JPH08223065A - 周波数変換器 - Google Patents
周波数変換器Info
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- JPH08223065A JPH08223065A JP7047774A JP4777495A JPH08223065A JP H08223065 A JPH08223065 A JP H08223065A JP 7047774 A JP7047774 A JP 7047774A JP 4777495 A JP4777495 A JP 4777495A JP H08223065 A JPH08223065 A JP H08223065A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B1/00—Details
- H03B1/04—Reducing undesired oscillations, e.g. harmonics
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/07—Reduction of undesired oscillations through a cancelling of the undesired oscillation
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的は、雑音指数が小さい周波数変
換器、とくに局部発振信号に重畳される雑音の影響を受
けにくい周波数変換器を提供することにある。 【構成】 局部発振信号に重畳されて乗算回路に入力さ
れる雑音のうち、局部発振周波数の偶数倍の周波数の雑
音成分が出力にあらわれやすい。そこで局部発振信号入
力回路に局部発振周波数の偶数倍の雑音成分を抑圧する
周波数特性をもたせる。 【効果】 本発明によれば雑音指数が良好な周波数変換
回路を実現できる。雑音指数が良好な周波数変換器を用
いれば、高周波増幅器や局部発信器の利得や雑音の条件
が緩和されるので受信機の消費電流を削減できる。
換器、とくに局部発振信号に重畳される雑音の影響を受
けにくい周波数変換器を提供することにある。 【構成】 局部発振信号に重畳されて乗算回路に入力さ
れる雑音のうち、局部発振周波数の偶数倍の周波数の雑
音成分が出力にあらわれやすい。そこで局部発振信号入
力回路に局部発振周波数の偶数倍の雑音成分を抑圧する
周波数特性をもたせる。 【効果】 本発明によれば雑音指数が良好な周波数変換
回路を実現できる。雑音指数が良好な周波数変換器を用
いれば、高周波増幅器や局部発信器の利得や雑音の条件
が緩和されるので受信機の消費電流を削減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線受信機器に用いられ
る周波数変換器に係り、特に局部発振信号に含まれる雑
音成分を低減することができる周波数変換器に関する。
る周波数変換器に係り、特に局部発振信号に含まれる雑
音成分を低減することができる周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の周波数変換器としては、例えば図
１７に示すものが知られている。
１７に示すものが知られている。
【０００３】この周波数変換器は、例えば無線周波数
（Radio Frequency −ＲＦ−）等の高周波信号を入力し
てインピーダンス変換を行ないバイアス電流を決定して
出力する高周波信号入力回路１０と、図示されない局部
発振器より供給される局部発振信号を入力してインピー
ダンス変換を行ないバイアス電流を決定して出力するバ
イアス付加回路２と、前記入力回路１０とバイアス付加
回路２とによりそれぞれバイアス電流が決定されて供給
される高周波信号及び局部発振信号を乗算して中間周波
数（Intermediate Frequency−ＩＦ−）信号としての出
力信号を生成する乗算回路３０と、より概略構成されて
いる。
（Radio Frequency −ＲＦ−）等の高周波信号を入力し
てインピーダンス変換を行ないバイアス電流を決定して
出力する高周波信号入力回路１０と、図示されない局部
発振器より供給される局部発振信号を入力してインピー
ダンス変換を行ないバイアス電流を決定して出力するバ
イアス付加回路２と、前記入力回路１０とバイアス付加
回路２とによりそれぞれバイアス電流が決定されて供給
される高周波信号及び局部発振信号を乗算して中間周波
数（Intermediate Frequency−ＩＦ−）信号としての出
力信号を生成する乗算回路３０と、より概略構成されて
いる。
【０００４】前記バイアス付加回路２は局部発振信号を
入力し、乗算回路３０に必要なバイアス電位・バイアス
電流を局部発振信号に付加して出力するものである。こ
のバイアス付加回路２は局部発振信号に重畳して入力さ
れる雑音をそのまま出力するのみならず、バイアス付加
回路自身により発生してしまう熱雑音等の雑音をも付加
して出力する。このため、局部発振信号には種々の雑音
成分が含まれることになる。
入力し、乗算回路３０に必要なバイアス電位・バイアス
電流を局部発振信号に付加して出力するものである。こ
のバイアス付加回路２は局部発振信号に重畳して入力さ
れる雑音をそのまま出力するのみならず、バイアス付加
回路自身により発生してしまう熱雑音等の雑音をも付加
して出力する。このため、局部発振信号には種々の雑音
成分が含まれることになる。
【０００５】次に、この従来の周波数変換器の動作につ
いて説明する。端子ＲＦから入力される信号は高周波入
力回路を介してトランジスタＴｒ１のベースに入力され
る。また、端子Ｌｏから入力される局部発振信号は局部
発振信号入力回路を介してトランジスタ差動対Ｔｒ２、
Ｔｒ３の両ベースに入力される。該トランジスタ差動対
の動作は、Ｐ．Ｒ．グレイ（P.R.Gray) 及びＲ．Ｇ．メ
ヤー(R.G.Meyer）著、『アナログ集積回路の解析と設
計』（Analysis and Design of Analog Integrated Cir
cuits ）に述べてあるとおり、共通エミッタ端子から入
力される電流を両ベース間の電位差にもとづいて両トラ
ンジスタに分配し、両トランジスタのコレクタ電流が出
力する。コレクタ電流は負荷回路で電圧出力に変換され
る。
いて説明する。端子ＲＦから入力される信号は高周波入
力回路を介してトランジスタＴｒ１のベースに入力され
る。また、端子Ｌｏから入力される局部発振信号は局部
発振信号入力回路を介してトランジスタ差動対Ｔｒ２、
Ｔｒ３の両ベースに入力される。該トランジスタ差動対
の動作は、Ｐ．Ｒ．グレイ（P.R.Gray) 及びＲ．Ｇ．メ
ヤー(R.G.Meyer）著、『アナログ集積回路の解析と設
計』（Analysis and Design of Analog Integrated Cir
cuits ）に述べてあるとおり、共通エミッタ端子から入
力される電流を両ベース間の電位差にもとづいて両トラ
ンジスタに分配し、両トランジスタのコレクタ電流が出
力する。コレクタ電流は負荷回路で電圧出力に変換され
る。
【０００６】トランジスタ差動対を用いる周波数変換器
は、変換利得の変動を少なくするため、両ベース端子に
大きな電圧振幅を与えてトランジスタをスイッチ動作さ
せる。
は、変換利得の変動を少なくするため、両ベース端子に
大きな電圧振幅を与えてトランジスタをスイッチ動作さ
せる。
【０００７】このときの出力は次の式（１）で表すこと
ができる。
ができる。
【０００８】 Ｖｏｕｔ（ｔ）＝Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ（ｔ）＋Ｉｅｅ｝ …（１） ただし、ＩｒｆはトランジスタＴｒ１のコレクタから出
力される高周波信号電流ＩｅｅはトランジスタＴｒ１の
コレクタに流れるバイアス電流、Ｆ（ｔ）は局部発振信
号の周波数と同じ周波数で１と−１が交互に現れる関
数、Ｋは負荷回路により決定される定数である。
力される高周波信号電流ＩｅｅはトランジスタＴｒ１の
コレクタに流れるバイアス電流、Ｆ（ｔ）は局部発振信
号の周波数と同じ周波数で１と−１が交互に現れる関
数、Ｋは負荷回路により決定される定数である。
【０００９】Ｆ（ｔ）は局部発振信号の周波数の整数倍
の周波数成分を含むが、その割合はデューティ比によっ
て変化する。
の周波数成分を含むが、その割合はデューティ比によっ
て変化する。
【００１０】Ｉｒｆ（ｔ）は、１９９４年電子情報通信
学会春期大会予稿集Ｃ−８２に示されているように帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）によって不要な信号を除去した
のちに周波数混合器に入力される。所望の信号は、式
（１）のｓｉｎ（２πｆｔ）×Ｉｒｆの項である。ただ
しｆは局部発振信号周波数である。
学会春期大会予稿集Ｃ−８２に示されているように帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）によって不要な信号を除去した
のちに周波数混合器に入力される。所望の信号は、式
（１）のｓｉｎ（２πｆｔ）×Ｉｒｆの項である。ただ
しｆは局部発振信号周波数である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上は局部発振信号と
高周波信号、および出力の関係であるが、通信機器、と
くに微弱な電波信号を扱う受信機においては各回路素子
が発生する雑音が信号品質を著しく劣化させないように
注意して設計する必要がある。多くの受信機では高周波
入力に対しては前述のとおりフィルタを用いて不要な信
号と雑音の混入を防ぐが、局部発振信号入力における雑
音については、局部発振信号レベルにくらべて雑音は小
さいため、影響は少ないと考えられていた。しかしなが
ら、以下の理由により局部発振信号入力回路における雑
音は出力に強く現れ、信号品質を劣化させる。
高周波信号、および出力の関係であるが、通信機器、と
くに微弱な電波信号を扱う受信機においては各回路素子
が発生する雑音が信号品質を著しく劣化させないように
注意して設計する必要がある。多くの受信機では高周波
入力に対しては前述のとおりフィルタを用いて不要な信
号と雑音の混入を防ぐが、局部発振信号入力における雑
音については、局部発振信号レベルにくらべて雑音は小
さいため、影響は少ないと考えられていた。しかしなが
ら、以下の理由により局部発振信号入力回路における雑
音は出力に強く現れ、信号品質を劣化させる。
【００１２】説明を簡略化するために、この明細書にお
いては雑音を単一周波数の妨害信号に置き換えて説明す
る。乗算回路のトランジスタ差動対の入力に局部発振信
号と妨害信号を入力する。差動対は、入力信号の正負に
よって電流を切り替えるスイッチとみなすことができ
る。図１８は、妨害信号が局部発振信号周波数の２倍の
周波数の場合の特性図である。同図において、実線は局
部発振信号のグラフ、点線及び一点鎖線は妨害信号にマ
イナス１を掛けたグラフをそれぞれ示している。したが
って、差動対のベース間電圧のゼロクロスポイントは実
線と点線の交点（図中◎で表示）、もしくは実線と一点
鎖線の交点（図中○で表示）によって示される。図に示
す通り、妨害信号の位相が変化すると、差動対の入力が
正である時間の長さが妨害信号の位相によって変動す
る。妨害信号の周波数が局部発振信号の２倍からずれる
と、両信号の位相関係は少しずつ変化していく。また、
妨害信号の振幅が変動してもゼロクロスポイントは移動
する。すなわち、妨害信号の振幅と位相によって式
（１）のＦ（ｔ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）されること
になる。
いては雑音を単一周波数の妨害信号に置き換えて説明す
る。乗算回路のトランジスタ差動対の入力に局部発振信
号と妨害信号を入力する。差動対は、入力信号の正負に
よって電流を切り替えるスイッチとみなすことができ
る。図１８は、妨害信号が局部発振信号周波数の２倍の
周波数の場合の特性図である。同図において、実線は局
部発振信号のグラフ、点線及び一点鎖線は妨害信号にマ
イナス１を掛けたグラフをそれぞれ示している。したが
って、差動対のベース間電圧のゼロクロスポイントは実
線と点線の交点（図中◎で表示）、もしくは実線と一点
鎖線の交点（図中○で表示）によって示される。図に示
す通り、妨害信号の位相が変化すると、差動対の入力が
正である時間の長さが妨害信号の位相によって変動す
る。妨害信号の周波数が局部発振信号の２倍からずれる
と、両信号の位相関係は少しずつ変化していく。また、
妨害信号の振幅が変動してもゼロクロスポイントは移動
する。すなわち、妨害信号の振幅と位相によって式
（１）のＦ（ｔ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）されること
になる。
【００１３】多くの場合、バイアス電流Ｉｅｅは高周波
信号Ｉｒｆより大きい値に選定される。そしてＦ（ｔ）
とバイアス電流Ｉｅｅの積は出力Ｖｏｕｔ（ｔ）に現れ
る。周波数変換器の出力を低域通過フィルタに入力する
ホモダイン方式の受信機においては、ＰＷＭが低域通過
フィルタによって復調されるので、この雑音が顕著に現
れる。また、周波数変換器の出力を帯域通過フィルタに
入力するヘテロダイン方式の受信機の場合も、周波数変
換器の出力（中間周波数）は入力高周波信号や局部発振
信号の１０分の１程度の低い周波数に設定されることが
多いので、局部発振信号の周波数の２倍から２０分の１
程度オフセットした周波数の雑音成分がＰＷＭ変調によ
って出力に伝搬される。
信号Ｉｒｆより大きい値に選定される。そしてＦ（ｔ）
とバイアス電流Ｉｅｅの積は出力Ｖｏｕｔ（ｔ）に現れ
る。周波数変換器の出力を低域通過フィルタに入力する
ホモダイン方式の受信機においては、ＰＷＭが低域通過
フィルタによって復調されるので、この雑音が顕著に現
れる。また、周波数変換器の出力を帯域通過フィルタに
入力するヘテロダイン方式の受信機の場合も、周波数変
換器の出力（中間周波数）は入力高周波信号や局部発振
信号の１０分の１程度の低い周波数に設定されることが
多いので、局部発振信号の周波数の２倍から２０分の１
程度オフセットした周波数の雑音成分がＰＷＭ変調によ
って出力に伝搬される。
【００１４】一方、局部発振周波数の３倍の周波数の妨
害信号は、図１９に示すように、ゼロクロスポイント
（記号○および◎で表示）をほぼ平行に移動させるの
で、ＰＷＭではなくパルス位相変調となる。パルス位相
変調は低域通過フィルタでは復調されないので、３倍の
雑音成分はほとんど影響しない。
害信号は、図１９に示すように、ゼロクロスポイント
（記号○および◎で表示）をほぼ平行に移動させるの
で、ＰＷＭではなくパルス位相変調となる。パルス位相
変調は低域通過フィルタでは復調されないので、３倍の
雑音成分はほとんど影響しない。
【００１５】これは局部発振信号の２倍あるいは３倍の
周波数に限られる現象ではない。０倍も含む偶数倍の周
波数はパルス幅変調によって出力に現れる。しかし奇数
倍の周波数はパルス位相変調として伝搬されるので復調
されない。
周波数に限られる現象ではない。０倍も含む偶数倍の周
波数はパルス幅変調によって出力に現れる。しかし奇数
倍の周波数はパルス位相変調として伝搬されるので復調
されない。
【００１６】ここで、局部発振周波数の０倍というの
は、ほぼ直流に近いくらいに振幅の微細な交流波形とな
る。直流を妨害信号として局部発振信号に重ね合わせた
場合も直流に近い微細な振幅に応じてＦ（ｔ）のデュー
ティ比が変わる。例えばパーソナルハンディホンシステ
ム（ＰＨＳ）においては、１．９ＧＨｚの高周波信号を
受信するので、これをホモダイン方式で受信するには
１．９ＧＨｚの局部発振信号を使用する。局部発振信号
の０倍はほぼ直流であるが、１ｋＨｚの雑音成分は局部
発振信号の０倍から１ｋＨｚだけずれた妨害信号と考え
ることができる。この雑音は局部発振信号の２倍から１
ｋＨｚだけずれた雑音成分、すなわち３．８００００１
ＧＨｚの雑音成分と同様にＰＷＭ変調信号の形で出力に
あらわれ、チャンネル選択フィルタに入力される。チャ
ネル選択フィルタはカットオフ周波数が１５０ｋＨｚ以
下の低域通過特性を有するので、ＰＷＭ変調信号は復調
される。
は、ほぼ直流に近いくらいに振幅の微細な交流波形とな
る。直流を妨害信号として局部発振信号に重ね合わせた
場合も直流に近い微細な振幅に応じてＦ（ｔ）のデュー
ティ比が変わる。例えばパーソナルハンディホンシステ
ム（ＰＨＳ）においては、１．９ＧＨｚの高周波信号を
受信するので、これをホモダイン方式で受信するには
１．９ＧＨｚの局部発振信号を使用する。局部発振信号
の０倍はほぼ直流であるが、１ｋＨｚの雑音成分は局部
発振信号の０倍から１ｋＨｚだけずれた妨害信号と考え
ることができる。この雑音は局部発振信号の２倍から１
ｋＨｚだけずれた雑音成分、すなわち３．８００００１
ＧＨｚの雑音成分と同様にＰＷＭ変調信号の形で出力に
あらわれ、チャンネル選択フィルタに入力される。チャ
ネル選択フィルタはカットオフ周波数が１５０ｋＨｚ以
下の低域通過特性を有するので、ＰＷＭ変調信号は復調
される。
【００１７】電子回路には寄生容量が必ず存在するの
で、低い周波数の雑音に比べると周波数が高くなるほど
雑音は小さくなる。このため、特に影響が大きいのは直
流付近の雑音であり、次に局部発振周波数の２倍の周波
数近辺の雑音である。
で、低い周波数の雑音に比べると周波数が高くなるほど
雑音は小さくなる。このため、特に影響が大きいのは直
流付近の雑音であり、次に局部発振周波数の２倍の周波
数近辺の雑音である。
【００１８】本発明は前述の様に、局部発振信号に重畳
されて乗算回路に入力される局部発振信号周波数の偶数
倍近辺の周波数の雑音が信号の品質を著しく劣化させて
しまうという問題点に鑑みなされたものであり、信号品
質に著しい悪影響を及ぼす雑音を低減できる周波数変換
器を提供することを目的とする。
されて乗算回路に入力される局部発振信号周波数の偶数
倍近辺の周波数の雑音が信号の品質を著しく劣化させて
しまうという問題点に鑑みなされたものであり、信号品
質に著しい悪影響を及ぼす雑音を低減できる周波数変換
器を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、本発明の周波数変換器は、高周波信号を入力し、高
周波信号をバイアス電圧、もしくはバイアス電流に加え
て出力する高周波信号入力回路と、局部発振信号を入力
し、局部発振信号をバイアス電圧、もしくはバイアス電
流に加えて出力する局部発振信号入力回路と、前記高周
波信号入力回路の出力と、前記局部発振信号入力回路の
出力を入力し、高周波信号と局部発振信号の積を出力す
る乗算回路を備えると共に、前記局部発振信号入力回路
が、前記局部発振信号の周波数の偶数倍近辺の雑音成分
を抑制する偶数波雑音抑制手段を備えることを特徴とし
ている。
め、本発明の周波数変換器は、高周波信号を入力し、高
周波信号をバイアス電圧、もしくはバイアス電流に加え
て出力する高周波信号入力回路と、局部発振信号を入力
し、局部発振信号をバイアス電圧、もしくはバイアス電
流に加えて出力する局部発振信号入力回路と、前記高周
波信号入力回路の出力と、前記局部発振信号入力回路の
出力を入力し、高周波信号と局部発振信号の積を出力す
る乗算回路を備えると共に、前記局部発振信号入力回路
が、前記局部発振信号の周波数の偶数倍近辺の雑音成分
を抑制する偶数波雑音抑制手段を備えることを特徴とし
ている。
【００２０】また、上記局部発振信号入力回路は、低周
波における出力インピーダンスが、局部発振信号周波数
における出力インピーダンスより小さい特性、すなわち
局部発振周波数の０倍付近の雑音を低減するように構成
してもよい。
波における出力インピーダンスが、局部発振信号周波数
における出力インピーダンスより小さい特性、すなわち
局部発振周波数の０倍付近の雑音を低減するように構成
してもよい。
【００２１】さらに、この発明に係る周波数変換器は、
アンテナ部を介して受信された高周波信号とほぼ等しい
周波数の局部発振信号に基づき、周波数変換部で前記受
信信号を周波数変換することにより得られる基底帯域信
号を復調して受信データを出力する受信装置を含む無線
機に組み込むことも可能であり前記周波数変換部は、高
周波信号入力回路と前記局部発振信号の周波数の偶数倍
の周波数を有する雑音製粉を抑制する偶数倍雑音抑制手
段を備えた局部発振信号入力回路と、高周波信号入力回
路の出力信号と局部発振信号入力回路の出力信号を入力
し、両信号乗算する乗算回路とを具備するように構成し
てもよい。
アンテナ部を介して受信された高周波信号とほぼ等しい
周波数の局部発振信号に基づき、周波数変換部で前記受
信信号を周波数変換することにより得られる基底帯域信
号を復調して受信データを出力する受信装置を含む無線
機に組み込むことも可能であり前記周波数変換部は、高
周波信号入力回路と前記局部発振信号の周波数の偶数倍
の周波数を有する雑音製粉を抑制する偶数倍雑音抑制手
段を備えた局部発振信号入力回路と、高周波信号入力回
路の出力信号と局部発振信号入力回路の出力信号を入力
し、両信号乗算する乗算回路とを具備するように構成し
てもよい。
【００２２】
【作用】本発明によれば、雑音が少ない周波数変換器を
構成できる。また無線受信機として考えると、スプリア
スが多い安価な局部発振機を用いても、周波数変換器に
おける信号劣化を少なくすることができる。また、周波
数混合器の入力換算雑音が小さくなると、同じ信号対雑
音比を得るために必要な高周波増幅回路の利得が小さく
なるので、高周波増幅回路の消費電流を少なくすること
ができる。このため無線受信機の消費電流を減らすこと
ができ、携帯無線端末に適している。
構成できる。また無線受信機として考えると、スプリア
スが多い安価な局部発振機を用いても、周波数変換器に
おける信号劣化を少なくすることができる。また、周波
数混合器の入力換算雑音が小さくなると、同じ信号対雑
音比を得るために必要な高周波増幅回路の利得が小さく
なるので、高周波増幅回路の消費電流を少なくすること
ができる。このため無線受信機の消費電流を減らすこと
ができ、携帯無線端末に適している。
【００２３】
【実施例】図１は本発明の周波数変換器の基本概念を示
す構成図である。図において、周波数変換器は高周波入
力信号が入力される高周波入力回路１０と、局部発振信
号が入力される局部発振信号入力回路２０と、それぞれ
のバイアス電流が入力されて両者が乗算される乗算回路
３０と備えており、局部発振信号入力回路２０は局部発
振信号の基本周波数の偶数倍の周波数成分を有する雑音
を抑制する偶数波雑音抑制手段２１を備えている。
す構成図である。図において、周波数変換器は高周波入
力信号が入力される高周波入力回路１０と、局部発振信
号が入力される局部発振信号入力回路２０と、それぞれ
のバイアス電流が入力されて両者が乗算される乗算回路
３０と備えており、局部発振信号入力回路２０は局部発
振信号の基本周波数の偶数倍の周波数成分を有する雑音
を抑制する偶数波雑音抑制手段２１を備えている。
【００２４】図２は第１の実施例に係る周波数変換器の
詳細な構成を示す回路図である。局部発振信号入力回路
２０は、乗算回路にバイアス電位を与える電圧基準とイ
ンダクタ、電池、キャパシタから構成される。この局部
発振信号入力回路２０においては、偶数波雑音抑制手段
２１が設けられているので、局部発振信号入力回路の出
力インピーダンスは、局部発振周波数付近にくらべ低周
波で小さくなり、局部発振機で発生する低周波雑音は抑
圧され、乗算回路３０には入力されない。これは局部発
振周波数の偶数倍は０倍をも含みこの０倍の雑音成分は
低周波雑音として捕えることができるからである。ま
た、コイルの特性により、局部発振信号は乗算回路３０
に入力されるが、低い周波数における雑音は低インピー
ダンスで電圧基準に接続されているため、乗算回路３０
には入力されない。前記インダクタと電池とにより偶数
波雑音抑制手段２１が構成されている。高周波入力回路
１０はキャパシタとキャパシタの電位を分圧する分圧抵
抗とを備えている。乗算回路３０は負荷回路３１と、バ
イアスされた局部発振信号のプラス成分及びマイナス成
分とを切替えるスイッチとしてのトランジスタ差動対３
２と、バイアスされた高周波信号を増幅する増幅回路３
３とを備えている。
詳細な構成を示す回路図である。局部発振信号入力回路
２０は、乗算回路にバイアス電位を与える電圧基準とイ
ンダクタ、電池、キャパシタから構成される。この局部
発振信号入力回路２０においては、偶数波雑音抑制手段
２１が設けられているので、局部発振信号入力回路の出
力インピーダンスは、局部発振周波数付近にくらべ低周
波で小さくなり、局部発振機で発生する低周波雑音は抑
圧され、乗算回路３０には入力されない。これは局部発
振周波数の偶数倍は０倍をも含みこの０倍の雑音成分は
低周波雑音として捕えることができるからである。ま
た、コイルの特性により、局部発振信号は乗算回路３０
に入力されるが、低い周波数における雑音は低インピー
ダンスで電圧基準に接続されているため、乗算回路３０
には入力されない。前記インダクタと電池とにより偶数
波雑音抑制手段２１が構成されている。高周波入力回路
１０はキャパシタとキャパシタの電位を分圧する分圧抵
抗とを備えている。乗算回路３０は負荷回路３１と、バ
イアスされた局部発振信号のプラス成分及びマイナス成
分とを切替えるスイッチとしてのトランジスタ差動対３
２と、バイアスされた高周波信号を増幅する増幅回路３
３とを備えている。
【００２５】図３は本発明の第２の実施例に係る周波数
変換器の構成を示す回路図である。図において、局部発
振信号は局部発振信号入力回路２０に設けられた差動増
幅回路２２により増幅される。増幅回路２２の出力は雑
音抑制手段２１としてのインダクタに接続されているた
めに、局部発振信号がされるが、低周波の雑音成分は増
幅されない。このように外部からの雑音成分が抑制され
るばかりでなく、局部発振信号入力回路の内部に設けら
れた各素子が発生する熱雑音、ショットノイズなどの内
部的な低周波成分も抑制される。
変換器の構成を示す回路図である。図において、局部発
振信号は局部発振信号入力回路２０に設けられた差動増
幅回路２２により増幅される。増幅回路２２の出力は雑
音抑制手段２１としてのインダクタに接続されているた
めに、局部発振信号がされるが、低周波の雑音成分は増
幅されない。このように外部からの雑音成分が抑制され
るばかりでなく、局部発振信号入力回路の内部に設けら
れた各素子が発生する熱雑音、ショットノイズなどの内
部的な低周波成分も抑制される。
【００２６】また、図３においては、前記増幅回路２２
と局部発振信号の入力端子との間にインピーダンスマッ
チング回路２３が設けられており、このインピーダンス
マッチング回路２３は、局部発振信号の線路インピーダ
ンスと入力インピーダンスとを整合させることにより局
部発振信号の反射波を抑制するものである。
と局部発振信号の入力端子との間にインピーダンスマッ
チング回路２３が設けられており、このインピーダンス
マッチング回路２３は、局部発振信号の線路インピーダ
ンスと入力インピーダンスとを整合させることにより局
部発振信号の反射波を抑制するものである。
【００２７】図４は本発明の第３の実施例に係る周波数
変換器の構成を示す回路図である。図において、局部発
振信号入力回路２０は差動増幅回路２２、エミッタホロ
ア回路２４を含むが、差動出力が偶数波雑音抑制手段２
１としてのインダクタを介して接続されているので低周
波雑音は抑制される。
変換器の構成を示す回路図である。図において、局部発
振信号入力回路２０は差動増幅回路２２、エミッタホロ
ア回路２４を含むが、差動出力が偶数波雑音抑制手段２
１としてのインダクタを介して接続されているので低周
波雑音は抑制される。
【００２８】この第３の実施例に係る局部発振信号入力
回路はインピーダンスマッチング回路２３、差動増幅回
路２２、エミッタホロア回路２４、および偶数波雑音抑
制手段２１であるインダクタを備えている。インピーダ
ンスマッチング回路２３は、局部発振器の出力インピー
ダンス、もしくは伝送線路のインピーダンスと差動増幅
回路の入力インピーダンスとの間のインピーダンス整合
をとるのが主目的であるが、局部発振周波数において製
造をとるのでその他の周波数の信号を抑圧する帯域通過
特性となる。したがって、マッチング回路２３による雑
音偶抑圧効果も期待できるが、インピーダンスマッチン
グ回路２３でけでは差動増幅回路２２やエミタホロア回
路２４において発生する雑音に対する抑圧効果は無い。
この回路に偶数波雑音抑制手段２１であるインダクタを
エミッタホロア回路２４の両出力端子間に接続すること
により、乗算回路３０に入力される雑音を抑制すること
ができる。
回路はインピーダンスマッチング回路２３、差動増幅回
路２２、エミッタホロア回路２４、および偶数波雑音抑
制手段２１であるインダクタを備えている。インピーダ
ンスマッチング回路２３は、局部発振器の出力インピー
ダンス、もしくは伝送線路のインピーダンスと差動増幅
回路の入力インピーダンスとの間のインピーダンス整合
をとるのが主目的であるが、局部発振周波数において製
造をとるのでその他の周波数の信号を抑圧する帯域通過
特性となる。したがって、マッチング回路２３による雑
音偶抑圧効果も期待できるが、インピーダンスマッチン
グ回路２３でけでは差動増幅回路２２やエミタホロア回
路２４において発生する雑音に対する抑圧効果は無い。
この回路に偶数波雑音抑制手段２１であるインダクタを
エミッタホロア回路２４の両出力端子間に接続すること
により、乗算回路３０に入力される雑音を抑制すること
ができる。
【００２９】図５は本発明の第４の実施例に係る周波数
変換器を示す回路図である。偶数波雑音抑制手段２１と
してのインダクタを介して、乗算回路３０に設けられた
差動対３３を構成するトランジスタのベースにバイアス
を与えているので、乗算回路３０に供給される局部発振
信号の低周波雑音は抑制される。雑音抑制手段２１とし
てのインダクタと、２つのキャパシタの値によってはイ
ンピーダンスマッチング回路としての機能を司ることも
可能であるが、本願発明においてはインダクタが特に低
周波雑音を著しく抑制することができるという機能を局
部発振信号入力回路２０に持たせている。
変換器を示す回路図である。偶数波雑音抑制手段２１と
してのインダクタを介して、乗算回路３０に設けられた
差動対３３を構成するトランジスタのベースにバイアス
を与えているので、乗算回路３０に供給される局部発振
信号の低周波雑音は抑制される。雑音抑制手段２１とし
てのインダクタと、２つのキャパシタの値によってはイ
ンピーダンスマッチング回路としての機能を司ることも
可能であるが、本願発明においてはインダクタが特に低
周波雑音を著しく抑制することができるという機能を局
部発振信号入力回路２０に持たせている。
【００３０】図６は本発明の第５の実施例に係る周波数
変換器の回路図である。この周波数変換器の回路におい
ては、低周波のみでなく局部発振周波数の２倍の周波数
近辺の雑音も抑制するために、インダクタＬ２とキャパ
シタＣ２によって直列共振回路２５を構成する。インダ
クタＬ２とキャパシタＣ２は、局部発振周波数の２倍の
周波数において共振する直列共振回路を構成、局部発振
周波数の２倍の周波数付近でインピーダンスが低くな
る。また、インダクタＬ１は低周波においてインピーダ
ンスが低くなる。一方、局部発振周波数において、イン
ダクタＬ１およびＬ２ならびにキャパシタＣ２により並
列共振するためインピーダンスが高くなりる。このため
乗算回路３０の入力電圧は局部発振周波数のみとなる。
したがって、この回路は低周波でもインピーダンスが低
いので、低周波の雑音と局部発振周波数の２倍付近の雑
音を同時に抑制することができる。
変換器の回路図である。この周波数変換器の回路におい
ては、低周波のみでなく局部発振周波数の２倍の周波数
近辺の雑音も抑制するために、インダクタＬ２とキャパ
シタＣ２によって直列共振回路２５を構成する。インダ
クタＬ２とキャパシタＣ２は、局部発振周波数の２倍の
周波数において共振する直列共振回路を構成、局部発振
周波数の２倍の周波数付近でインピーダンスが低くな
る。また、インダクタＬ１は低周波においてインピーダ
ンスが低くなる。一方、局部発振周波数において、イン
ダクタＬ１およびＬ２ならびにキャパシタＣ２により並
列共振するためインピーダンスが高くなりる。このため
乗算回路３０の入力電圧は局部発振周波数のみとなる。
したがって、この回路は低周波でもインピーダンスが低
いので、低周波の雑音と局部発振周波数の２倍付近の雑
音を同時に抑制することができる。
【００３１】図７は本発明の第６の実施例に係る周波数
変換器の構成を示す回路図である。局部発振信号入力回
路の出力に、局部発振周波数の２倍に共振する共振回路
（Ｌ３，Ｃ３）とインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）によって、
低周波の雑音と局部発振信号の２倍の周波数近辺の雑音
を抑圧する。同時に、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｃ３を局部発
振周波数に共振させることによって、高い利得を得るこ
とができる。
変換器の構成を示す回路図である。局部発振信号入力回
路の出力に、局部発振周波数の２倍に共振する共振回路
（Ｌ３，Ｃ３）とインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）によって、
低周波の雑音と局部発振信号の２倍の周波数近辺の雑音
を抑圧する。同時に、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｃ３を局部発
振周波数に共振させることによって、高い利得を得るこ
とができる。
【００３２】図８は本発明の第７の実施例に係る周波数
変換器の概略構成図である。局部発振信号は、局部発振
信号入力回路２０において増幅回路２２により増幅さ
れ、リアクタンス回路２６によって偶数倍の周波数付近
の信号を抑圧し、乗算回路３０に供給される。すなわ
ち、リアクタンス回路２６はたとえば４分の１波長のシ
ョートスタブを接続することにより実現できる。
変換器の概略構成図である。局部発振信号は、局部発振
信号入力回路２０において増幅回路２２により増幅さ
れ、リアクタンス回路２６によって偶数倍の周波数付近
の信号を抑圧し、乗算回路３０に供給される。すなわ
ち、リアクタンス回路２６はたとえば４分の１波長のシ
ョートスタブを接続することにより実現できる。
【００３３】図９はリアクタンス回路の詳細な構成例と
しての第８実施例に係る周波数変換器を示す回路図であ
る。はしご型フィルタの構成であるが、Ｌ１とＣ１、Ｌ
２とＣ２、Ｌ３とＣ３はそれぞれ局部発振周波数におい
て直列共振し、Ｌ４とＣ４、Ｌ５とＣ５、Ｌ６とＣ６は
それぞれ局部発振周波数の２倍、４倍、６倍で直列共振
し、Ｌ７とＣ７は局部発振周波数で並列共振する。この
回路の伝達特性を図１０に示す。横軸は正規化周波数で
ある。ここで、正規化周波数とは、ある周波数を局部発
振周波数で除した値であり、その信号の周波数が局部発
振周波数の何倍かであることを示している。局部発振周
波数の偶数倍にノッチを有する特性であり、これにより
偶数倍の雑音に対してこれを抑制する効果があることが
わかる。
しての第８実施例に係る周波数変換器を示す回路図であ
る。はしご型フィルタの構成であるが、Ｌ１とＣ１、Ｌ
２とＣ２、Ｌ３とＣ３はそれぞれ局部発振周波数におい
て直列共振し、Ｌ４とＣ４、Ｌ５とＣ５、Ｌ６とＣ６は
それぞれ局部発振周波数の２倍、４倍、６倍で直列共振
し、Ｌ７とＣ７は局部発振周波数で並列共振する。この
回路の伝達特性を図１０に示す。横軸は正規化周波数で
ある。ここで、正規化周波数とは、ある周波数を局部発
振周波数で除した値であり、その信号の周波数が局部発
振周波数の何倍かであることを示している。局部発振周
波数の偶数倍にノッチを有する特性であり、これにより
偶数倍の雑音に対してこれを抑制する効果があることが
わかる。
【００３４】図１１はリアクタンス回路の別の構成例と
しての第９実施例に係る周波数変換器を示す回路図であ
る。局部発振周波数の偶数倍に直列共振する回路を並列
に接続することによって雑音の抑圧ができる。
しての第９実施例に係る周波数変換器を示す回路図であ
る。局部発振周波数の偶数倍に直列共振する回路を並列
に接続することによって雑音の抑圧ができる。
【００３５】図１２はさらに別の構成としての第１０実
施例に係る周波数変換器を示す回路図である。この同図
においてリアクタンス回路２３は一対の１／４波長の分
布定数の線路と、この線路の接続点に並列接続された電
圧基準とを備えている。この構成により、図１０に示さ
れるような局部発振信号の基本周波数の０倍、２倍、４
倍、６倍との偶数倍の雑音成分をすべて抑制することが
できる。
施例に係る周波数変換器を示す回路図である。この同図
においてリアクタンス回路２３は一対の１／４波長の分
布定数の線路と、この線路の接続点に並列接続された電
圧基準とを備えている。この構成により、図１０に示さ
れるような局部発振信号の基本周波数の０倍、２倍、４
倍、６倍との偶数倍の雑音成分をすべて抑制することが
できる。
【００３６】上記第１乃至第９の実施例に係る周波数変
換器はいずれもシングルバランスの乗算器を用いていた
が、この発明はダブルバランスの乗算器に適用すること
によりさらに大きな効果が期待できる。
換器はいずれもシングルバランスの乗算器を用いていた
が、この発明はダブルバランスの乗算器に適用すること
によりさらに大きな効果が期待できる。
【００３７】図１３はダブルバランスの乗算器の具体例
を示す第１１実施例に係る周波数変換器の回路図であ
る。この第１１実施例に係る周波数変換器は乗算回路３
０としてダブルバランス型を用いている。ダブルバラン
ス乗算回路は、２つのシングルバランス型乗算回路の出
力が打ち消しあうように組み合わせてあるので、式
（２）に示すように出力の式は式（１）の引き算の形に
なる。すなわち Ｖｏｕｔ（ｔ）＝Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ１（ｔ）＋Ｉｅｅ１｝ −Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ２（ｔ）＋Ｉｅｅ２｝ …（２） なお、式（２）は式（３）のように書くこともできる。
を示す第１１実施例に係る周波数変換器の回路図であ
る。この第１１実施例に係る周波数変換器は乗算回路３
０としてダブルバランス型を用いている。ダブルバラン
ス乗算回路は、２つのシングルバランス型乗算回路の出
力が打ち消しあうように組み合わせてあるので、式
（２）に示すように出力の式は式（１）の引き算の形に
なる。すなわち Ｖｏｕｔ（ｔ）＝Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ１（ｔ）＋Ｉｅｅ１｝ −Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ２（ｔ）＋Ｉｅｅ２｝ …（２） なお、式（２）は式（３）のように書くこともできる。
【００３８】 Ｖｏｕｔ（ｔ）＝Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉｒｆ１（ｔ）−Ｉｒｆ２（ｔ）｝ ＋Ｉｅｅ１−Ｉｅｅ２｝ …（３） 設計上はＩｅｅ１とＩｅｅ２を等しくするので、シング
ルバランス乗算回路のようにＦ（ｔ）とＩｅｅの積によ
るパルス幅変調信号は出力されず、Ｆ（ｔ）と高周波入
力の差動成分、Ｉｒｆ１（ｔ）−Ｉｒｆ２（ｔ）の積だ
けが出力に現れる。しかしながら、実際の回路は誤差を
もつのでＩｅｅ１とＩｅｅ２は完全に打ち消しあうこと
はなく、Ｆ（ｔ）と誤差成分Ｉｅｅ１−Ｉｅｅ２の積が
パルス幅変調信号となって出力に現れる。したがって、
ダブルバランス乗算回路を用いることで、局部発振信号
と偶数倍の周波数の雑音の影響を小さくすることができ
るが、図１３に示すようにインダクタを用いた局部発振
信号入力回路において低周波雑音を除去することにより
さらに雑音を少なくすることができる。さらに、ダブル
バランス型乗算回路と図９、図１１、図１２に示す局部
発振周波数の偶数倍の成分を抑制するリアクタンス回路
を備えた局部発振信号入力回路とヲ組み合わせると、雑
音抑圧の効果は一層大きくなる。
ルバランス乗算回路のようにＦ（ｔ）とＩｅｅの積によ
るパルス幅変調信号は出力されず、Ｆ（ｔ）と高周波入
力の差動成分、Ｉｒｆ１（ｔ）−Ｉｒｆ２（ｔ）の積だ
けが出力に現れる。しかしながら、実際の回路は誤差を
もつのでＩｅｅ１とＩｅｅ２は完全に打ち消しあうこと
はなく、Ｆ（ｔ）と誤差成分Ｉｅｅ１−Ｉｅｅ２の積が
パルス幅変調信号となって出力に現れる。したがって、
ダブルバランス乗算回路を用いることで、局部発振信号
と偶数倍の周波数の雑音の影響を小さくすることができ
るが、図１３に示すようにインダクタを用いた局部発振
信号入力回路において低周波雑音を除去することにより
さらに雑音を少なくすることができる。さらに、ダブル
バランス型乗算回路と図９、図１１、図１２に示す局部
発振周波数の偶数倍の成分を抑制するリアクタンス回路
を備えた局部発振信号入力回路とヲ組み合わせると、雑
音抑圧の効果は一層大きくなる。
【００３９】上記構成を有する周波数変換器は、例えば
携帯電話機システムの受信回路の一部として用いられ
る。図１４はその好適な一例としての第１２実施例に係
る受信機システムを示している。
携帯電話機システムの受信回路の一部として用いられ
る。図１４はその好適な一例としての第１２実施例に係
る受信機システムを示している。
【００４０】上記第１２実施例に係る周波数変換器は、
直接変換受信方式の受信機に適用され、この受信機にお
いて、本発明の周波数変換器４１を用いて直交復調器４
０を構成した例を図１４に示す。この方式は受信信号周
波数とほぼ等しい局部発振周波数を周波数変換器４１に
入力し、基底信号を得るのでホモダイン方式の１種であ
る。出力信号は局部発振周波数と受信信号周波数の差の
周波数となるが、受信信号周波数が局部発振信号に比べ
て高い場合と低い場合を区別するために、受信信号を２
系統に分配し、両信号に９０°の位相差を持たせた後に
周波数変換し、２チャンネルの基底信号を得る。局部発
振信号はバッファアンプ４２を介して２つの周波数変換
器４１Ａ，４１Ｂに入力される。周波数変換器４１の局
部発振信号入力回路４３は集積回路として実現されたス
パイラルインダクタを用いて局部発振周波数の０倍付近
の雑音である低周波雑音を抑制し雑音特性の優れた直交
復調器４０を実現する。周波数変換器４１の出力は、差
動シングル変換器４５に供給されており、この差動シン
グル変換器４５は、後述する第１３実施例のシステムに
示される第２中間周波数処理部５５Ａ及び５５Ｂに好ま
しい信号を供給するため、差動信号をシングルエンド信
号に変換して出力している。
直接変換受信方式の受信機に適用され、この受信機にお
いて、本発明の周波数変換器４１を用いて直交復調器４
０を構成した例を図１４に示す。この方式は受信信号周
波数とほぼ等しい局部発振周波数を周波数変換器４１に
入力し、基底信号を得るのでホモダイン方式の１種であ
る。出力信号は局部発振周波数と受信信号周波数の差の
周波数となるが、受信信号周波数が局部発振信号に比べ
て高い場合と低い場合を区別するために、受信信号を２
系統に分配し、両信号に９０°の位相差を持たせた後に
周波数変換し、２チャンネルの基底信号を得る。局部発
振信号はバッファアンプ４２を介して２つの周波数変換
器４１Ａ，４１Ｂに入力される。周波数変換器４１の局
部発振信号入力回路４３は集積回路として実現されたス
パイラルインダクタを用いて局部発振周波数の０倍付近
の雑音である低周波雑音を抑制し雑音特性の優れた直交
復調器４０を実現する。周波数変換器４１の出力は、差
動シングル変換器４５に供給されており、この差動シン
グル変換器４５は、後述する第１３実施例のシステムに
示される第２中間周波数処理部５５Ａ及び５５Ｂに好ま
しい信号を供給するため、差動信号をシングルエンド信
号に変換して出力している。
【００４１】なお、この第１２実施例の直交復調器４０
においては、前記バッファーアンプ４２が、局部発振信
号の伝送線路インピーダンスと、このバッファアンプ入
力インピーダンスとの整合をとるマッチング機能を備え
ている。
においては、前記バッファーアンプ４２が、局部発振信
号の伝送線路インピーダンスと、このバッファアンプ入
力インピーダンスとの整合をとるマッチング機能を備え
ている。
【００４２】図１５は直接変換受信方式を用いた第１３
実施例に係る受信機の構成を示すブロック図である。ア
ンテナ部５１を介して受信された無線周波数信号の周波
数とほぼ等しい周波数の局部発信信号に基づき、その受
信信号を周波数変換することにより得られる基底帯域信
号を復調して受信データを出力するものである。
実施例に係る受信機の構成を示すブロック図である。ア
ンテナ部５１を介して受信された無線周波数信号の周波
数とほぼ等しい周波数の局部発信信号に基づき、その受
信信号を周波数変換することにより得られる基底帯域信
号を復調して受信データを出力するものである。
【００４３】詳細には、アンテナ部５１で受信された高
周波信号は高周波信号処理部５２により増幅され、高周
波フィルタで不要周波数成分を除去した後、２チャンネ
ルに分けられる。周波数変換部では局部発信器からの前
記受信高周波信号とほぼ等しい周波数の基準信号を用い
て周波数変換される。特に直交復調においては、周波数
変換部、信号処理部をＩチャネル、Ｑチャネルと２系統
準備し、局部発信器の出力信号をπ／２移相器５３を用
いて互いにπ／２シフトした第１、第２の基準信号Ｓ
１，Ｓ２を用いて、それぞれのチャネルの周波数変換部
５４Ａ，５４Ｂで周波数変換を行なう。周波数変換され
た基底周波数信号は、それぞれ基底周波数信号処理部５
４Ａ，５４Ｂにおいて信号処理される。具体的には、図
示されない低域通過フィルタにより不要高周波成分を除
去した後、Ａ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換され
る。その後、出力部５６により遅延検波方式等の直交検
波方式を用いてデジタル復調した後、音声、画像等の情
報信号が再生される。
周波信号は高周波信号処理部５２により増幅され、高周
波フィルタで不要周波数成分を除去した後、２チャンネ
ルに分けられる。周波数変換部では局部発信器からの前
記受信高周波信号とほぼ等しい周波数の基準信号を用い
て周波数変換される。特に直交復調においては、周波数
変換部、信号処理部をＩチャネル、Ｑチャネルと２系統
準備し、局部発信器の出力信号をπ／２移相器５３を用
いて互いにπ／２シフトした第１、第２の基準信号Ｓ
１，Ｓ２を用いて、それぞれのチャネルの周波数変換部
５４Ａ，５４Ｂで周波数変換を行なう。周波数変換され
た基底周波数信号は、それぞれ基底周波数信号処理部５
４Ａ，５４Ｂにおいて信号処理される。具体的には、図
示されない低域通過フィルタにより不要高周波成分を除
去した後、Ａ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換され
る。その後、出力部５６により遅延検波方式等の直交検
波方式を用いてデジタル復調した後、音声、画像等の情
報信号が再生される。
【００４４】図１６はスーパーヘテロダイン受信方式を
用いた第１４実施例に係る受信機６０の構成を示す図で
ある。アンテナ部６０Ａを介して受信された信号から、
高周波信号処理部６１で所望の周波数帯域の信号成分を
選択し、増幅して、第１周波数変換部６２で周波数変換
を行ない第１中間周波数信号を出力する。更に第２中間
周波数信号処理部６３で信号の不要周波数成分を除去
し、増幅した後、第２中間周波数変換部６４で第２中間
周波数信号に周波数変換する。第２中間周波数信号は第
２中間周波数処理部６５おいては、不要周波数成分を除
去し信号増幅した後、出力部６６において、デジタル信
号処理を行なうことにより音声、画像等の情報を出力す
る。
用いた第１４実施例に係る受信機６０の構成を示す図で
ある。アンテナ部６０Ａを介して受信された信号から、
高周波信号処理部６１で所望の周波数帯域の信号成分を
選択し、増幅して、第１周波数変換部６２で周波数変換
を行ない第１中間周波数信号を出力する。更に第２中間
周波数信号処理部６３で信号の不要周波数成分を除去
し、増幅した後、第２中間周波数変換部６４で第２中間
周波数信号に周波数変換する。第２中間周波数信号は第
２中間周波数処理部６５おいては、不要周波数成分を除
去し信号増幅した後、出力部６６において、デジタル信
号処理を行なうことにより音声、画像等の情報を出力す
る。
【００４５】
【発明の効果】以上のべたとおり、本発明によれば雑音
が少ない周波数変換器を得ることができる。雑音が少な
い周波数変換器を使用すれば、高周波増幅回路を簡略化
できる。かつ、移動体通信においては準マイクロ波帯の
周波数が割り当てられており、準マイクロ波体の共振回
路は比較的容易に集積化することができるため、本発明
による周波数変換器は集積回路として実現可能である。
したがって、本発明の周波数変換器は小型化、軽量化が
要求される携帯通信端末に適している。
が少ない周波数変換器を得ることができる。雑音が少な
い周波数変換器を使用すれば、高周波増幅回路を簡略化
できる。かつ、移動体通信においては準マイクロ波帯の
周波数が割り当てられており、準マイクロ波体の共振回
路は比較的容易に集積化することができるため、本発明
による周波数変換器は集積回路として実現可能である。
したがって、本発明の周波数変換器は小型化、軽量化が
要求される携帯通信端末に適している。
【図１】本発明に係る周波数変換器の基本概念を示すブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図２】本発明の第１の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図３】本発明の第２の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図４】本発明の第３の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図５】本発明の第４の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図６】本発明の第５の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図７】本発明の第６の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図８】本発明の第７の実施例に係る周波数変換器のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図９】本発明の第８の実施例に係る周波数変換器の回
路図。
路図。
【図１０】本発明の第８実施例に係る周波数変換器の回
路の伝達特性を示すグラフ。
路の伝達特性を示すグラフ。
【図１１】本発明の第９の実施例に係る周波数変換器の
回路図。
回路図。
【図１２】本発明の第１０の実施例に係る周波数変換器
の回路図。
の回路図。
【図１３】本発明の第１１の実施例に係る周波数変換器
の回路図。
の回路図。
【図１４】本発明の第１２の実施例に係る受信機システ
ムの回路図。
ムの回路図。
【図１５】本発明の第１３の実施例に係る受信機システ
ムのブロック図。
ムのブロック図。
【図１６】本発明の第１４実施例に係る受信機システム
のブロック図。
のブロック図。
【図１７】従来の周波数変換器の概略構成を示す回路
図。
図。
【図１８】局部発振周波数の偶数倍の雑音成分を示す特
性図。
性図。
【図１９】局部発振周波数の奇数倍の雑音成分を示す特
性図。
性図。
【符号の説明】 １０ 高周波信号入力回路 ２０ 局部発振信号入力回路 ２１ 偶数波雑音抑制手段 ２３ リアクタンス回路 ３０ 乗算回路
Claims (3)
- 【請求項１】高周波信号を入力し、高周波信号をバイア
ス電圧、もしくはバイアス電流に加えて出力する高周波
信号入力回路と、 局部発振信号を入力し、局部発振信号をバイアス電圧、
もしくはバイアス電流に加えて出力する局部発振信号入
力回路と、 前記高周波信号入力回路の出力と、前記局部発振信号入
力回路の出力を入力し、高周波信号と局部発振信号の積
を出力する乗算回路を備えると共に、 前記局部発振信号入力回路が、前記局部発振信号の周波
数の偶数倍近辺の雑音成分を抑制する偶数波雑音抑制手
段を備えることを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】前記偶数波雑音抑制手段は、特に前記局部
発振信号の周波数の２倍の周波数を有する雑音成分を抑
制する偶数波雑音抑制手段を備えることを特徴とする請
求項１に記載の周波数変換器。 - 【請求項３】前記偶数波雑音抑制手段は、前記局部発振
信号の周波数の０倍の周波数を有する雑音成分を抑制す
る偶数波雑音抑制手段を備えることを特徴とする請求項
１に記載の周波数変換器。
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