィルタであり、また本装置は、合成手段の出
力に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミン
グ生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて
上記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手
段とを更に備えるので、周囲の雑音やこれに伴う入力の
レベル変動の影響を受けにくくなる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。図１は本発明の一実施例における
信号処理装置のブロック略図を示すものである。図１に
おいて、アンテナ１、ＲＦ増幅器２、乗算器３、正弦波
発振器４、ＬＰＦ５、Ａ／Ｄ６、復調器１４及びタイミ
ング生成器１５は、従来例におけるそれらと同一であ
り、詳しい説明は省略する。８は第１の比較器、９は第
１の閾値であり、従来例における比較器３２および閾値
３３と同一である。７はディジタル・マッチド・フィル
タ（以下「ＤＭＦ」と略す）、１０は遅延器、１１は減
算器、１２は第２の比較器、１３は第２の閾値である。
以上のように構成された本発明の信号処理装置につき、
以下にその動作を図２の波形図を参照しながら説明す
る。
照しながら説明する。図１は本発明の一実施例における
信号処理装置のブロック略図を示すものである。図１に
おいて、アンテナ１、ＲＦ増幅器２、乗算器３、正弦波
発振器４、ＬＰＦ５、Ａ／Ｄ６、復調器１４及びタイミ
ング生成器１５は、従来例におけるそれらと同一であ
り、詳しい説明は省略する。８は第１の比較器、９は第
１の閾値であり、従来例における比較器３２および閾値
３３と同一である。７はディジタル・マッチド・フィル
タ（以下「ＤＭＦ」と略す）、１０は遅延器、１１は減
算器、１２は第２の比較器、１３は第２の閾値である。
以上のように構成された本発明の信号処理装置につき、
以下にその動作を図２の波形図を参照しながら説明す
る。
【００２０】まず先に、Ａ／Ｄ６の出力を受けるＤＭＦ
７について説明する。ＤＭＦとは、スペクトル拡散した
信号を、元のデータに復調するための回路であり、送信
時に行ったＰＮ符号と受信側のＰＮ符号が同一で同期が
とれている場合に最も大きな振幅を出力するものであ
る。ディジタル回路で構成する場合には、ＦＩＲ(Finit
e Impulse Response)フィルタと似たような構造とな
る。図３にその構造の一例を示す。
７について説明する。ＤＭＦとは、スペクトル拡散した
信号を、元のデータに復調するための回路であり、送信
時に行ったＰＮ符号と受信側のＰＮ符号が同一で同期が
とれている場合に最も大きな振幅を出力するものであ
る。ディジタル回路で構成する場合には、ＦＩＲ(Finit
e Impulse Response)フィルタと似たような構造とな
る。図３にその構造の一例を示す。
【００２１】遅延時間ＤがＰＮ符号のクロック周波数の
１周期に等しい遅延器と、ＰＮ符号が”１”のときに係
数が１、ＰＮ符号が”０”のときに係数が−１となる係
数器、乗算器、加算器で構成する。入力したＰＮ符号系
列と受信したＰＮ符号が同一で周期が一致した場合は、
乗算器は１×１または−１×−１のみを演算する。この
ため、出力結果はすべて１となる。これを加算した出力
結果は最大となる。同期がとれていないかＰＮ符号が一
致しない場合は、乗算器は１×１と−１×−１の演算の
外に１×−１も演算する。このため、これらを加算した
結果は、ＰＮ符号が同一で同期がとれている場合の出力
結果に較べて小さくなるのである。次表１を参照のこ
と。
１周期に等しい遅延器と、ＰＮ符号が”１”のときに係
数が１、ＰＮ符号が”０”のときに係数が−１となる係
数器、乗算器、加算器で構成する。入力したＰＮ符号系
列と受信したＰＮ符号が同一で周期が一致した場合は、
乗算器は１×１または−１×−１のみを演算する。この
ため、出力結果はすべて１となる。これを加算した出力
結果は最大となる。同期がとれていないかＰＮ符号が一
致しない場合は、乗算器は１×１と−１×−１の演算の
外に１×−１も演算する。このため、これらを加算した
結果は、ＰＮ符号が同一で同期がとれている場合の出力
結果に較べて小さくなるのである。次表１を参照のこ
と。
【００２２】
【表１】
【００２３】さて、このようにしてＤＭＦ７において遅
延量Ｄなる遅延器１０において遅延され、減算器１１に
おいて遅延前と遅延後のＤＭＦの出力が減算される。こ
の動作は、一種の微分演算に相当し、簡易的な特徴抽出
を行うのと等価である。これにより、図２の（ｃ）のよ
うな波形を得ることができる。これを第２の閾値１３に
はＤｈ２なる値が格納されており、これを第２の比較器
１２で波形整形すれば、図４の（ｄ）のような波形を得
ることができる。
延量Ｄなる遅延器１０において遅延され、減算器１１に
おいて遅延前と遅延後のＤＭＦの出力が減算される。こ
の動作は、一種の微分演算に相当し、簡易的な特徴抽出
を行うのと等価である。これにより、図２の（ｃ）のよ
うな波形を得ることができる。これを第２の閾値１３に
はＤｈ２なる値が格納されており、これを第２の比較器
１２で波形整形すれば、図４の（ｄ）のような波形を得
ることができる。
【００２４】これにより、論理合成回路１６（ここでは
アンド回路）において第１の比較器８の出力との間の論
理積をとり、両者を合成して図２の（ｅ）のような雑音
信号Ｓｎ’を合成する。この雑音信号によって従来例と
同様にタイミング生成器１５を介して復調器１６を制御
する。これにより、雑音の影響を受けにくいスペクトル
拡散通信方式における復調を可能とするものである。
アンド回路）において第１の比較器８の出力との間の論
理積をとり、両者を合成して図２の（ｅ）のような雑音
信号Ｓｎ’を合成する。この雑音信号によって従来例と
同様にタイミング生成器１５を介して復調器１６を制御
する。これにより、雑音の影響を受けにくいスペクトル
拡散通信方式における復調を可能とするものである。
【００２５】以上のように本実施例によれば、遅延器１
０と減算器１１による微分回路（特徴抽出回路）を通し
たＤＭＦ７の出力を、第２の比較器１２で波形整形し、
従来と同一である第１の比較器の出力とをアンド回路１
６で合成し、タイミング生成器１５に供給しているの
で、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル変動の影響を
受けにくい信号処理装置を提供することができるという
効果がある。従って、入力信号が変動しても確実にピー
クだけを捕らえることができるという効果もある。
０と減算器１１による微分回路（特徴抽出回路）を通し
たＤＭＦ７の出力を、第２の比較器１２で波形整形し、
従来と同一である第１の比較器の出力とをアンド回路１
６で合成し、タイミング生成器１５に供給しているの
で、周囲の雑音やこれに伴う入力のレベル変動の影響を
受けにくい信号処理装置を提供することができるという
効果がある。従って、入力信号が変動しても確実にピー
クだけを捕らえることができるという効果もある。
【００２６】なお、以上の説明では、ＤＭＦ７の出力を
判定するのは硬判定としたが、軟判定としてもよい。ま
た、微分演算は１個の遅延器１０と減算器１１でのみ構
成したが、多段重ねてもよいし、ＩＩＲ(Infinite Impu
lse Response)型や双一次変換による微分フィルタなど
としてもよい。その他、本発明は上記実施例に限定され
るものではなく、種々変形実施可能である。
判定するのは硬判定としたが、軟判定としてもよい。ま
た、微分演算は１個の遅延器１０と減算器１１でのみ構
成したが、多段重ねてもよいし、ＩＩＲ(Infinite Impu
lse Response)型や双一次変換による微分フィルタなど
としてもよい。その他、本発明は上記実施例に限定され
るものではなく、種々変形実施可能である。
【００２７】
【発明の効果】以上のように本発明の信号処理装置は、
請求項１では、相関手段で受信した被変調信号の相関を
求め、この相関手段の出力と所定の第１の閾値とを第１
の比較手段で比較し、また変化量検出手段ではこの相関
手段の出力の時間的な変化量を検出し、この変化量検出
手段の出力を第２の比較手段で所定の第２の閾値と比較
し、合成手段においてこの第２の比較手段の出力と第１
の比較手段の出力とを論理合成するので、周囲の雑音や
これに伴う入力のレベル変動の影響を受けにくいという
効果がある。従って、入力信号が変動しても確実にピー
クだけを捕らえることができるという効果もある。
請求項１では、相関手段で受信した被変調信号の相関を
求め、この相関手段の出力と所定の第１の閾値とを第１
の比較手段で比較し、また変化量検出手段ではこの相関
手段の出力の時間的な変化量を検出し、この変化量検出
手段の出力を第２の比較手段で所定の第２の閾値と比較
し、合成手段においてこの第２の比較手段の出力と第１
の比較手段の出力とを論理合成するので、周囲の雑音や
これに伴う入力のレベル変動の影響を受けにくいという
効果がある。従って、入力信号が変動しても確実にピー
クだけを捕らえることができるという効果もある。
【００２８】また、請求項２〜４では、上記変化量検出
手段は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する
遅延手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力
とを所定の比で減算する減算手段からなるから異常を発
見し易くなるので、さらにまた相関手段は、ディジタル
マッチドフィルタであり、また本装置は、合成手段の出
力に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミン
グ生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて
上記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手
段とを更に備えるので、周囲の雑音やこれに伴う入力の
レベル変動の影響を受けにくいという効果がある。従っ
て、入力信号が変動しても確実にピークだけを捕らえる
ことができるという効果もある。
手段は、上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する
遅延手段と、この遅延手段の出力と上記相関手段の出力
とを所定の比で減算する減算手段からなるから異常を発
見し易くなるので、さらにまた相関手段は、ディジタル
マッチドフィルタであり、また本装置は、合成手段の出
力に応じて所定の時間変化する信号を生成するタイミン
グ生成手段と、このタイミング生成手段の出力に応じて
上記相関手段の出力を復調する状態を変化させる復調手
段とを更に備えるので、周囲の雑音やこれに伴う入力の
レベル変動の影響を受けにくいという効果がある。従っ
て、入力信号が変動しても確実にピークだけを捕らえる
ことができるという効果もある。
【図１】 本発明の一実施例における信号処理装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】 同実施例における信号処理装置の主要部にお
ける信号波形図である。
ける信号波形図である。
【図３】 同実施例における信号処理装置内のＤＭＦの
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図４】 本発明の従来例における信号処理装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】 同従来例における信号処理装置の主要部にお
ける信号波形図である。
ける信号波形図である。
【図６】 スペクトル拡散通信方式一般の構成を説明す
るブロック略図である。
るブロック略図である。
１ アンテナ ２ ＲＦ増幅器 ３ 乗算器 ４ 正弦波発振器 ５ ＬＰＦ ６ Ａ／Ｄ ７ ＤＭＦ ８ 第１の比較器 ９ 第１の閾値 １０ 遅延器 １１ 減算器 １２ 第２の比較器 １３ 第２の閾値 １４ 復調器 １５ タイミング生成器 １６ アンド回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年１月１０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】同図において、アンテナ１で受信した電波
は、ＲＦ増幅器２において増幅され、乗算器３に送られ
る。正弦波発振器４からの正弦波信号によって周波数変
換され、低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」と略す）５
においてサイドバンドの帯域を除去し、アナログ・ディ
ジタル変換器（以下「Ａ／Ｄ」と略す）６において数値
化する。
は、ＲＦ増幅器２において増幅され、乗算器３に送られ
る。正弦波発振器４からの正弦波信号によって周波数変
換され、低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」と略す）５
においてサイドバンドの帯域を除去し、アナログ・ディ
ジタル変換器（以下「Ａ／Ｄ」と略す）６において数値
化する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】図２において（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、
ＤＭＦ７、第１の比較器８の出力を表している。ＤＭＦ
７の出力は遅延器１０と減算器１１に与えられ、遅延器
１０においてクロック１周期に相当する遅延量Ｄだけ遅
延されて、減算器１１において遅延前と遅延後のＤＭＦ
の出力が減算される。この動作は、一種の微分演算に相
当し、簡易的な特徴抽出を行うのと等価である。これに
より、図２の（ｃ）のような波形を得ることができる。
第２の閾値１３にはＤｈ２なる値が格納されており、減
算器１１の出力を第２の比較器１２で波形整形すれば、
図２の（ｄ）のような波形を得ることができる。
ＤＭＦ７、第１の比較器８の出力を表している。ＤＭＦ
７の出力は遅延器１０と減算器１１に与えられ、遅延器
１０においてクロック１周期に相当する遅延量Ｄだけ遅
延されて、減算器１１において遅延前と遅延後のＤＭＦ
の出力が減算される。この動作は、一種の微分演算に相
当し、簡易的な特徴抽出を行うのと等価である。これに
より、図２の（ｃ）のような波形を得ることができる。
第２の閾値１３にはＤｈ２なる値が格納されており、減
算器１１の出力を第２の比較器１２で波形整形すれば、
図２の（ｄ）のような波形を得ることができる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２４】これにより、論理合成回路１６（ここでは
アンド回路）において第１の比較器８の出力との間の論
理積をとり、両者を合成して図２の（ｅ）のような情報
検知信号Ｓｎ’を合成する。この情報検知信号によって
従来例と同様にタイミング生成器１５を介して復調器１
６を制御する。これにより、雑音の影響を受けにくいス
ペクトル拡散通信方式における復調を可能とするもので
ある。
アンド回路）において第１の比較器８の出力との間の論
理積をとり、両者を合成して図２の（ｅ）のような情報
検知信号Ｓｎ’を合成する。この情報検知信号によって
従来例と同様にタイミング生成器１５を介して復調器１
６を制御する。これにより、雑音の影響を受けにくいス
ペクトル拡散通信方式における復調を可能とするもので
ある。
Claims (4)
- 【請求項１】 受信した被変調信号の相関を求める相関
手段と、 この相関手段の出力と所定の第１の閾値とを比較する第
１の比較手段と、 上記相関手段の出力の時間的な変化量を検出する変化量
検出手段と、 この変化量検出手段の出力と所定の第２の閾値とを比較
する第２の比較手段と、 この第２の比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力
とを論理合成する合成手段と、を備える信号処理装置。 - 【請求項２】 上記変化量検出手段は、 上記相関手段の出力を所定の時間だけ遅延する遅延手段
と、 この遅延手段の出力と上記相関手段の出力とを所定の比
で減算する減算手段と、を含む請求項１に記載の信号処
理装置。 - 【請求項３】 上記相関手段は、ディジタルマッチドフ
ィルタであることを特徴とする請求項１に記載の信号処
理装置。 - 【請求項４】 上記合成手段の出力に応じて所定の時間
変化する信号を生成するタイミング生成手段と、 このタイミング生成手段の出力に応じて上記相関手段の
出力を復調する状態を変化させる復調手段と、を更に備
える請求項１に記載の信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1764795A JP2731361B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1764795A JP2731361B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08213931A true JPH08213931A (ja) | 1996-08-20 |
| JP2731361B2 JP2731361B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=11949657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1764795A Expired - Fee Related JP2731361B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2731361B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007251435A (ja) * | 2006-03-14 | 2007-09-27 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS609237A (ja) * | 1983-06-27 | 1985-01-18 | Omron Tateisi Electronics Co | スペクトラム拡散信号受信機 |
| JPH0575570A (ja) * | 1991-09-11 | 1993-03-26 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｎ符号捕捉回路 |
| JPH05175934A (ja) * | 1991-12-25 | 1993-07-13 | Sekisui Chem Co Ltd | スペクトル拡散通信における相関信号のピーク検出装置 |
| JPH06132930A (ja) * | 1992-10-15 | 1994-05-13 | Sekisui Chem Co Ltd | スペクトル拡散通信における同期捕捉方法および同期捕捉装置 |
-
1995
- 1995-02-06 JP JP1764795A patent/JP2731361B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS609237A (ja) * | 1983-06-27 | 1985-01-18 | Omron Tateisi Electronics Co | スペクトラム拡散信号受信機 |
| JPH0575570A (ja) * | 1991-09-11 | 1993-03-26 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｎ符号捕捉回路 |
| JPH05175934A (ja) * | 1991-12-25 | 1993-07-13 | Sekisui Chem Co Ltd | スペクトル拡散通信における相関信号のピーク検出装置 |
| JPH06132930A (ja) * | 1992-10-15 | 1994-05-13 | Sekisui Chem Co Ltd | スペクトル拡散通信における同期捕捉方法および同期捕捉装置 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2007251435A (ja) * | 2006-03-14 | 2007-09-27 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2731361B2 (ja) | 1998-03-25 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |