JPH082176B2 - ゼロ電流スイッチング順方向電力変換の回路および方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、ゼロ電流スイッチング順方向電力変換に関
する。

（背景技術） １つのこのような電力変換方式（例えば、参考のため
本文に引用される、本願と同じ譲受人に譲渡された1983
年11月15日発行のVinciarelliの米国特許第4,415,959号
に記載されたもの）は、制御された量の有効二次漏れイ
ンダクタンスを有する変圧器（例えば、漏れリアクタン
ス変圧器）を用いて、エネルギを電圧ソースから負荷に
対して送るため伝送する。変圧器のソース側では、スイ
ッチがこのソースおよび変圧器の一次側巻線と直列に接
続されている。このスイッチは、一連のエネルギー伝送
サイクルにおいて、前記ソースを一次側巻線に対し接続
しまたこれから遮断する。変圧器の負荷側では、第１の
一方向性導電素子とコンデンサが二次側巻線と直列に接
続されている。このコンデンサおよび有効漏れインダク
タンスは、前記スイッチおよび一方向導電素子における
電流が略々ゼロになる時スイッチがオンおよびオフに循
環動作させられるように、スイッチの循環動作に対する
特性的なタイム・スケールを規定する。第１の一方向導
電素子は、負荷の方向荷のみ有効漏れインダクタンスを
指向させるよう電流を制約し、これにより有効漏れイン
ダクタンスとコンデンサ間に両方向のエネルギ流（共
鳴）が生じることを阻止する。エネルギは、第２のイン
ダクタを介して負荷へ送られ、その値は有効漏れインダ
クタンスに比較して大きい。この第２のインダクタは、
コンデンサの両端の電流沈下負荷として有効に見える。
このコンデンサと並列に接続された第２の一方向導電素
子が、コンデンサ電圧を単極となるよう制約し、両方向
のエネルギ伝送がこの第２のインダクタとコンデンサ間
に生じることを阻止する。トポロジーと呼ばれる観点に
おいては、回路の素子の諸パラメータおよびゼロ電流ス
イッチングの要件が、各エネルギ伝送サイクル毎にコン
バータを拘束して固定量のエネルギを一方向に伝送させ
る。出力電力はこのエネルギの固定量にエネルギ伝送サ
イクルの生じる周波数を乗じた積である故に、出力の制
御はエネルギ伝送サイクルの周波数を変更することを必
要とする。

スイッチング損失を有効に排除すると同時にエネルギ
伝送の発生を順方向のみに制約することにより、従来技
術のトポロジーは、「非ゼロ電流スイッチング」のトポ
ロジーあるいは同時の「共鳴」トポロジーのいずれによ
っても達成できなかった電力密度および効率を達成する
コンバータの実現を可能にする。

（発明の概要） 一つの特質においては、本発明は、あるエネルギ伝送
サイクルの間に伝送されるエネルギ量を選択的に支配す
ることができるゼロ電流スイッチング・コンバータであ
る。

一般に、この特質においては、本発明は下記の組合わ
せを特徴とする。即ち、 電圧ソースと、一次側巻線および二次側巻線を有する
パワー変圧器とを設け、この設け変圧器は有効二次漏れ
インダクタンスL2eを持つように構成され、前記パワー
変圧器の一次側巻線に跨り電力ソースを選択的に結合す
るよう接続された第１のスイッチング素子と、二次側巻
線と直列に接続され、第１のスイッチング素子による導
通の間導通するようにされた第１の一方向導通素子と、
二次側巻線および第１の一方向導通素子と直列に接続さ
れたキャパシタンスのコンデンサＣと、第１のスイッチ
ング素子を選択的に開閉して電圧ソースから変圧器の有
効漏れインダクタンスを介して電力を送り、特性のタイ
ム・スケール を持つエネルギ伝送サイクルの間キャパシタンスを充電
する手段を有するコントローラと、変圧器の二次側に接
続された第２のスイッチング素子とを設け、前記コント
ローラは、第２のスイッチング素子を開閉してエネルギ
伝送サイクルの間伝送されるエネルギ量を選択的に支配
する第２の制御手段を含む。

この望ましい実施態様は、下記の特徴を有する。第２
のスイッチング素子は、第２のスイッチング素子が閉路
される時前記コンデンサの充電を阻止するようにコンデ
ンサと並列に接続することができる。電流を負荷へ送る
ようにインダクタがコンデンサと負荷との間に直列に接
続される。第２の制御手段は、第１のスイッチング素子
の閉路を検出する手段と、この第１のスイッチング素子
が閉路されると略々同時に第２のスイッチング素子を開
路する手段と、前記コンデンサの両端の電圧を検出する
手段と、コンデンサの両端の電圧が略々ゼロである時第
２のスイッチング素子を閉路する手段とを含む。

ある実施態様においては、コンバータ回路は、電力を
２つ以上の独立した負荷へ送り、この目的のため、コン
デンサおよびこの独立した負荷の１つと直列に接続され
た一次インダクタと、この一次インダクタに対して磁気
的に結合された複数の二次側巻線とを含み、この二次側
巻線はそれぞれ独立した負荷へ送られる相対的な電圧と
対応する相対的な巻き数を持つ。

ある実施態様においては、一次インダクタの両端の電
圧が負荷とコンデンサ間の方向に正である時、二次側巻
線は、電流を通電するための一方向性の二次導電素子を
含むサブ回路を介して独立した負荷の１つと接続され
る。各サブ回路は、独立した負荷の両端の電圧を平滑化
するフィルタ要素を含む。このフィルタ要素は、負荷と
並列のコンデンサを含む。

あるいはまた、各サブ回路は、独立した負荷へ送られ
る電圧を調整するための後置調整器を含む。二次側巻線
は、一次インダクタにゆるく結合することができる。後
置調整器は、リセット磁気増幅器あるいは発散的な調整
器を含むことができる。

他の実施態様においては、第２のスイッチング素子
は、第２の一方向導電素子と並列に接続さた状態で閉路
される時一方向の導通が可能なスイッチからなることが
でき、このスイッチおよび第２の一方向導電素子は反対
の方向に導通するようになっている。この第２のスイッ
チング素子は、前記第２のインダクタに流れる電流が負
荷への方向である時、前記第２の一方向導電素子が前記
コンデンサの充電を阻止するようになっている。

あるいはまた、この第２のスイッチング素子は、パワ
ー変圧器の二次側巻線と並列に接続することもできる。
第２の一方向導電素子は、第２のインダクタに流れる電
流が負荷への方向である時コンデンサの充電を阻止する
ためのコンデンサと並列に接続することもできる。この
コンデンサと負荷との間にはインダクタが接続されてい
る。

ある実施態様においては、第２の制御手段が、第１の
スイッチング素子の閉路を検出する手段と、その後の選
定された時点において第２のスイッチング素子を開路す
る手段とを含むことができる。

一般に、別の特質においては、本発明は、コンデンサ
両端の電圧が略々ゼロになりインダクタの逆電流がエネ
ルギをコンデンサに伝送することを阻止する時、第２の
スイッチング素子を閉路することにより逆ブースト・モ
ードにおけるコンバータ回路のある実施態様を作動させ
ることを特徴とする。

望ましい実施態様においては、第１のスイッチング素
子の閉路と略々同時に第２のスイッチング素子が開路さ
れる。第１のスイッチンが開閉路される周波数は、出力
電圧の調整を行うため変更される。

一般に、別の特質においては、第１のスイッチング素
子が閉路された後ある選定された期間第２のスイッチン
グ素子を閉路状態に保持することにより、コンバータ回
路が順ブースト・モードで作動させられる。

望ましい実施態様においては、第２のスイッチング素
子は、コンデンサ両端の電圧が略々ゼロである時閉路さ
れる。コンバータの出力電圧の置に対する電圧ソースの
値の比率がパワー変圧器の二次側巻線における巻き数に
対するパワー変圧器の一次側巻線の比率より大きい時、
第１のスイッチが開閉路される周波数は、出力電圧の調
整を行うように変更される。第２のスイッチング素子が
閉路状態に止まる期間は、電圧ソースの相対値の如何に
拘わらずコンバータ回路の出力電圧を正常に維持するよ
うに制御される。

一般に、別の特質においては、本発明は、コンバータ
回路（パワー変圧器の二次側巻線に対するパワー変圧器
の一次側巻線における巻き数の比率が、コンバータの出
力電圧の値に対する電圧ソースの最大値の比率よりも大
きい）を制御して、第１のスイッチング素子が閉路され
た後あらかじめ選定された期間第２のスイッチング素子
が閉路状態に保持される順方向ブースト・モードで作動
させることを特徴とする。望ましい実施態様において
は、コンデンサ両端の電圧が略々ゼロである時、第２の
スイッチング素子が閉路される。第１のスイッチング素
子の開閉動作は、一定の周波数で生じる。第２のスイッ
チング素子が閉路状態に止まる期間は、コンバータ回路
の出力電圧を正常に維持するように制御される。

望ましい実施態様は、下記の特徴を含む。ある実施態
様においては、電圧ソースはおそらくは変動する電圧レ
ベルを有し、第１の一方向導電素子に流れる電流レベル
が第２のインダクタにおける負荷の方向に流れる電流レ
ベルと等しくなるように上昇する時、この電圧レベルが
予め定めた値より低く降下しない限り、この第２のスイ
ッチング素子は開路され、またさもなければ、コンバー
タ回路の出力電圧を正常に各するため比較的長い期間閉
路状態に止まるように制御される。ある実施態様におい
ては、第１のスイッチング素子の開閉路は、予め定めた
周波数帯域内の周波数において生じることが許される。

本発明の諸利点の内、順ブースト・モードは、コンバ
ータの入出力電圧の相対値の如何に拘わらず、コンバー
タの作動サイクル毎に伝送されるエネルギ量を選択的に
増加させる機構を提供する。従来技術のコンバータの
「ドロップアウト電圧」特性を排除する機構を提供する
ことの他に、順ブースト・モードは、出力電力が変化す
る時出力電圧を正常に維持するが、一定の比較的高い周
波数であるいは比較的高い周波数の狭い帯域内で作動す
るコンバータを実現することを可能にする。

逆ブースト・モードは、従来技術のコンバータにおけ
る「遮断モード」の原因を排除する。もし第２のスイッ
チング素子が、第１のスイッチング素子が閉路されると
略々同時に開路されるならば、コンバータを比較的高い
周波数の比較的狭い範囲内で作動させながら、電力出力
が減少するに伴い作動サイクル毎の順方向のエネルギ伝
送が減少され出力電圧が調整できる。逆ブースト・モー
ドはまた、第２のインダクタにおける多数の補助巻線が
使用され、その各々が種々の出力における負荷が独立的
に変動する時正常に維持される別の実施態様を可能にす
る。この補助巻線により生成される電圧は、主巻線にお
ける巻き数に対する特定の補助巻線における巻き数の比
率により主出力電圧と関連することになる。電流が第２
のインダクタにおいて逆に流れることが許される故に、
種々の補助負荷に送られるエネルギは、補助的な一方向
導電素子が導通を開始する時第２のインダクタに蓄えら
れた磁気エネルギに制限されず、主出力負荷の一部を形
成するエネルギ蓄積素子（即ち、フィルタ・コンデン
サ）をソースとすることもできる。

第２のスイッチング素子の順および逆の両ブースト・
モードにおける開閉路は、その両端の電圧が略々ゼロで
ある時に起生し、また第２のスイッチング素子の両端の
コンデサの存在がその両端の電圧における瞬時の変化が
生じることを阻止するため、第２のスイッチング素子に
おけるスイッチング損失が回避され、また順および逆方
向のブーストが基礎となるゼロ電流スイッチング変換プ
ロセスの実質的に損失のない特性と一致している。

要約すれば、下記の提供により、強化されたゼロ電流
スイッチング・トポロジーが、「理想的な」電力変換ト
ポロジーに更に近付くものである。即ち、 電力出力が変動し、一定の比較的高い周波数におけ
る、あるいは比較的高い周波数の狭い帯域内で作動する
間、出力電圧の調整を維持する手段、 第２のインダクタにおいて逆となる電流の効果を制御
し、これにより「不連続モード」を排除し、また他の望
ましい性能の目標と一致する値への第２のインダクタの
値における減少を許す手段、 種々の出力における負荷が独立的に変動する時、各々
が正常に維持する調整された出力の大きさを容易に生じ
る手段 電力出力が変動する間出力電圧の調整を維持するため
必要な入力電圧の値を減少させる手段、 第２のインダクタのインダクタンスおよび物理的大き
さの双方における減少を許容する同時に、最大作動周波
数を増加することなく電力出力を増加させることにより
電力密度を更に改善する手段、 以上による基礎となるゼロ電流スイッチング順方向コ
ンバータによる利益。

他の利点および特徴については、以降の望ましい実施
態様の記述から明らかになるであろう。

最初に、図面について簡単に説明する。

（実施例） 第1A図は、米国特許第4,415,959号に記載された種類
のゼロ電流スイッチング電力コンバータ（以下本文にお
いては、「従来技術のコンバータ」と呼ぶ）の一実施例
の概略図である。第1B図は、入力ソース12、漏れリアク
タンス変圧器14および第１のスイッチ26が、その電圧値
Vegが変圧器14および第１のスイッチ26の二次対一次巻
線比で乗じた入力ソース12の値Vinである変成された入
力ソース112である、漏れリアクタンス変圧器14の有効
二次漏れインダクタンスを表わす値L2eの有効インダク
タンス114からなるモデルにより置換される従来技術の
コンバータの概略図である。

第1B図の従来技術のコンバータ110においては、電力
は電圧Vegの変成された入力ソース112からその電圧が値
Voutとなるよう調整される負荷（図示せず）へ伝送され
る。電力の保存は、下式を必要とする。即ち、 Pin＝Pout＋熱損失 従って、Pin＞Pout 即ち、 Veq＊I1≧Vout＊Iout （１） 但し、I1およびIoutは、それぞれ第１の一方向導電素
子16および第２のインダクタ24に流れる平均電流であ
る。Ioutは、２つの電流I1およびI2の和、即ち合成であ
る。

Iout＝I1＋I2 （２） 第２の一方向導電素子18の存在は、I2の平均値を正の
値に拘束し、この値が第２の一方向導電素子18の導通方
向に流れる。I1およびI2の双方が正に拘束されるため、
式（２）は下式を必要とする。即ち、 Iout/I1≧１ （３） このため、式１から、 Veq≧Vout＊Iout/I1 従って、 Veq≧Vout 換言すれば、平均電流I2を正の値のみに制約すること
により、第２の一方向導電素子18の挙動は、従来技術の
コンバータを「バック（buck）モード」（即ち、Veq＞V
out）でのみ作動するように制約する。

エネルギ伝送の観点からは、従来技術のコンバータの
第２の一方向導電素子18の挙動はまた、作動周波数に対
する出力電力の依存度の根源でもある。１つのサイクル
の開始と同時に、第１のスイッチング素子26の閉路が有
効インダクタンス114の両端の変成された入力ソース電
圧Veqを印加し、その瞬時初期電流I1はゼロである。第
２の一方向導電素子18における電流（即ち、有効インダ
クタンス114における瞬時電流と第２のインダクタ24に
おける瞬時電流間の差）がゼロとなるまで、電流I1の正
のランプが有効インダクタンス114に流れることにな
り、この時第２の一方向導電素子18が導通状態をやめ
る。一旦第２の一方向導電素子18が導通状態でなくなる
と、有効インダクタンス114を介して変成された入力ソ
ースからコンデンサ20および負荷へのエネルギ伝送が開
始する。当業者に周知の手順を用いれば、このエネルギ
伝送サイクル中に、コンデンサ20の両端の電圧が下式と
なることを示すことができる。即ち、 また、有効インダクタンス114における電流は、 但し、Ipは電流I1の瞬時値であり、これは第２の一方
向導電素子18が導通状態でなくなる瞬間に、コンデンサ
20に対する正の方向に有効インダクタンス114の値L2eに
続いて生じ、Ioは電流Ioutの瞬間値で、これは第２の一
方向導電素子18が導通状態をやめる瞬間に、負荷に対す
る正の方向に第２のインダクタンス24の値Ｌに続いて生
じ、Lsは有効インダクタンス114および第２のインダク
タンス24のインダクタンス値の和である。即ち、 Ls＝L2e＋Ｌ Lpは有効インダクタンス114および第２のインダクタ2
4のインダクタンス値の「並行した」値である。

即ち、 Lp＝L2e＊L/（L2e＋Ｌ） また、T1はコンデンサ20およびインダクタンスの「並
行」値Lpの合成の結果生じる有効LC回路の周期である。
即ち、 半周期T1/2は、エネルギ伝送サイクルにおける電流の
立ち上がりおよび立ち下がりに対する特性タイム・スケ
ールを規定する。即ち、 従来技術のコンバータの場合、第２の一方向導電素子
18は、値I1およびIoutが等しい時導電状態をやめる。こ
のため、IpおよびIoの値もまた等しくなり、式４および
4aは下記に約される。即ち、 従来技術のコンバータの場合、制御された周期的な順
方向のエネルギの流れは、コンデンサ20の両端の電流沈
下負荷の存在に依存する。これは、第２のインダクタ24
値Ｌが有効インダクタンス114の値と比較して非常に大
きいことを要求する。L2eに対するＬの比率が無限大に
近付く近似法を用いて、式５および5aは更に下式に約す
ことができる。即ち、 但し、特性タイム・スケール である。

両式５および６は、コンデンサにおけるピーク電圧が
変成入力ソース電圧Veqの値にのみ依存していること、
および値Ioには依存しないことを示す。サイクル当たり
のエネルギ伝送Ｅは第１順位で１サイクルの間コンデン
サに対して送られるピーク・エネルギに依存するため、 変化する出力電圧はコンバータの作動周波数を変化さ
せることを要求する。

従来技術のコンバータの別の特性は、負荷からコンデ
ンサ20に対する逆方向のエネルギ伝送の効果を制御する
ための機構は含まないことである。第２の一方向導電素
子18は、コンデンサ電圧がゼロでありかつ正の電流Iout
が第２のインダクタ24に流れる時、第２のインダクタ24
に蓄えられたエネルギがコンバータの作動サイクルの最
後の位相においてコンデンサに対して送られることを阻
止する。換言すれば、第２の一方向導電素子18は、第２
のインダクタ24が負荷に対してエネルギを伝送する限
り、コンデンサ20に対するエネルギ伝送を阻止する。し
かし、ある負荷の値以下では、第２のインダクタにおけ
る電流の逆流は阻止し得ない。一旦コンデンサ20の両端
の電圧がエネルギ伝送サイクルの終りにゼロになると、
第２のインダクタ24の両端の逆電圧は負荷電圧と等しく
なり、第２のインダクタ24における電流は負荷とは独立
的に固定された比率で減衰することになる。

dIout/dt＝−Vout/L （８） 有限値Ｌに対してPoutが降下すると共に作動周波数も
降下するため、第２のインダクタ24における逆電流が阻
止できないPoutのある値が存在する。一旦この状態が生
じると、負荷から（即ち、フィルタ・コンデンサの如き
負荷におけるエネルギ蓄積素子から）コンデンサ20に対
して逆流するエネルギは、周期的な順方向のエネルギ伝
送い非同期的に干渉し、増加したコンバータ出力ノイズ
としてそれ自体を呈する。第２のインダクタンスの比較
的大きな値はこの「不連続的モード」の更に低い負荷値
への発生を制限するが、あまりにも大きな値に対しては
他の考え方（即ち、電力密度、効率および密なループ帯
域幅）が妥当しよう。

第2Aにおいては、本発明によるゼロ電流スイッチング
電力コンバータ50の望ましい実施態様が下記のように従
来技術のコンバータ10から修正される。即ち、 Voutは、例えVinがVoutより小さな値まで（即ち、12
の平均値がVoutを支持するため負にならなければならな
いレベルまで）減少しても調整可能であり、 各サイクルの間伝送される順方向のエネルギ量Ｅを変
更でき、これによりコンバータの作動周波数を変化させ
ることなくPoutを制御することを可能にし、 負荷からコンデンサへの逆方向のエネルギ伝送とソー
スからコンデンサへの順方向のエネルギ伝送の双方が同
時に制御でき、これにより作動の「不連続的」モード排
除し、かつコンバータが比較的狭い範囲の高周波数にわ
たり作動する間Poutが変化しても、出力電圧が調整でき
る作動モードを許容する。

コンバータ50においては、両方向の通電が可能な第２
のスイッチ28が第1A図の第２の一方向導電素子18を置換
する。従来技術のコンバータにおけるように、電圧ソー
ス12が第１のスイッチ26を介して漏れリアクタンス変圧
器14の一次側巻線と結合されている。第１のスイッチ26
は、制御回路22によりオンおよびオフを繰返す。第２の
スイッチ28は、コントローラ32によりオンおよびオフを
繰返す。制御回路22およびコントローラ32は、単一のコ
ントローラの一部でよい。第１の一方向導電素子16およ
びコンデンサ20は、漏れリアクタンス変圧器14の二次側
巻線と直列に接続されている。第２のスイッチ28は、コ
ンデンサ20の両端に接続される。第２のインダクタンス
24は、コンデンサ20と負荷間に直列に接続される。

第2B図は、漏れリアクタンス変圧器の顕著な特性およ
び効果が第１の有効漏れインダクタンス114および値Veq
＝Vin＊（N2/N1）の変成された入力ソースに盛り込まれ
たコンバータ150のモデルを示し、但し、N2およびN1
は、それぞれ漏れリアクタンス変圧器14の二次側および
一次側巻線における巻き数である。

第3A乃至第3D図は、順ブースト・モードと呼ばれるモ
ードで作動するコンバータ150の波形を示している。時
点t0において、第２のスイッチ28が既に閉路した状態で
あり、かつ正の電流Ioutが第２のインダクタ24において
負荷の方向に流れ、等しい値の正の電流が第２のスイッ
チング素子28に流れると、第１のスイッチ26は制御回路
22により閉路され、コンバータの作動サイクルを開始す
る。第１のスイッチ26の閉路と同時に、変成された入力
ソース112は、正の線形に増加する電流I1生じて有効漏
れインダクタンス114における流れを開始する。第２の
スイッチが閉路されるため、電流I1は第１の一方向導電
素子16および第２のスイッチ28に流れて変成された入力
ソースへ戻り、これにより有効漏れインダクタンス114
にエネルギを蓄える。従来技術のコンバータ10、110に
おいては、コンバータ作動サイクルの最初の位相は、電
流I1の瞬時値が電流Ioutの瞬時値と等しくなる時終り、
この時第２の一方向導電素子18（第1B図）が通電を止
め、コンデンサ20および負荷に対するエネルギ伝送が開
始する。しかし、第2B図において、電流Ioutの瞬時値を
越えて増加させるに充分な長さだけコントローラ32が第
２のスイッチ28を閉路状態に保持するならば（即ち、式
4aにおいて、t1における電流I1の値Ipがt2における電流
Ioutの瞬時値より大きければ）、従来技術のコンバータ
の有効インダクタンス114に蓄えられるよりも多くのエ
ネルギが第2B図のコンバータにおける有効インダクタン
ス114に蓄えられることになる。第１のスイッチ26が閉
路した後第２のスイッチ28が閉路状態に保持されている
期間を変更することにより、本発明によるコンバータに
おける有効インダクタンスに蓄えられるエネルギ量の値
を連続的な範囲内で変化させることができる。換言すれ
ば、第2A図及び第2B図に示す電流12を負の方向に流すこ
とにより、第２のスイッチ28が電流Ioutの平均値より大
きな値に平均電流I1を増加させるための機構を提供す
る。式１および２によれば、このことは、電力が変動す
る時、調整される出力電圧Voutより小さな変成された入
力ソース112の値Veqに対して出力電圧を正常に維持する
ことを許容する。このように、順ブースト・モードは、
従来技術のコンバータの「ドロップアウト電圧」限界を
克服するための機構を提供する。

再び第3A図乃至第3D図において、時点t1に第２のスイ
ッチ28がコントローラ32により開路され、コンバータの
作動サイクルのエネルギ伝送位相が開始する。再び、式
４は、第２のスイッチが開路する時I1およびIoutの瞬時
値に対応するIpおよびIoに対する値を用いて、この位相
におけるコンデンサ電圧の挙動を記述する。エネルギ伝
送の開始時のI1およびIoutの等しいことがピーク・コン
デンサの電圧をVeqのみに依存させた（式５および６）
従来技術のコンバータとは対照的に、第2B図のコンバー
タにおけるコンデンサのピーク電圧（第3D図の時点t2に
おけるVc1）もまた、第２のスイッチ28が開路される時
電流I1およびIoutにおける差に依存することになる。こ
のように、回路素子の他の等しい値の場合は、第2B図の
コンバータはその順方向のエネルギ伝送を第1B図の従来
技術のコンバータ荷より伝送できる値より大きな値に
「ブースト」することができ、また期間t0からt1を調整
することによりエネルギ値の連続範囲内で順方向ブース
トの程度を更に調整することができる。従って、コンデ
ンサ電圧Vcのブーストされたピーク値Vc1および第3C図
および第3D図における電流I1のブーストされたピーク値
Iaは、他の全ての回路素子は等しい従来技術のコンバー
タにおいてまま見出される対応するピーク値より大きく
なる。

再び第3A図乃至第3D図において、順方向のエネルギ伝
送位相の後には、コンデンサ20に蓄えられたエネルギが
第２のインダクタ24の仲介により負荷へ送られる期間が
続く。時点t3においては、電流I1がゼロに戻り、第１の
スイッチ26がオフにされる。時点t3乃至時点t4では、コ
ンデンサ20の電圧は、その蓄えられたエネルギが正の電
流Ioutにより負荷に対して送られる時ゼロに減衰する。
コンデンサ20の電圧がゼロに戻る時点t4においては、第
２のスイッチ28が閉路され、第２のインダクタ24におけ
る正の電流がコンデンサ20を逆充電することを阻止す
る。

時点t5に始まる別の作動サイクルもまた第3A図乃至第
3D図に示される。しかし、このサイクルにおいては、第
１のスイッチ26および第２のスイッチ28の両方が閉路さ
れる期間t5乃至t6は第１のサイクルの相当期間t0乃至t1
よりも長くなる。順方向ブーストの増加した量の効果
は、第２のスイッチ28が開路される時有効インダクタン
ス114に流れる電流I1の比較的大きな値Ib、および時点t
7におけるコンデンサ20の電圧Vcの対応的に大きなピー
ク値Vc2によって証明される。

実際問題として、典型的な市販の単一スイッチング阻
止は、コンバータが作動する高い作動周波数において
は、第２図の両方向の第２のスイッチ28の機能を効率的
に行うことができない。本発明の別の実施態様は、第４
図の回路構成により第２図の第２のスイッチ28を実現す
る。この回路は、一方向スイッチ52の両端に接続された
一方向導電素子50からなり、これら２つの素子の選好さ
れる通電方向が（この２つの素子に接する矢印で示され
る如く）反対方向になるようにする。一方向スイッチ52
は、バイポーラあるいはMOSFETトランジスタでよい。こ
の回路を用いることで、順方向ブーストの全ての利点を
妥協することなく獲得することができる。作動サイクル
の初めの位相の間、一方向スイッチ52がオンである時、
第２の一方向導電素子50は、電流がゼロになるまで正の
電流I2を流し、この時一方向スイッチ52は負の電流の通
電を平滑に引き継ぐ。一方向スイッチ52が負になる電流
I2より前に開路されると、第２の一方向導電素子50の存
在が作動を従来技術のコンバータの作動に戻すことにな
る。

先に示したように、電流I2の負の流れを支持するため
の機構を提供することにより、変成された入力ソース12
の相対値および調整された出力電圧Voutの如何に拘わら
ず、コンバータの作動サイクル中伝送される順方向のエ
ネルギ量を選択的に調整するように本発明のトポロジー
を用いることができる。（制御回路22の一部でよい）適
当なコントローラ32および回路素子の対応する適当な値
を用いることにより、この機構を活用する多くの可能な
コンバータ作動モードを実現することができる。

例えば、本発明は、厳しい入力ソースの「電力低下
（brownout）」の過渡的期間中に専ら少ない入力作動電
圧能力を提供するため使用することができる。このよう
な実現に際しては、第４図の第２のスイッチ28が第２図
のトポロジーに組み込まれるが、コンバータの入力電圧
がある予め定めたレベルVminより降下するまで、一方向
スイッチ52はそのオフ状態に維持される。このような構
成において、Vminより高い入力電圧（例えば、200乃至4
00VDC）の場合、コンバータは従来技術のコンバータの
如く作動し、従来技術のトポロジーの全ての利点を提供
することになる。しかし、電圧がVminよりも降下するな
らば、順方向ブースト・モードが表明され、従来技術の
トポロジーにより支持され得るよりも低い（例えば、10
0VDC以上）入力電圧値まで出力電圧調整がいじされるこ
とになる。

別の構成においては、第2A図の漏れリアクタンス変圧
器14の巻き数比は、入力ソース12の最大指定値に対し
て、変成された入力ソース112の電圧値が常に調整され
る出力電圧Voutの所要値より小さくなることを保証する
ように設定することも可能である。主スイッチの投入過
渡状態は、制御回路22により一定周波数で生じるように
制御されることになる。当業者には周知の手順により、
コントローラ32は、調整された出力の所要値Voutからの
実際のコンバータ出力電圧の偏りに応答して、第１のス
イッチ26の閉路と第２のスイッチ28の開路間の時間を選
択的に調整するコントローラ32が構成され、これにより
出力電圧が変動する時出力電圧を正常に維持する手段と
して表明される順方向ブースト量を調整する。このよう
な構成においては、順方向ブーストのある制御度が常に
表明され、コンバータが一定周波数で作動する間負荷が
変動する際に、出力電圧は正常に維持される。第２のイ
ンダクタ24の値Ｌはこのモードにおいて作動するコンバ
ータで実質的に減少し得、物理的な寸法および損失の双
方において対応する減少をもたらすことに注意すべきで
ある。従来技術のコンバータが小さな負荷における「不
連続」モードの開始を遅らせる（即ち、低い作動周波数
において第２のインダクタ24に流れる正の電流を維持す
る）にはＬの大きな値を必要としたが、このモードにお
ける高い一定の作動周波数は第２のインダクタ24が、コ
ンバータの順方向のエネルギ伝送サイクル間に負荷に対
するエネルギ伝送を支持しなければならない期間を減少
させ、また第２のインダクタ24に蓄えられることを必要
とするエネルギ量が減少する。

本発明の利益をある有利な方法で利用し得る他の多く
のコントローラ構成が可能である。例えば、一定の周波
数作動を提供する代わりに、別の制御方式は作動を狭い
周波数帯域に限定することもできる。あるいはまた、順
方向ブーストは専ら、過渡的あるいは連続的に比較的大
きな出力電力値を送ることにより電力密度における改善
をもたらすことを可能にするために使用することもでき
る。

順方向ブースト・モードにおける作動に有効な本発明
の別の実施態様が第５図に開示される。同図において
は、一方向スイッチ60が漏れリアクタンス変圧器の二次
側巻線の両端に直接接続され、第２の一方向導電素子62
がコンデンサ20の両端に接続される。実際のコンバータ
構成においては、このトポロジーは第２図のトポロジー
よりも僅かに小さな損失を呈するが、これは一方向スイ
ッチ60が電流を通すサイクルの順方向ブースト位相の
間、第１の一方向導電素子16が電流を通さないためであ
る。

第6A図乃至第6E図は、逆ブースト・モードと呼ばれる
モードにおいて（比較的低い値Poutで）作動する第２の
コンバータ150の波形を示している。この作動モードに
おいては、第２の誘導子24の電流Ioutは、以後のサイク
ルの初めにおいてIoutが負の方向（即ち、負荷から第２
のスイッチング素子28への方向）で流れるように、作動
サイクルの間反転することを許容される。第６図の時点
t0の直前においては、第１のスイッチ26が開路され、第
２のスイッチ28が閉路されている。負の電流Ioutは負荷
から（即ち、フィルタ・コンデンサの如き負荷の一部を
なすエネルギ蓄積素子から）第２のスイッチング素子28
に向かって流れ、またコンデンサ20の回りをバイパスさ
れて第２のスイッチング素子28を介して負荷へ戻され
る。時点t0の直前のIoutの値は第6D図に示されるように
−Ixである。コンデンサ20の電圧は、閉路状態の第２の
スイッチング素子28によりゼロである。このような条件
下では、もし第２のスイッチング素子28が開路されると
同時に第１のスイッチ26が閉路されるならば、逆方向ブ
ースト・サイクルが開始される。第6A図および第6B図に
おいては、時点t0と同時に生じて第6C図に示されるよう
に変成された入力ソース112からコンデンサ20へのエネ
ルギ伝送の即時の開始を結果として生じるスイッチの作
動サイクルが示される。順方向のエネルギ伝送位相にお
けるコンデンサ電圧は式４により与えられ、電流Ipの初
期値はゼロに等しく電流Ioの初期値は−Ixに等しい。従
って、 当業者に周知の手順を用いて、順方向のエネルギ伝送
位相中有効インダクタンス114に流れる電流は下記のよ
うに示すことができる。即ち、 式10を調べると、I1（ｔ）のピーク値およびI1（ｔ）
が正である期間（即ち、期間t0乃至t1）の双方が時点t0
に流れる負の電流Ioutの値Ixに強く依存することが判
る。このことは、第２のスイッチ28の作動後負の電流Ix
がコンデンサ20を正に充電し初めるためであるから、予
期すべきことである。負の電流Ixに応答するコンデンサ
20における正の電圧形成は、エネルギ伝送位相において
有効インダクタンス114の両端の電圧を減少させるよう
働き、これにより電流に対するバリアとして作用して順
方向のエネルギ伝送を減少する。ｔに対する第１順位に
依存する項を無視すれば、式10は下記の如くに書き直す
ことができる。即ち、 但し、 また Ir＝Ix＊（L/Ls） （13） Ifは順方向電流I1（ｔ）のピーク値であり、この値に
は第２の誘導子24における初期電流Ixがサイクルの開始
時にゼロであったならば達する。式10および12に示され
るように、Ifは、固定された回路素子の値および入出力
電圧にのみ依存し、かつ負荷には存在しない。また式5a
に戻り、もしエネルギ伝送サイクルが有効インダクタン
ス114におけるゼロに等しい電流の初期値Ioで開始する
ならば、Ifは従来技術のコンバータ110の有効インダク
タンス114に流れるピーク電流の値と同じである。式11
におけるIrは、時点t0における第２の誘導子24の逆電流
Ixの負荷に依存しない負の値の効果を勘案するものであ
る。

第７図は、比率Ir/Ifの異なる値に対する式11の順方
向電流I1（ｔ）の波形を示している。式5aおよび11によ
れば、Ir/If＝０に対する波形は、もし回路素子の値が
等しく、出力電流Ioutの瞬時値が共にゼロであった時エ
ネルギ伝送サイクルが開始したならば、従来技術のコン
バータと本発明によるコンバータの双方に対して同じで
ある。比率Ir/Ifを増加させる（即ち、Ixを増加させ
る）効果は、順方向電流I1（ｔ）のピーク値と持続時間
の双方における急激な減少となるように示される。正の
電流が流れる期間についての式11を積分すると、サイク
ル当たり伝送された電荷量Ｑに対する値を結果としても
たらす。第８図は、逆ブースト・モードで作動する本発
明によるコンバータにおける作動サイクル当たり伝送さ
れる順方向の電荷に対する逆電流Ixの効果を示してい
る。

第７図および第８図は、第２の誘導子24における初期
の逆電流がサイクル当たりの順方向のエネルギ伝送に対
する効果を示す。負荷からコンデンサ20に対するエネル
ギの逆方向のブーストを与えることにより、第２の誘導
子24における初期の逆電流の効果は、作動サイクル中に
伝送される順方向のエネルギの減少である。Ixが負荷電
流Ioutの平均値が降下するに伴い更に負になるため、サ
イクル当たり伝送される電荷量もまた低下する。その結
果は、与えられた負荷値に対し、また値が等しい他の全
ての回路素子に対して、逆ブースト・モードで作動する
コンバータが従来技術のコンバータよりも高い周波数で
作動しなければならないことである。

第６図においては、時点t1において第2B図の有効イン
ダクタンス114における電流がゼロに戻り、第１のスイ
ッチがオフにされる。次に両方向のエネルギ伝送サイク
ルが期間t1乃至t4の間に生じて、コンデンサ20の電圧と
第２の誘導子24の電流の双方が、コンデンサ20のキャパ
シタンスＣおよび第２の誘電子24のインダクタンスＬに
より定義される特性的なタイム・スケール に従って増減する。時点t1およびt2間では、Ioutが負の
状態のままであり、エネルギは負荷からコンデンサ20に
向けて伝送され続け、コンデンサ20の電圧はIoutがゼロ
を通過する時ピーク値となる。時点t2およびt4の間で
は、コンデンサ20からのエネルギは負荷へ戻され、Iout
はコンデンサ20の電圧が負荷の電圧Voutに等しくなる時
点t3においてピークとなる。時点t4においては、コンデ
ンサ電圧はゼロに戻り、第２のスイッチ28は閉路され、
エネルギ伝送が第２の誘導子24とコンデンサ20の間に生
じることを阻止する。時点t4から次のサイクルの開始ま
で、電流Ioutは式８に従って線形的に下方へランプする
ことになる。

逆ブースト・モードで作動する時、本発明によるコン
バータは、「不連続」モードの望ましくない効果を生じ
ることなく無負荷まで作動することができる。伝送され
る順方向のエネルギ量に対する制御を表明する同時に第
２の誘導子24における逆方向電流を許容することによ
り、負荷が減少する時コンバータが作動する周波数の相
対的な周波数範囲を減少すると同時に、逆方向ブースト
が不連続モードの根源を排除する。明らかに、第２の誘
導子24のインダクタンス値の減少は逆方向ブーストによ
って可能なだけでなく、これは電流の反転が小さな負荷
において生じることを保証するため必要とされる。

従来技術のコンバータ10を逆ブースト・モードで作動
する本発明によるコンバータ50と比較することは有益で
あろう。両方のコンバータは、同じ漏れリアクタンス変
圧器14およびコンデンサ20を用いて実現され、またこの
両者は５ボルトの調整された出力電圧Voutを維持するよ
うに構成される。性能の比較は、両方のコンバータを6.
5ボルトの変成された入力ソース電圧Veqで作動させて行
われる。二次と呼ばれる等価漏れインダクタンスの値
（第1A図および第1B図におけるL2e）が各コンバータに
おいて37ナノヘンリーであり、コンデンサ20は0.44マイ
クロファラッドの値を有する標準的な低損失のポリプロ
ピレン素子である。両コンバータは、第１の一方向導電
素子16として標準的なショットキー電力ダイオードを使
用する。本発明によるコンバータにおける第２のスイッ
チング素子28は、第４図のトポロジーを用いて実現され
る。約30ミリオームのオン抵抗をもつMOSFETトランジス
タをスイッチ52として使用し、ショットキー・ダイオー
ドは一方向導電素子50として使用する。従来技術のコン
バータ10においては、第２の誘導子24の値Ｌは10マイク
ロヘンリーであるが、本発明によるコンバータ50におい
ては、インダクタンス値は３マイクロヘンリーまで減少
される。

従来技術のコンバータにおいては、第２の誘導子24の
電流反転は、平均出力負荷電流が約１アンペアの値まで
減少される時、約140KHzの作動周波数で現れ始める。こ
れは、エネルギ伝送間隔の終りに続いて、電流Ioutの値
が特性的なタイム・スケール に従って増減することになるため予測し得る。もしエネ
ルギ伝送間隔の終りと次の作動サイクルの初めとの間の
期間が特性的なタイム・スケールTout/2を越えるなら
ば、次の作動サイクルの開始時の第２の誘導子における
電流は、前のエネルギ伝送間隔の終りのその値より小さ
くなる。小さな負荷においてはエネルギ伝送間隔の終り
に第２の誘導子24に流れる電流の瞬時値Ioutが小さいた
め、電流の反対はエネルギ伝送間隔の期間（本例では、
0.4マイクロ秒）と特性的なタイム・スケールTout/2
（本例では、6.6マイクロ秒）の和に等しいコンバータ
作動期間に起生することが予測できる。この場合、電流
の反転が生じる予測されるコンバータの作動期間は７マ
イクロ秒であり、142.8KHzの作動周波数と対応する。コ
ンデンサ20周囲で逆方向電流をバイパスするための機構
を欠くため、エネルギはコンデンサ20へ送られ、その結
果次のエネルギ伝送サイクルの開始時にコンデンサの両
端に正の電圧が現れることになる。１つのサイクルの開
始時におけるコンデンサ20の両端の正の電圧の存在は、
サイクル間に伝送される順方向のエネルギを減少させよ
うとする傾向がある。サイクル毎に伝送されるエネルギ
は、サイクル・ベースで、コンデンサ20における初期電
圧に依存し、これはそれ自体サイクル単位で変化する。
その結果は、コントローラが一定の順方向の電流を維持
しようとするため、コンバータの作動周波数の変動を生
じることである。負荷が更に減少するに伴い、コンバー
タの作動期間は増加し、第２の誘導子24とコンデンサ20
間の両方向のエネルギ伝送が各作動サイクル間に起生す
る。周期的な作動モードを結果として生じることの他、
この「不連続モード」の比較的低い周波数共振特性が増
加した出力ノイズの形態で出力に現れる。

本発明によるコンバータにおいては、第２のスイッチ
ング素子28が第２の誘導子24とコンデンサ20間の逆方向
のエネルギ伝送を阻止するため、この不連続モードは排
除される。前に定義した素子の値については、１アンペ
アの平均出力電流における作動が、約161KHzの安定した
コンバータ作動周波数において起生する。これは、第２
の誘導子24の値が減少する故に同じ負荷で作動する従来
技術のコンバータの作動周波数よりも高く、かつ第２の
誘導子における電流（約1.8アンペアの値Ixにおける）
がこの負荷の値における本発明によるコンバータにおい
て生じて、サイクル毎に伝送される順方向のエネルギの
減少を結果として生じる。約65KHzのコンバータ作動周
波数においては負荷の作動は生じず、この周波数では順
方向の電流が第２のスイッチ28および他の出力回路要素
における損失を補償するのみである。このような作動周
波数においては、値Ixは約９アンペアであり、順方向の
エネルギ伝送間隔の期間は約0.32マイクロ秒まで減少し
た。

逆方向ブーストは、その最も簡単な形態においては、
第2A図の本発明によるコンバータ50における第２のスイ
ッチ28として第４図の回路を使用することにより実現さ
れる。第２の誘導子24の値は、従来技術のコンバータに
比して減少されよう。コントローラ32は、第１のスイッ
チ26が閉路されたと略々同時に、一方向スイッチ52（第
４図）を開路し、コンデンサ20の電圧がゼロに戻る時一
方向スイッチ52を閉路する。従来技術のコンバータの可
変周波数制御回路は、第１のスイッチに対する制御回路
22として使用される。比較的高い負荷においては、作動
周波数は比較的高く、第２の誘導子24における電流は常
に正の方向に流れる。これらの条件下では、略々第１の
スイッチ26が閉路される時に一方向スイッチ52を開路す
ることはコンバータの挙動に何の影響も生じることがな
く、第４図の第２の一方向導電素子50が従来技術のコン
バータとしての動作を保証する正の電流Ioutを運ぶこと
になる。負荷が減少されると、負荷の値は電流の反転が
第２の誘導子24に起生し始める状態に達する。順方向電
流に対する逆方向ブーストの阻止効果が明らかになり始
め、周波数の減少率は負荷の減少率ほど早く生じること
はない。逆方向ブーストは、コンバータの作動周波数が
安定する自己調整プロセスとなり、一作動サイクルの開
始時の第２の誘導子24における逆方向電流（式10のIx）
は負荷の特定の値において出力電圧を正常に維持するに
充分なものとなる。無負荷時には、逆ブースト作動モー
ドにおける作動周波数に対する下限は、出力回路を形成
する回路素子に存在する小さな損失量に有効に依存する
ことになる。順方向の電流が出力回路の損失の補償にち
ょうど充分となる値Ixに達することになる。

先に述べたように、電流I2の負の流れを支持するため
の機構を提供することにより、コンデンサ20に対する負
荷のエネルギ蓄積素子からの逆方向のエネルギ伝送を調
整すると同時に、コンバータの作動サイクルの間伝送さ
れる順方向のエネルギ量を選択的に調整するため、本発
明のトポロジーを用いることができる。負荷の低い値に
おける「不連続な」作動モードの排除、および負荷が減
少する際コンバータが作動する周波数範囲の減少が、２
つの結果として得られる利益である。適当なコントロー
ラ32（制御回路22の一部でよい）およびこれと対応して
回路素子の適当な値の使用により、本機構を活用する多
くの可能なコンバータの作動モードを実現し得る。この
ように、先に述べた最も簡単な場合では、最小限度のコ
ンバータ作動周波数を上昇しながら、逆方向ブーストは
専ら小さな負荷における不連続モードの排除のため使用
することができよう。他のコントローラの構成は、より
低い負荷における逆方向ブーストおよびより高い負荷値
における順方向ブーストを強調するため本発明のトポロ
ジーを利用することができよう。これは、先に述べた他
の利益を提供しながらコンバータの作動周波数範囲を更
に狭めることができよう。

第２の誘導子24における負の電流の効果を支持（即
ち、負荷からスイッチ28に対する逆方向のエネルギの流
れを支持）し、かつ制御するための機構を提供すること
により、本発明によるコンバータは、種々の出力におけ
る負荷が変動する時各々が正常に維持する多くの独立的
な出力を提供するようにすることができる。第2A図の本
発明のコンバータ50の別の実施態様においては、第２の
誘導子24が第９図に示される回路構成で置換される。同
図においては、第２の誘導子224が多数の補助巻線226を
含むように変更される。各々の補助巻線226は、一方向
導電素子250と直列に接続され、フィルタ・コンデンサ2
61と負荷（負荷電圧VI1、VI2、、、として示される）の
並列の組合わせである一方向導電素子250は、コンデン
サ20の電圧が実質的にゼロとあんり調整された主要出力
電圧Voutが第２の誘導子24の主巻線225の両端に逆に印
加される時に通電するようになっている。補助巻線22
6、Vo1、Vo2、、、により生成される電圧は、特定の補
助巻線226における巻き数N2の主要巻線225における巻き
数N1の比率により、主出力電圧Voutと関連付けられる。
固定された比率における補助出力電圧を主出力電圧に維
持することが、エネルギが補助負荷へ伝送されつつある
期間全体にわたりコンデンサ20の電圧をゼロに維持する
ことに依存すること（即ち、その結果第２の誘導子224
の主巻線225の両端に逆に印加される電圧がVoutに固定
された状態のままとなるように）を知るべきである。も
し第1A図の従来技術のコンバータ10が第９図に従って適
用されたとすれば、種々の補助出力を正常に維持するこ
とは、最小限の負荷が常に主出力側に存在することを必
要としよう。これは、エネルギが補助負荷へ送られつつ
ある全期間にわたり正の電流が第２の誘導子24に流れる
ならば、第２の一方向誘電素子18（第1A図）がコンデン
サ電圧をゼロに維持するに過ぎない故である。換言すれ
ば、従来技術のコンバータにおいては、補助負荷へ送る
ことができるエネルギは、コンデンサ20の電圧がゼロに
戻る時点において第２の誘導子224に蓄えられるエネル
ギに限定される。従って、第９図に用いられる従来技術
のコンバータにおいては、最大負荷の条件下で種々の補
助出力に対してエネルギを供給するため充分なエネルギ
が常に第２の誘導子224で使用できることを保証するた
めに最小限の負荷が主出力において維持されなければな
らない。第９図で用いられる本発明によるコンバータに
おいては、この最小限の負荷条件は存在しない。コンデ
ンサ20の電圧がゼロに戻る時、第２の誘導子224の主巻
線225における電流が反転した後でも、第2A図の第２の
スイッチ28の閉路がコンデンサ20の電圧をゼロに維持す
ることを許容する故に、種々の補助負荷へ送られるエネ
ルギは第２の誘導子224に蓄えられた磁気エネルギに限
定されず、主出力負荷（即ち、フィルタ・コンデンサ）
の一部を形成するエネルギ蓄積素子をソースとすること
もできる。このため、本発明は、種々の出力における負
荷が独立的に変動する時、最小限の負荷を主コンバータ
出力に維持することを必要とすることなく、多くの補助
出力電圧を主出力電圧に対して固定された比率で維持す
ることを可能にする。

先の項において述べたように、本発明によるコンバー
タの多くの出力の実施態様は、多くの実際の用途におい
て有効であるが、他において問題となり得る特性を有す
る。（補助巻線226と主巻線225間の完全な結合を仮定し
て）一方向導電素子250が電流を通じる期間中、種々の
補助出力電圧Vo1、Vo2、、、（第９図）が主出力電圧Vo
utに対して固定された比率にあるが、負荷に送られる電
圧VL1、VL2、、、は一方向導電素子250の両端の電圧降
下により値が減少させられることになる。例えば、電圧
VL1は下式に等しい。即ち、 VL1＝Vo1−Vd （14） 式14、15において、N2は補助巻線226における巻き数
であり、N1は主巻線225における巻き数であり、Vdは一
方向導電素子250の両端の電圧降下である。同じ式は、
他の補助出力の各々に対しても妥当しよう。式14および
15を調べるといくつかの問題が明らかになる。即ち、 巻き数N1およびN2は整数値のみであり得るため、また
N1またはN2の非常に大きな値はあり得ないため、Vo1
（および従ってVL1）の許容され得る値の範囲は連続せ
ず、一方向導電素子250における電圧降下の値Vdは素子
毎に変わり、また負荷および温度の変化と共に変化する
ことになる。このため、補助出力が調整できる程度には
限度がある。更にまた、この限度は、VL1の所要値が小
さくなるに従い更に厳しくなるが、これはVdにおける変
化の効果の相対的な寄与度が増大するためであり、 式15は、補助巻線226と主巻線255間の完全な結合を前
提とする。巻線間の非常に密な磁気結合は実際に達成可
能であるが、密な結合は低い漏れインダクタンスの値を
意味する。補助巻線226を介する補助負荷に対するエネ
ルギ伝達が開始する時、電流Ioutに不連続性が生じる
（第９図）。密に結合された巻線および低い漏れインダ
クタンスは、エネルギ伝達が開始する時電流の比較的高
い変化率を結果としてもたらすことになる。これは、一
方向導電素子250とコンデンサ260の双方に対して高いス
トレスを加え、高い放射周波数および導通ノイズを生じ
得る。より緩やかな結合は、比較的低い素子ストレスお
よび電流立ち上がり時間を生じる結果となるが、また比
較的高い漏れインダクタンスおよびVo1の値の変化を生
じる結果ともなる（即ち、式15、14はもはや妥当しな
い）。

上記の諸問題は、低電圧の補助出力が望ましい場合、
比較的高い電力が補助負荷に与えられねばならない場
合、あるいは多くの異なる補助出力電圧VL1、VL2、、、
VLnが必要とされる場合に（同時に、異なる相対的巻き
数比を満たすと共に、一方向導電素子250における電圧
降下を補償しなければならないという問題の故に）、最
も顕著となる。

上記の諸問題を克服するため、少量の有効漏れインダ
クタンスが補助巻線226の全てに存在する（即ち、「緩
やかに結合された第２の誘導子」が構成される）ことを
保証するように、第９図の第２の誘導子24を構成するこ
とができる。補助巻線226の電圧出力Vo1、Vo2、、、が
負荷において要求される調整電圧VL1、VL2、、、の値よ
り大きくなることを保証するように、緩やかに結合され
た第２の誘導子224における補助巻線226の各々の相対的
巻き数比が選択されることになる。

第10図に示されるように、各補助負荷（負荷電圧VL
1、VL2、、、により表わされる）が、二次電圧Vo1、Vo
2、、、各々の平均値を負荷電圧VL1、VL2、、、の所要
値に減じる後置調整器260を介して補助巻線226の１つに
接続されることになる。各後置調整器260は補助巻線226
と負荷間に直列経路に一方向導電素子250を含むが、こ
の一方向導電素子の特定の配置は選定される特定の事後
調整方法に依存することになる。後置調整器の望ましい
実施態様は、実質的に損失のないように調整機能を実施
する磁気増幅器（蓄積コンデンサが後続）となろう。こ
の場合、磁気増幅器に対する最も簡単なトポロジーは、
後置調整器260の負荷側に一方向導電素子250を内蔵し、
リセット可能な誘導子が補助巻線226および一方向導電
素子250と直列に、しかもこれらの間に介挿されてい
る。あるいはまた、比較的低い電力出力を生じるよう
に、放散後置調整器260を用いてその入出力の両側に蓄
積コンデンサを、あるいは蓄積コンデンサをその出力側
のみに置くことにより、事後調整を達成し得る。このよ
うな場合、一方向導電素子は後置調整器260の入力側で
補助巻線226に直接接続されることになる。

先の論議において、従来技術のゼロ電流スイッチング
順方向コンバータに対するトポロジー的強化について述
べた。本発明のトポロジーは、従来技術のトポロジーの
多くの特性的限度を克服する新しいコンバータ作動モー
ド（順方向ブーストおよび逆方向ブースト）を実現する
ための機構を提供する。現在の構成要素技術ならびに現
在の電力システム・アーキテクチャの脈絡内で順方向ブ
ーストおよび逆方向ブーストの双方の相対的利益につい
て考察する価値があろう。

即ち、 逆方向ブーストは、構成における簡素化を広範な利益の
望ましい組合わせ、即ち、小さな負荷における不連続な
作動モードの排除、負荷が変動する時コンバータの作動
の周波数範囲の縮小、如何なる出力においても最小限の
負荷を必要とすることなく多くの出力を生じる能力、お
よび第２の誘導子の大きさの減少と結び付けるものであ
り、 −第1A図の従来技術のコンバータ・トポロジー10の非常
に有効かつ望ましい特徴は、多くの同様なコンバータを
同期させたアレイ状に並列に作動させることができ、こ
の場合全てのコンバータが本質的かつ動的に負荷に対し
て送られる電力の等価部分を共有する（即ち、本願と同
じ譲受人に譲渡され、参考のため本分に引用される1987
年３月３日発行のVinciarelliの米国特許第4,648,020号
「ゼロ電流における電力ブースタ・スイッチング」にお
ける如き）。第2A図の本発明によるコンバータ50からな
る並列アレイにおいては、コンバータ間の電力共有の精
度は、一部は、アレイにおける各コンバータの第２のス
イッチ28の作動の相対的なタイミングに依存することに
なる。これは、アレイ中のコンバータが順方向ブースト
・モードで作動するように構成される時特定の問題とな
ろう。このようなアレイにおいては、正確な電力共有
は、同じ量のブースト時間（即ち、第3A図乃至第3D図に
おける時点t0から時点t1までのタイム・スパン）を呈す
る全てのコンバータに依存する。コンバータ間のブース
ト時間の差は、アレイ中の各コンバータによる各作動サ
イクル間に伝達される順方向のエネルギの差を生じるこ
とになる。更にまた、第２のスイッチ28が開路される時
有効インダクタンス114に流れる電流I1（第2B図および
第3C図）は、このブースト時間に線形的に依存し、かつ
有効インダクタンスに蓄えられるエネルギは、電流の２
乗に比例する故に、１つのアレイ中のどの２つのコンバ
ータにおいて作動サイクル毎に伝送される相対的エネル
ギも、この２つのコンバータにおけるブースト時間の比
率の２乗に第１順位で依存することになる。数十ナノ秒
における実際のスイッチング速度を現在のMOSFETスイッ
チを用い、また典型的には数十ナノ秒から数百ナノ秒の
範囲内のブースト時間では、スイッチ自体はアレイにお
けるその時の共有精度を制限することになる。更にま
た、順方向ブースト・コントローラの応答における精度
品質は達成が困難であり、またこれは更に正確な電力共
有に対して更に妥協を生じよう。現在の構成要素技術の
脈絡内で、並列アレイにおいて作動する順方向ブースト
・コンバータ間の正確な電力共有は、その各々の第２の
スイッチング素子28が同期されることを要求し、これは
可能ではあるが一般に所要の特性ではない。あるいはま
た、正確な順方向ブースト制御特性を呈するように調整
された複雑な回路を構成することはできるが、これもま
たコストならびに再現性の観点からは望ましくない。

各コンバータが逆ブースト・モードで作動するよう構
成される本発明によるコンバータからなるアレイは、上
記の問題を免れない。比較的高い値の負荷において、ア
レイ中の全てのコンバータは従来技術のコンバータとし
て作動し、第２のスイッチ28は送られる順方向のエネル
ギにおける要因とはならず、全てのコンバータは従来技
術の電力共有特性を呈することになろう。負荷が減少し
逆方向ブーストが表明される時、第２のスイッチング素
子28のスイッチング速度の相対的効果は、実質的に重要
ではなくなる。時点t0における電流Ioutの比較的低い変
化率（第6D図）の故に、第１のスイッチ26の時間と第２
のスイッチ28の開路時間との間の数十ナノ秒の差は、逆
方向の電流Ixの値にそれほど影響を及ぼさない。換言す
れば、アレイにおける異なるコンバータの作動サイクル
毎のエネルギ伝達は、コンバータが逆ブースト・モード
で作動するように構成される時は、各々の第２のスイッ
チ28の応答時間における小さな差によってそれほど影響
を受けない。

−順方向ブーストは一定の周波数作動を許容するが、第
2A図の漏れリアクタンス変圧器14の巻き数比が充分に大
きく、入力ソース12の最大の予期値Vinにおいて、編成
されたソース電圧（（N2/N1）＊Vin）が調整される出力
電圧Voutの所要値より小さいままであるように作られる
ことを必要とする。このことは、順方向ブーストが出力
電圧の調整手段として常に働くことを保証する。現在の
磁気構成要素技術の脈絡内で、このことは、高い電力出
力、高い入力電圧および低い出力電圧の組合わせが要求
されるならば問題を生じ得る。例えば、350VDC（220ボ
ルト路線からの整流された高路線電圧の異常ではない）
の入力電圧で作動しなければならない５ボルトの出力コ
ンバータは、70:1を越える変圧器の巻き数比を必要とす
ることになる。これは不可能ではないが、高い電力レベ
ルにおいて低損失で小さなサイズで実現することは難し
い。

最後の分析において、逆方向ブーストは、その簡単さ
および用途の汎用性の故に望ましい作動モードである。
現在の構成要素技術の脈絡内では、順方向ブーストは、
過渡的な電力ブーストが要求される場合、低い入力作動
電圧の条件下で一時的な作動を生じることができる場
合、あるいは低い電力レベルにおける定常周波数動作に
は最も有効である。構成要素技術は進歩し続ける故に、
順方向ブースト・モードのより広い利用性を予期するこ
とができる。

また、本発明のトポロジー50が従来技術のトポロジー
10の多くの特性的な限度を克服するための機構を提供す
るが、これは従来技術のトポロジーの本質的に低い損失
特性を犠牲にすることなく行われることに注意すべきで
ある。スイッチング損失の回避が本発明において保持さ
れ、第２図の第１のスイッチ26はゼロ電流においてオン
／オフ切換えられるが、第２のスイッチング素子28は
「ゼロ電圧スイッチング」モードにおいて作動する（即
ち、このスイッチがオン／オフ動作を繰返す時、その両
端の電圧はゼロであり、その両端におけるコンデンサ20
の存在により即時変化し得ない。）。

他の実施態様は、頭書の特許請求の範囲内に含まれ
る。

【図面の簡単な説明】

第1A図は従来技術のゼロ電流スイッチング順方向コンバ
ータを示す概略図、第1B図は相当回路を示す図、第2A図
は本発明によるゼロ電流スイッチング順方向コンバータ
の望ましい実施態様を示す概略図、第2B図は相当回路を
示す図、第３図は第２図に略図的に示したコンバータ回
路の作動の順ブースト・モードの説明の際役立つ電流お
よび電圧波形を示すグラフ、第４図は第２図のゼロ電流
スイッチング・コンバータの別の実施例の一部を示す
図、第５図は第２図のゼロ電流スイッチング・コンバー
タの別の実施例を示す概略図、第６図は第２図に略図的
に示したコンバータ回路の作動の逆ブースト・モードの
説明において役立つ電流および電圧波形を示すグラフ、
第７図は逆ブースト・モードにおけるコンバータの順方
向電流の波形におけるエネルギ伝送サイクルの開始時の
出力電流の異なる負の値の効果を示すグラフ、第８図は
作動の逆ブースト・モードにコンバータにより伝送され
るエネルギ伝送サイクルの開始時の出力電流の異なる負
の値の効果を示すグラフ、第９図は種々の出力における
負荷が独立的に変化する際全てが正常に維持することが
可能な多くの調整電圧出力を生じる方法を示す第２図の
コンバータ回路の一部の別の実施例の概略図、および第
10図は全てが種々の出力における負荷が独立的に変動す
る時正常に維持することができ、かつ第９図の実施例よ
り更に一般的に応用し得る多くの調整電圧出力を生じる
方法を示す第２図のコンバータ回路の一部の別の実施例
の概略図である。 10……コンバータ、12……入力ソース、14……漏れリア
クタンス変圧器、16……第１の一方向導電素子、18……
第２の一方向導電素子、20……コンデンサ、22……制御
回路、24……第２の誘導子、26……第１のスイッチ、28
……第２のスイッチ、32……コントローラ、50……第２
の一方向導電素子、52……一方向スイッチ、60……一方
向スイッチ、62……第２の一方向導電素子、112……変
成された入力ソース、114……有効インダクタンス、150
……コンバータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−177869（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−500585（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−194570（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−59973（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−44971（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−295870（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−36187（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭56−27075（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (55)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ゼロ電流スイッチング順方向コンバータ回
   路において、 電圧ソースと、 一次側巻線と二次側巻線を有するパワー変圧器とを設
   け、該パワー変圧器は有効な二次漏れインダクタンスL2
   eを持つように構成され、 前記パワー変圧器の一次側巻線の両端に電源を選択的に
   結合するように接続された第１のスイッチング素子と、 前記二次側巻線と直列に接続され、前記第１のスイッチ
   ング素子による通電中導通するように方向付けられた第
   １の一方向導電素子と、 前記二次側巻線および前記第１の一方向導電素子と直列
   に接続されたキャパシタンスＣのコンデンサと、 前記第１のスイッチング素子を選択的に閉開路させて、
   電力を前記電圧ソースから前記変圧器の有効漏れインダ
   クタンスを経て伝達して、特性タイム・スケール を持つエネルギ伝達サイクルの間、前記キャパシタンス
   を充電する手段と、該第１のスイッチング素子に流れる
   電流がゼロとなる時点を検出する手段と、該第１のスイ
   ッチング素子に流れる電流がゼロとなった時点で該第１
   のスイッチング素子を開にする手段とを有するコントロ
   ーラと、 前記変圧器の二次側に接続され、閉路されれば前記コン
   デンサの充電を阻止するように接続された第２のスイッ
   チング素子とを設け、 該コントローラは、前記第２のスイッチング素子を開閉
   路して、前記エネルギ伝達サイクルの間伝達されるエネ
   ルギ量を選択的に制御する第２の制御手段を含むことを
   特徴とするコンバータ回路。
2. 【請求項２】前記第２のスイッチング素子が前記コンデ
   ンサと並列に接続されることを特徴とする請求項１に記
   載のコンバータ回路。
3. 【請求項３】更に負荷に対して給電するようになってお
   り、かつ更に前記コンデンサと負荷間に直列に接続され
   て該負荷に電流を送るインダクタを設けることを特徴と
   する請求項１または２記載のコンバータ回路。
4. 【請求項４】前記第２の制御手段が、前記第１のスイッ
   チング素子の閉路を検出する手段と、前記第１のスイッ
   チング素子が閉路されると実質的に同時に、前記第２の
   スイッチング素子を開路する手段とを含むことを特徴と
   する請求項３記載のコンバータ回路。
5. 【請求項５】前記第２の制御手段が更に、前記コンデン
   サの両端の電圧を検出する手段と、該コンデンサの両端
   の電圧が実質的にゼロである時前記第２のスイッチング
   素子を閉路する手段とを含むことを特徴とする請求項４
   記載のコンバータ回路。
6. 【請求項６】２つ以上の独立負荷に対して電力を供給す
   るようになっており、前記コンデンサおよび前記独立負
   荷の１つと直列に接続された一次インダクタと、該一次
   インダクタと磁気的に結合された複数の二次側巻線とを
   設け、該二次側巻線がそれぞれ、前記独立負荷に供給さ
   れる相対電圧と対応する相対的巻き数を有することを特
   徴とする請求項２記載のコンバータ回路。
7. 【請求項７】前記一次インダクタの両端の電圧が前記負
   荷および前記コンデンサ間の一方向に正である時通電す
   るように方向付けられた第２の一方向導電素子を含むサ
   ブ回路を介して、前記各二次側巻線が前記独立負荷の１
   つと接続されることを特徴とする請求項６記載のコンバ
   ータ回路。
8. 【請求項８】前記各サブ回路が、前記独立負荷の両端の
   電圧を平滑化するフィルタ素子を含むことを特徴とする
   請求項７記載のコンバータ回路。
9. 【請求項９】前記フィルタ素子が、前記負荷と並列のコ
   ンデンサを含むことを特徴とする請求項８記載のコンバ
   ータ回路。
10. 【請求項１０】前記各サブ回路が、前記独立負荷に供給
    される電圧を調整する後置調整器を含むことを特徴とす
    る請求項７記載のコンバータ回路。
11. 【請求項１１】前記各二次側巻線が、前記一次側巻線と
    穏やかに磁気的に結合されることを特徴とする請求項10
    記載のコンバータ回路。
12. 【請求項１２】前記後置調整器が、リセット磁気増幅器
    を含むことを特徴とする請求項10または11に記載のコン
    バータ回路。
13. 【請求項１３】前記後置調整器が、放散調整器を含むこ
    とを特徴とする請求項10または11に記載のコンバータ回
    路。
14. 【請求項１４】前記第２のスイッチング素子が、閉路さ
    れる時一方向の通電が可能なスイッチと、第２の一方向
    導電素子とを含み、該スイッチおよび前記一方向導電素
    子が並列に接続されて、反対方向に通電するように方向
    付けられていることを特徴とする請求項３記載のコンバ
    ータ回路。
15. 【請求項１５】前記第２のスイッチング素子は、前記イ
    ンダクタにおける電流が前記負荷に向かう方向である
    時、前記一方向導電素子が前記コンデンサの充電を阻止
    するようになっていることを特徴とする請求項14記載の
    コンバータ回路。
16. 【請求項１６】前記第２のスイッチング素子が、前記パ
    ワー変圧器の二次側巻線と並列に接続されることを特徴
    とする請求項３記載のコンバータ回路。
17. 【請求項１７】前記コンデンサと並列に接続され、前記
    インダクタにおける電流が負荷に向かう方向である時、
    該コンデンサの充電を阻止するように方向付けされてい
    る２の一方向の導電素子を更に設けることを特徴とする
    請求項16記載のコンバータ回路。
18. 【請求項１８】負荷を受けるようになっており、また負
    荷に対して電流を供給するように前記コンデンサおよび
    負荷間に直列に接続されるインダクタを更に設けること
    を特徴とする請求項17記載のコンバータ回路。
19. 【請求項１９】前記第２の制御手段が、前記第１のスイ
    ッチング素子の閉路を検出する手段と、該第１のスイッ
    チング素子の閉路が検出されてから所定期間経過後前記
    第２のスイッチング素子を閉路する手段とを含むことを
    特徴とする請求項３または15または18のいずれかに記載
    のコンバータ回路。
20. 【請求項２０】前記第２の制御手段が更に、前記コンデ
    ンサの両端の電圧を検出する手段と、該コンデンサの両
    端の電圧が実質的にゼロである時、前記第２のスイッチ
    ング素子を閉路する手段とを含むことを特徴とする請求
    項19記載のコンバータ回路。
21. 【請求項２１】逆ブースト・モードにおいて請求項３の
    コンバータ回路を制御する方法において、 前記第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を
    生じ、 前記コンデンサの両端の電圧が実質的にゼロの時、前記
    インダクタにおける逆方向電流が前記コンデンサに対し
    てエネルギを伝達することを阻止するために、前記第２
    のスイッチング素子を閉路するステップを含むことを特
    徴とする方法。
22. 【請求項２２】前記第１のスイッチング素子が閉路され
    ると略々同時に、前記第２のスイッチング素子を開路す
    るステップを更に含むことを特徴とする請求項21に記載
    の方法。
23. 【請求項２３】前記第１のスイッチが開閉路されて出力
    電圧の調整を行う周波数を変化させるステップを更に含
    むことを特徴とする請求項22記載の方法。
24. 【請求項２４】順ブースト・モードにおいて請求項３の
    コンバータ回路を制御する方法において、 前記第１のスイッチング素子の前記の選択的な開閉路を
    生じ、 前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定された
    期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保持す
    るステップを含むことを特徴とする方法。
25. 【請求項２５】前記コンデンサの両端の電圧が実質的に
    ゼロである時、前記第２のスイッチング素子を閉路させ
    るステップを更に含むことを特徴とする請求項24に記載
    の方法。
26. 【請求項２６】前記コンバータの出力電圧の値に対する
    前記電圧ソースの値の比率が、前記パワー変圧器の二次
    側巻線における巻き数に対する該パワー変圧器の一次側
    巻線における巻き数の比率よりも大きい時、前記第１の
    スイッチが開閉路されて出力電圧の調整を行う周波数を
    変化させるステップを更に含むことを特徴とする請求項
    25記載の方法。
27. 【請求項２７】前記電圧ソースおよび前記出力電圧の相
    対値の如何に拘わらず、コンバータ回路の出力電圧を正
    常に維持するように、前記第２のスイッチング素子が閉
    路された状態のままである期間を制御するステップを更
    に含むことを特徴とする請求項26記載の方法。
28. 【請求項２８】順ブースト・モードで作動するため、前
    記パワー変圧器の二次側巻線における巻き数に対する該
    パワー変圧器の一次側巻線における巻き数の比率が、前
    記コンバータの出力電圧の値に対する前記電圧ソースの
    最大値の比率よりも大きい請求項３のコンバータ回路を
    制御する方法において、 前記第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を
    生じ、かつ 前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定された
    期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保持す
    るステップを含むことを特徴とする方法。
29. 【請求項２９】前記コンバータの両端の電圧が実質的に
    ゼロである時、前記第２のスイッチング素子を閉路する
    ステップを更に含むことを特徴とする請求項28に記載の
    方法。
30. 【請求項３０】前記第１のスイッチング素子の開閉路を
    一定の周波数で生じるように制御するステップを更に含
    むことを特徴とする請求項29記載の方法。
31. 【請求項３１】前記コンバータ回路の出力電圧を正常に
    維持するように、第２のスイッチング素子が閉路状態の
    ままである期間を制御するステップを更に含むことを特
    徴とする請求項30記載の方法。
32. 【請求項３２】前記電圧ソースが変化可能な電圧レベル
    を持ち、前記第２のスイッチング素子は、前記電圧レベ
    ルが予め定めた値より降下しない限り、前記第１の一方
    向導電素子に流れる前記電流のレベルが前記インダクタ
    における負荷の方向に流れる電流レベルと等しくなるよ
    うに上昇する時に開路され、またコンバータ回路の前記
    出力電圧を正常に維持するためより長い期間閉路された
    状態に止まるように他の方法で制御されることを特徴と
    する請求項27記載の方法。
33. 【請求項３３】前記第１のスイッチング素子の開閉路を
    予め定めた周波数帯域内の周波数で生じるように制御す
    るステップを更に含むことを特徴とする請求項27または
    30に記載の方法。
34. 【請求項３４】電圧ソースと、 有効な二次漏洩インダクタンスL2eを持つように構成さ
    れた、一次側巻線および二次側巻線を含むパワー変圧器
    と、 該パワー変圧器の一次側巻線の両端に前記電力ソースを
    選択的に結合するように接続された第１のスイッチング
    素子と、 前記二次側巻線と直列に接続され、前記第１のスイッチ
    ング素子による通電の間導通するように方向付けされた
    第１の一方向導電素子と、 前記二次側巻線および前記第１の一方向導電素子と直列
    に接続されたキャパシタンスＣのコンデンサと、 特性タイム・スケール を持つエネルギ伝達サイクルの間、前記第１のキャパシ
    タンスを充電させるため前記電圧ソースから前記第１の
    変圧器の有効漏れインダクタンスを介して電力を前記第
    11のスイッチング素子と、前記変圧器の二次側巻線に接
    続され、閉路されれば前記コンデンサの充電を阻止する
    ように接続された第２のスイッチング素子とを選択的に
    作動させるコントローラを含むゼロ電流スイッチング順
    方向コンバータの使用される方法において、 該第１のスイッチング素子に流れる電流が実質的にゼロ
    になる時点を検出し、 前記コントローラを選択的に閉開路させて前記電圧ソー
    スから前記変圧器の有効漏れインダクタンスを介して電
    力を伝達し、特性タイム・スケール を持つエネルギ伝達サイクルの間、前記第１のキャパシ
    タンスを充電させ、 該第１のスイッチング素子に流れる電流が実質的にゼロ
    であると検出されれば、該第１のスイッチング素子を開
    にし、 前記第２のスイッチング素子を開閉路させて、前記エネ
    ルギ伝達サイクルの間に伝達されるエネルギ量を選択的
    に支配するステップを含むことを特徴とする方法。
35. 【請求項３５】ゼロ電流スイッチング順方向コンバータ
    回路において、 電圧ソースと、 一次側巻線と二次側巻線を有するパワー変圧器とを設
    け、該パワー変圧器は有効な二次漏れインダクタンスL2
    eを持つように構成され、 前記パワー変圧器の一次側巻線の両端に電源を選択的に
    結合するように接続された第１のスイッチング素子と、 前記二次側巻線と直列に接続され、前記第１のスイッチ
    ング素子による通電中通電するように方向付けられた第
    １の一方向導電素子と、 前記二次側巻線および前記第１の一方向導電素子と直列
    に接続されたキャパシタンスＣのコンデンサと、 該第１のスイッチング素子に流れる電流が実質的にゼロ
    になる時点を検出する手段と、 前記第１のスイッチング素子を選択的に閉開路させて、
    電力を前記電圧ソースから前記変圧器の有効漏れインダ
    クタンスを経て伝達して、特性タイム・スケール を持つエネルギ伝達サイクルの間、前記キャパシタンス
    を充電し、該第１のスイッチング素子に流れる電流が実
    質的にゼロであると検出されれば、該第１のスイッチン
    グ素子を開にする手段を有するコントローラと、 閉路されれば、前記コンデンサの充電を阻止するように
    前記変圧器の二次側に該コンデンサと並列に接続された
    第２のスイッチング素子と、 電流を負荷に対して送るため、前記コンデンサおよび負
    荷間に直列に接続されたインダクとを設け、 前記コントローラが、前記第２のスイッチング素子を開
    閉路して、前記エネルギ伝達サイクルの間伝達されるエ
    ネルギ量を選択的に支配する第２の制御手段を含むこと
    を特徴とするコンバータ回路。
36. 【請求項３６】逆ブースト・モードにおいて請求項７の
    コンバータ回路を制御する方法において、前記第１のス
    イッチング素子の前記の選択的な閉開路を生じ、前記イ
    ンダクタにおける逆方向電流がエネルギを前記コンデン
    サに対して伝達することを阻止するように前記コンデン
    サの両端の電圧が実質的にゼロである時、前記第２のス
    イッチング素子を閉路するステップを含むことを特徴と
    する方法。
37. 【請求項３７】逆ブースト・モードにおいて請求項10の
    コンバータ回路を制御する方法において、前記第１のス
    イッチング素子の前記の選択的な閉開路を生じ、前記イ
    ンダクタにおける逆方向電流がエネルギを前記コンデン
    サに対して伝達することを阻止するように前記コンデン
    サの両端の電圧が実質的にゼロである時、前記第２のス
    イッチング素子を閉路するステップを含むことを特徴と
    する方法。
38. 【請求項３８】逆ブースト・モードにおいて請求項15の
    コンバータ回路を制御する方法において、前記第１のス
    イッチング素子の前記の選択的な閉開路を生じ、前記イ
    ンダクタにおける逆方向電流がエネルギを前記コンデン
    サに対して伝達することを阻止するように前記コンデン
    サの両端の電圧が実質的にゼロである時、前記第２のス
    イッチング素子を閉路するステップを含むこと特徴とす
    る方法。
39. 【請求項３９】順ブースト・モードで作動するように請
    求項15のコンバータ回路を制御する方法において、前記
    第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を生
    じ、前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定さ
    れた期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保
    持するステップを含むことを特徴とする方法。
40. 【請求項４０】順ブースト・モードで作動するように請
    求項18のコンバータ回路を制御する方法において、前記
    第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を生
    じ、前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定さ
    れた期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保
    持するステップを含むことを特徴とする方法。
41. 【請求項４１】順ブースト・モードで作動するため、前
    記パワー変圧器の二次側巻線における巻き数に対する該
    パワー変圧器の一次側巻線における巻き数の比率が、前
    記コンバータの出力電圧の値に対する前記電圧ソースの
    最大値の比率よりも大きい請求項15のコンバータ回路を
    制御する方法において、 前記第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を
    生じ、かつ 前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定された
    期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保持す
    るステップを含むことを特徴とする方法。
42. 【請求項４２】順ブースト・モードで作動するため、前
    記パワー変圧器の二次側巻線における巻き数に対する該
    パワー変圧器の一次側巻線における巻き数の比率が、前
    記コンバータの出力電圧の値に対する前記電圧ソースの
    最大値の比率よりも大きい請求項18のコンバータ回路を
    制御する方法において、 前記第１のスイッチング素子の前記の選択的な閉開路を
    生じ、かつ 前記第１のスイッチング素子が閉路された後選定された
    期間、前記第２のスイッチング素子を閉路状態に保持す
    るステップを含むことを特徴とする方法。
43. 【請求項４３】前記後置調整器は、リセット可能な電磁
    増幅器から成ることを特徴とする請求項11に記載のコン
    バータ回路。
44. 【請求項４４】前記後置調整器は、拡散調整器から成る
    ことを特徴とする請求項11に記載のコンバータ回路。
45. 【請求項４５】前記第２の制御手段は、 第１のスイッチング素子の閉を検出する手段と、その後
    所定時間経過した後、第２のスイッチング素子を開にす
    る手段とから成ることを特徴とする請求項15に記載のコ
    ンバータ回路。
46. 【請求項４６】前記第２の制御手段は、 第１のスイッチング素子の閉を検出する手段と、その後
    所定時間経過した後、第２のスイッチング素子を開にす
    る手段とから成ることを特徴とする請求項18に記載のコ
    ンバータ回路。
47. 【請求項４７】前記第２のスイッチング素子は、前記第
    １のスイッチング素子が閉じられると同時に、開かれる
    ようにしたことを特徴とする請求項36に記載の方法。
48. 【請求項４８】前記第２のスイッチング素子は、前記第
    １のスイッチング素子が閉じられると同時に、開かれる
    ようにしたことを特徴とする請求項37に記載の方法。
49. 【請求項４９】前記第２のスイッチング素子は、前記第
    １のスイッチング素子が閉じられると同時に、開かれる
    ようにしたことを特徴とする請求項38に記載の方法。
50. 【請求項５０】前記第２のスイッチング素子は、前記コ
    ンデンサの両端電圧がゼロになった時点で、閉じられる
    ようにしたことを特徴とする請求項39に記載の方法。
51. 【請求項５１】前記第２のスイッチング素子は、前記コ
    ンデンサの両端電圧がゼロになった時点で、閉じられる
    ようにしたことを特徴とする請求項40に記載の方法。
52. 【請求項５２】前記第２のスイッチング素子は、前記コ
    ンデンサの両端電圧がゼロになった時点で、閉じられる
    ようにしたことを特徴とする請求項41に記載の方法。
53. 【請求項５３】前記第２のスイッチング素子は、前記コ
    ンデンサの両端電圧がゼロになった時点で、閉じられる
    ようにしたことを特徴とする請求項42に記載の方法。
54. 【請求項５４】前記第１のスイッチング素子は、所定の
    周波数帯内の周波数で開閉されることを特徴とする請求
    項30に記載の方法。
55. 【請求項５５】ゼロ電流スイッチング順方向コンバータ
    回路において、 電圧ソースと、 一次側巻線と二次側巻線を有するパワー変圧器とを設
    け、該パワー変圧器は有効な二次漏れインダクタンスL2
    eを持つように構成され、 前記パワー変圧器の一次側巻線の両端に電源を選択的に
    結合するように接続された第１のスイッチング素子と、 前記二次側巻線と直列に接続され、前記第１のスイッチ
    ング素子による通電中導通するように方向付けられた第
    １の一方向導電素子と、 前記二次側巻線および前記第１の一方向導電素子と直列
    に接続されたキャパシタンスＣのコンデンサと、 前記変圧器の二次側に接続され、閉路されれば前記コン
    デンサの充電を阻止するように接続された第２のスイッ
    チング素子とを設け、 該第１のスイッチング素子に流れる電流が実質的にゼロ
    になれば、該第１のスイッチング素子を開にし、該コン
    デンサが実質的放電されてから所定時間後に該第１のス
    イッチング素子を閉する第１の制御手段と、 該コンデンサが実質的に放電されれば該第２のスイッチ
    ング素子を閉にし、該第１のスイッチング素子が閉にさ
    れてから所定時間後に該第２のスイッチング素子を開に
    する第２の制御手段を含むことを特徴とするコンバータ
    回路。