JPH08223233A

JPH08223233A - 直交変調装置

Info

Publication number: JPH08223233A
Application number: JP7026527A
Authority: JP
Inventors: Masao Mineo; 将穂峰尾
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1995-02-15
Filing date: 1995-02-15
Publication date: 1996-08-30

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は小型で低消費電力で安価な構成によ
り準マイクロ波帯のような高周波帯域で信号を直交変調
し得る直交変調装置を提供することを目的とする。【構成】１／２分周回路４は入力された搬送波を１／
２倍の周波数で、かつ、互いに９０度位相の異なる２信
号として出力する。１／２分周回路５は入力された搬送
波を１／２倍の周波数に分周する。乗算回路６及び７
は、それぞれ第１及び第２の変調信号と１／２分周回路
４の出力分周信号とを乗算する。合成アンプ８は乗算回
路６及び７の出力信号を合成増幅する。乗算回路９は合
成アンプ８と１／２分周回路５の出力信号を乗算して出
力端子１０ａ、１０ｂへ出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直交変調装置に係り、特
に準マイクロ波帯のような高周波数帯域の信号位相を変
調する場合に適用して好適なディジタル通信用の直交変
調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は従来の直交変調装置の一例の回路
図を示す。同図中、プリント配線板５０には、９０度移
相回路５１と、ダイオード５２ａ、５３ａ、高インピー
ダンス線路５４ａ及び５５ａなどからなる第１のミキサ
５６ａと、ダイオード５２ｂ、５３ｂ、高インピーダン
ス線路５４ｂ及び５５ｂなどからなる第２のミキサ５６
ｂと、平衡−不平衡変換回路５７ａ、５７ｂと信号合成
用抵抗５８などの回路素子が搭載され、また、搬送波入
力端子５９と第１のミキサ５６ａに接続された変調信号
入力端子６０ａ及び６１ａと、第２のミキサ５６ｂに接
続された変調信号入力端子６０ｂ及び６１ｂと、抵抗５
８の両端に接続された出力端子６２が設けられている。

【０００３】この直交変調装置はダイオード型変調装置
と称され、入力端子５９より入力された搬送波は９０度
移相回路５１により互いに位相が９０度異なる２種類の
搬送波とされ、一方の搬送波は第１のミキサ５６ａに供
給されて入力端子６０ａ及び６１ａより入力された互い
に逆相の第１の変調信号と乗算され、他方の搬送波は第
２のミキサ５６ｂに供給されて入力端子６０ｂ及び６１
ｂより入力された互いに逆相の第２の変調信号と乗算さ
れる。第１及び第２のミキサ５６ａ及び５６ｂより取り
出された第１及び第２の乗算出力は、トランス５７ａ、
５７ｂを通して抵抗５８で合成された後、出力端子６２
より直交変調波として出力される。

【０００４】しかし、この従来の直交変調装置は、＋
２０ｄＢ_ｍ程度の高い搬送波入力レベルが必要、漏
洩搬送波と出力信号との差が−２０ｄＢ程度しかとれな
い、９０度移相回路５１の構成が難しい、帯域が狭
い、大きい体積が必要で装置が大型化する、などの問
題がある。

【０００５】そこで、従来はこのダイオード型変調装置
の問題を解決するために、直交変調装置を半導体集積回
路で構成する方法がとられている。例えば、米国の電気
電子技術者協会（ＩＥＥＥ）の１９９２年発行の学会
誌、バイポーラ・サーキッツ・アンド・テクノロジー・
ミーティング３．２の５９ページ〜６２ページに記載さ
れた論文「ディジタル・セルラー通信のためのＱＰＳＫ
変調装置」（ＱＰＳＫModulator for Digital Cellular
Communication）には、図７の回路図に示す如き直交変
調装置が開示されている。

【０００６】同図に示すように、この従来の直交変調装
置では、局部発振信号ＬＯ１を移相器６５により互いに
位相が９０度異なる第１及び第２の信号とした後、第１
の信号はミキサ６６に供給して互いに逆相の同相信号Ｉ
と乗算し、第２の信号はミキサ６７に供給して互いに逆
相の直交信号Ｑと乗算し、それぞれの乗算出力信号を合
成アンプ６８に供給して合成することによりＱＰＳＫ変
調波を得る。このＱＰＳＫ変調波は、帯域フィルタ特性
を有する濾波回路６９により必要な周波数成分のみ濾波
された後、ミキサ７０に供給されて局部発振信号ＬＯ２
と周波数変換されることにより準マイクロ波帯の信号と
され、更に出力アンプ７１、平衡−不平衡変換回路７２
をそれぞれ介して出力される。

【０００７】また、１９９０年の第２０回ヨーロッパ・
マイクロ波会議の予稿集の一論文ディジタル・フェイズ
シフト・クワドラチュア・フロントエンド・フォー・ロ
ーカルインプット・アップ・ツー・６ギガヘルツ（P.We
ger他,"DIGITAL PHASE-SHIFTQUADRATURE FRONTED FOR L
O-INPUTS UP TO 6 GHz",pp.426）には、図８のブロック
図に示す如き直交変調装置が開示されている。

【０００８】同図に示すように、この従来の直交変調装
置では、９０度移相回路８０をミキサ８１と１／２分周
回路８２より構成したものである。この直交変調装置
は、ミキサ８１により局部発振信号ＬＯを乗算して、互
いに位相が逆相で、かつ、周波数を２倍とした信号を取
り出し、これをそれぞれ分周回路８２で１／２分周する
ことにより、それぞれ互いに９０度位相が異なり、か
つ、周波数が上記局部発振信号ＬＯと同一の搬送波ＬＯ
_Ｑ、ＬＯ_Ｉを出力する。ミキサ８４、８５は変調信号Ｒ
Ｆと上記の搬送波ＬＯ_Ｑ、ＬＯ_Ｉをそれぞれ乗算して、
乗算信号ＩＦ_Ｑ、ＩＦ_Ｉをそれぞれ直交変調波として出
力する。

【０００９】図８に示す従来の直交変調装置では９０度
移相回路８０がシリコン・バイポーラ・トランジスタに
より半導体集積回路化されている。一方、ガリウム砒素
のような化合物半導体で集積回路化した直交変調装置
も、例えばアイ・イー・イー・イー・ジャーナル・オブ
・ソリッド・ステイト・サーキッツ第２８巻ナンバー１
０のア・１．９ＧＨｚバンドＧａＡｓダイレクト・クワ
ドラチュア・モジュレータ１Ｃ・ウィズ・ア・フエイズ
・シフタ（K.Yamamoto他、"A 1.9-GHz-Band GaAsDirect-
Quadrature Modulator IC with a Phase Shifter",IEEE
JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS",VOL.28,NO.10,OCT
OBER 1993,pp.994-1000）に開示されている。

【００１０】図９は上記の文献に開示されている、化合
物半導体で集積回路化した直交変調装置の回路図を示
す。この従来装置は、９０度移相回路９１、増幅回路９
２、ミキサ９３及び９４より構成されている。増幅回路
９２は前段にバイアスキャパシタを有し、ガリウム砒素
からなる電界効果トランジスタを用いた差動増幅回路が
３段縦続接続された構成で、９０度移相回路９１より互
いに９０度位相が異なる搬送波が入力され、これを増幅
してミキサ９３、９４に供給し、ここで変調信号と乗算
させる。

【００１１】また、従来より、９０度移相回路の位相誤
差を補正する方法もいくつか提案されている（例えば、
特開昭６１−２３８１４４号、特開平２−１７４３４３
号、特開平４−２８７５４２号、各公報）。一例として
特開平２−１７４３４３号公報記載の直交変調装置のブ
ロック図を図１０に示す。この従来の直交変調装置は図
１０において、入力端子９９より入力された搬送波信号
を分岐回路１００で２分岐し、一方はミキサ１０３に供
給して入力端子１０１よりの第１の変調信号と乗算さ
せ、他方は可変移相器１０５により９０度移相させた後
ミキサ１０４に供給して入力端子１０２よりの第２の変
調信号と乗算させる。ミキサ１０３、１０４の各出力信
号は合成回路１０８で合成されて出力端子１０９へＱＰ
ＳＫ変調波として出力される。

【００１２】この一般的な構成に加えて上記の従来装置
は、ミキサ１０３、１０４に供給されるそれぞれの搬送
波を位相比較器１０６でそれらの位相差が本来の９０度
からどれだけずれているかを検出し、その検出位相差に
応じた信号をループフィルタ１０７を介して可変移相器
１０５に制御信号として供給し、可変移相器１０５の移
相量を、ミキサ１０３、１０４の各出力信号の位相差が
９０度になるように可変制御する。

【００１３】また、従来、準マイクロ波帯で使用できる
９０度移相器を消費電力の無い受動回路で構成した図１
１に示す如き直交変調装置も知られている（１９９３年
電子情報通信学会春季大会Ｃ−８０）。この従来の直交
変調装置では、基板１１１上にインターディジタル型９
０度移相器１１２を設け、この９０度移相器１１２によ
り端子１１３を介して入力される搬送波を互いに位相が
９０度異なる第１及び第２の搬送波にして、集積回路化
されている２相変調器１１４、１１５にそれぞれ供給
し、ここで端子１１６、１１７よりの変調信号で変調さ
せる。この２相変調器１１４、１１５の各出力信号は、
基板１１８上に設けられた合成回路などを介して出力端
子１１９へ４相位相変調波として出力される。

【００１４】この従来の直交変調装置では、インターデ
ィジタル型９０度移相器１１２をアルミナ・セラミクス
基板１１１上に薄膜回路で形成し、この基板１１１と基
板１１８を２相変調器１１４、１１５と共に一つのパッ
ケージに組み込むことにより、１．５ＧＨｚ帯の広帯域
で消費電力の少ない構成とされている。

【００１５】更に、従来、移相回路を受動素子で構成し
た準マイクロ波帯で使用される直交変調装置も知られて
いる（特開平５−３４７５２９号広報）。図１２はこの
従来の直交変調装置における移相回路の一例の回路図を
示す。同図において、９０度移相回路は第１の移相部１
２１ａ及び第１の差動増幅回路１２２ａの縦続接続回路
からなる第１の移相回路と、第２の移相部１２１ｂ及び
第２の差動増幅回路１２２ｂの縦続接続回路からなる第
２の移相回路とが入力に対して並列に接続された構成で
ある。

【００１６】移相部１２１ａと１２１ｂはそれぞれ二つ
の４端子移相器の直列回路からなり、これらは半導体基
板上に進相素子としてのスパイラルコイルと、遅相素子
としてのＭＩＭ（Metal Insulator Metal）コンデンサ
とにより形成されている。これらの移相部１２１ａ及び
１２１ｂは入力端子に互いに逆相の高周波入力信号ＲＦ
１及びＲＦ２が入力され、これを移相してそれぞれ直交
するベクトルで表される２種類の信号Ｓ２Ａ及びＳ２Ｂ
と、Ｓ４Ａ及びＳ４Ｂとを出力する。ここで、信号Ｓ２
Ａ及びＳ２Ｂの合成ベクトルＳ２と、信号Ｓ４Ａ及びＳ
４Ｂの合成ベクトルＳ４とはそれぞれほぼ直交するよう
に、移相部１２１ａ及び１２１ｂの移相量が設定されて
いる。

【００１７】上記の信号Ｓ２Ａ及びＳ２Ｂと、Ｓ４Ａ及
びＳ４Ｂは次段の差動増幅回路１２２ａ及び１２２ｂの
差動対トランジスタのゲートに入力され、ここで差動増
幅されて同相出力端子と反転出力端子にそれぞれ信号Ｖ
１Ａ及びＶ１Ｂ、Ｖ２Ａ及びＶ２Ｂとして出力される。
ここで、出力信号Ｖ１Ａ及びＶ２Ａは互いに位相が９０
度異なり、また、出力信号Ｖ１Ｂ及びＶ２Ｂも互いに位
相が９０度異なる。

【００１８】この従来の移相回路によれば、例えば図１
３に示すように、７００ＭＨｚ〜２ＧＨｚまでの周波数
範囲の高周波入力信号ＲＦ１及びＲＦ２に対し、９０°
±２°の精度で位相を合わせた信号Ｖ１Ａ（Ｖ１Ｂ）と
Ｖ２Ａ（Ｖ２Ｂ）を出力することができる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
装置のうち図７に示した従来装置は、低周波数で変調し
た後、ミキサ７０で準マイクロ波帯に周波数変換してい
るため、信号源がＬＯ１とＬＯ２の２種類必要で、ま
た、構成が複雑になり、スプリアス雑音が発生するとい
う欠点がある。

【００２０】また、図８に示した従来装置は、信号源が
ＬＯの一つで済むものの、バイポーラ・トランジスタで
半導体集積回路化した９０度移相回路は同図に８０で示
した構成回路でも他の構成をとっても、搬送波周波数１
ＧＨｚ以上では実用化されておらず、準マイクロ波帯で
は使用困難である。理由は、例えば３ＧＨｚの信号を直
交変調しようとした場合、２倍の６ＧＨｚの信号を扱わ
なければならず、技術的に困難であるからである。

【００２１】また、図９に示した従来装置は、９０度移
相回路９１が抵抗とコンデンサとで構成された濾波回路
を利用しているため、出力レベルの不平衡を補正するた
めに出力レベルが一定になるような増幅回路９２が必要
となり、消費電力が増大するという問題がある。また、
化合物半導体の電界効果トランジスタはシリコン・バイ
ポーラ・トランジスタに比べて高価であるため、装置全
体を高価なものとするという問題もある。

【００２２】図１０に示した従来装置は、移相器を可変
移相器１０５で構成し、位相比較器１０６で検出した位
相誤差を可変移相器１０５に帰還することにより、９０
度の移相精度を高める方法をとっている。しかし、この
従来装置が記載されている特許公開公報には、可変移相
器１０５の具体的な記述は無く、この従来装置は準マイ
クロ波帯で使用できるものではない。これは前記特開昭
６１−２３８１４４号、特開平４−２８７５４２号各公
報も同様である。

【００２３】また、図１１に示した従来装置は、消費電
力が少ないものの、基板１１１上にインターディジタル
型９０度移相回路１１２を構成するための薄膜回路のパ
ターンに高い精度が要求されるため、高価となるうえ、
微細なパターンの接続に金等の細線をボンディングする
ため手間がかかる。更に、この従来装置では、基板１１
１及び１１８や２相変調器１１４及び１１５の半導体集
積回路チップをパッケージにろう材で接着するため手間
がかかり、高価であり、また、体積が大きいという欠点
もある。

【００２４】更に、図１２に示した従来装置の移相回路
は、半導体集積回路上に構成する場合、スパイラルコイ
ルを所望の定数通りに構成する方法が困難であり、試行
錯誤が必要なため設計に時間がかかるという欠点があ
る。また、この従来回路では、スパイラルコイルやＭＩ
Ｍ型コンデンサの定数には集積回路個体によるばらつき
が大きいため、求める９０度位相差もばらつきが大き
い。更に、この従来回路では、数百ｎＨという定数のス
パイラルコイルを構成するには大きな面積を必要とする
ため、装置全体の容積が大きくなり、また高価であると
いう問題もある。

【００２５】また、この従来装置の移相回路では、図１
３に示した特性からわかるように、７００ＭＨｚ〜２Ｇ
Ｈｚまでの周波数範囲で２度の誤差を有しており、これ
にばらつきを考慮すると誤差が大きいという欠点もあ
る。また更に、この移相回路の所望の移相が得られる帯
域幅１．３ＧＨｚは、準マイクロ波帯での多様な用途を
考える場合、やや不十分な帯域幅である。

【００２６】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
小型で低消費電力で安価な構成により、準マイクロ波帯
のような高周波帯域で信号を直交変調し得る直交変調装
置を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は入力された搬送波を１／２倍の周波数で、
かつ、互いに９０度位相の異なる２信号として出力する
第１の分周回路と、搬送波を１／２倍の周波数に分周す
る第２の分周回路と、第１の分周回路の出力２信号の一
方と第１の変調信号とを乗算する第１の乗算回路と、第
１の分周回路の出力２信号の他方と第２の変調信号とを
乗算する第２の乗算回路と、第１及び第２の乗算回路の
各出力信号をそれぞれ合成する合成回路と、合成回路の
出力信号と前記第２の分周回路の出力信号とを乗算する
第３の乗算回路とを有する構成としたものである。

【００２８】

【作用】本発明では、第１の分周回路により互いに９０
度位相の異なる第１及び第２の搬送波の１／２倍の周波
数を生成するようにし、これらの周波数で第１及び第２
の変調信号を第１及び第２の乗算回路で乗算した後、こ
れらの乗算結果を合成回路で合成して搬送波の１／２倍
の周波数と第３の乗算回路で乗算して所望の搬送波を第
１及び第２の変調信号で直交変調した変調波を出力する
ようにしているため、この回路で扱う周波数を第１及び
第２の変調信号の周波数と搬送波周波数との和の周波数
程度に抑えることができる。

【００２９】また、本発明では、第１及び第２の分周回
路、第１乃至第３の乗算回路及び合成回路は、それぞれ
エミッタ結合回路により構成しているため、集積回路で
構成することができる。

【００３０】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明になる直交変調装置の一実施例のブロック図
を示す。同図に示すように、本実施例は搬送波入力端子
１ａ及び１ｂ、変調信号入力端子２ａ、２ｂ及び３ａ、
３ｂと、入力端子１ａ及び１ｂよりの搬送波をそれぞれ
１／２分周して互いに９０度位相の異なる搬送波を出力
する第１の１／２分周回路４と入力搬送波を１／２分周
する第２の１／２分周回路５と、第１及び第２の乗算回
路６及び７と、これら乗算回路８の出力信号をそれぞれ
合成する合成アンプ８と、１／２分周回路５と合成アン
プ８の各出力信号をそれぞれ乗算して出力端子１０ａ及
び１０ｂへ出力する第３の乗算回路９とより構成されて
いる。

【００３１】１／２分周回路４及び５、乗算回路６、７
及び９、合成アンプ８はそれぞれ後述するように、シリ
コン（Ｓｉ）バイポーラ・エミッタ結合（ＥＣＬ：Ｅｍ
ｉｔｔｅｒＣｏｕｐｌｅｄＬｏｇｉｃ）回路で構成
されている。１／２分周回路４及び５は図２で示すよう
なマスタ・スレイブ・Ｔフリップフロップで構成されて
おり、乗算回路６、７及び９はそれぞれ図４に示すよう
なギルバート・セル型乗算器で構成されており、更に合
成アンプ８は図５に示すような差動アンプとバッファ用
エミッタフォロワより構成されており、これらは公知の
回路である。ただし、図２、図４及び図５には必要な直
流（ＤＣ）電圧を発生させる回路は省いてある。

【００３２】次に、図１の実施例の動作について説明す
る。いま、入力端子１ａ，１ｂの入力搬送波をｆ_ＬＯ、
入力端子２ａ，２ｂの入力変調信号をｆ_Ｍ、入力端子３
ａ，３ｂの入力変調信号をｆ_Ｍ ′としたとき、これら
は次式で表されるものとする。

【００３３】ｆ_ＬＯ＝ｃｏｓ２ω_Ｌｔ（１）ｆ_Ｍ＝ｃｏｓ ω_ｍｔ（２）ｆ_Ｍ′＝ｓｉｎ ω_ｍｔ（３）１／２分周回路４は入力端子１ａ，１ｂよりの入力搬送
波ｆ_ＬＯを１／２分周すると共に、互いに位相が９０度
異なる信号を出力する。これにより、１／２分周回路４
の出力信号はｃｏｓω_Ｌｔとｓｉｎω_Ｌｔと表される。
また、１／２分周回路５の出力信号は入力端子１ａ，１
ｂよりの入力搬送波ｆ_ＬＯを１／２分周した信号である
から、上記のｃｏｓω_Ｌｔとｓｉｎω_Ｌｔのどちらでも
よいが、ここではｃｏｓω_Ｌｔとする。

【００３４】１／２分周回路４より出力された第１の１
／２分周出力ｃｏｓω_Ｌｔは、乗算回路６に供給され、
ここで入力端子２ａ，２ｂよりの第１の変調信号ｆ_Ｍと
乗算される。一方、１／２分周回路４より出力された第
２の１／２分周出力ｓｉｎω_Ｌｔは、乗算回路７に供給
され、ここで入力端子３ａ，３ｂよりの第２の変調信号
ｆ_Ｍ′と乗算される。乗算回路６より取り出されたｃｏ
ｓω_Ｌｔ・ｃｏｓω_ｍｔで表される乗算信号と、乗算回
路７より取り出されたｓｉｎω_Ｌｔ・ｓｉｎω_ｍｔで表
される乗算信号とは、合成アンプ８で合成増幅され、次
式で表される合成信号とされる。

【００３５】ｃｏｓω_Ｌｔ・ｃｏｓω_ｍｔ＋ｓｉｎω_Ｌｔ・ｓｉｎω_ｍｔ＝（１／２）・｛ｃｏｓ（ω_Ｌ＋ω_ｍ）ｔ＋ｃｏｓ（ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ｝＋（１／２）・｛ｃｏｓ（ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ−ｃｏｓ（ω_Ｌ＋ω_ｍ）ｔ｝＝ｃｏｓ（ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ（４）この合成信号は乗算回路９に供給され、ここで１／２分
周回路５よりのｃｏｓω_Ｌｔで表される信号と乗算さ
れ、次式で表される信号とされて出力端子１０ａ，１０
ｂへ出力される。

【００３６】ｃｏｓ（ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ×ｃｏｓω_Ｌｔ＝（１／２）・｛ｃｏｓ（２ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ＋ｃｏｓω_ｍｔ｝（５）この出力端子１０ａ，１０ｂの出力信号は、搬送波ｃｏ
ｓ２ω_Ｌｔを変調信号ｃｏｓω_ｍｔで変調して得られた
変調波（１／２）・｛ｃｏｓ（２ω_Ｌ−ω_ｍ）ｔ｝と低
周波数成分（１／２）・（ｃｏｓω_ｍｔ）とからなる信
号であり、後段のフィルタにより低周波数成分（１／
２）・（ｃｏｓω_ｍｔ）が除去されて所望の角周波数
（２ω_Ｌ−ω_ｍ）の変調波のみが分離される。

【００３７】このような変調を図８に示した従来装置で
行う場合、ＬＯ搬送波入力の周波数は２ω_Ｌ、乗算器８
１の出力は４ω_Ｌとなるため、搬送波の２倍の周波数を
扱うこととなり、半導体素子の高周波数特性の改善が必
要となる。また、同じ高周波数特性であるならば、消費
電流の増加が必要となる。これに対し、本実施例によれ
ば、取り扱う周波数が（５）式に示したように高々入力
信号の周波数に変調信号の周波数を加えた程度であり、
搬送波の２倍波のような高い周波数を扱う必要がなく、
消費電力を低く抑えることができる。

【００３８】次に、図１の各構成回路の構成及び動作に
ついて説明する。図２は１／２分周回路４及び５の一例
の回路図を示す。図２において、入力端子１ａ，１ｂ間
には図３（Ａ）に示す如き矩形波（ここでは、説明の便
宜上矩形波としたが、高周波数帯では正弦波が通常であ
り、正弦波でも勿論よい）が入力され、ＮＰＮトランジ
スタＱ２，Ｑ１のベース、ＮＰＮトランジスタＱ１２，
Ｑ１３のベースにそれぞれ入力される。ここで、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタ側に接続されているＮ
ＰＮトランジスタＱ３と、トランジスタＱ１２，１３の
共通エミッタ側に接続されているＮＰＮトランジスタＱ
１４はそれぞれ入力端子１３よりベースに印加される固
定直流電圧により定電流源を構成している。

【００３９】トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに入力さ
れた入力に基づいてトランジスタＱ１のコレクタ側のＮ
ＰＮトランジスタＱ４及びＱ５と、トランジスタＱ２の
コレクタ側のＮＰＮトランジスタＱ６及びＱ７のうち、
Ｑ４及びＱ６のコレクタより取り出された出力はエミッ
タフォロワを構成するＮＰＮトランジスタＱ８のベース
に入力されてそのエミッタより出力され、更にトランジ
スタＱ７及びＮＰＮトランジスタＱ１０及びＱ１５のベ
ースにそれぞれ入力され、Ｑ５及びＱ７のコレクタより
取り出された出力はエミッタフォロワを構成するＮＰＮ
トランジスタＱ９のベースに入力されてそのエミッタよ
り出力され、更にトランジスタＱ６及びＮＰＮトランジ
スタＱ１１及びＱ１６のベースにそれぞれ入力される。

【００４０】また、ＮＰＮトランジスタＱ１９のエミッ
タ出力はトランジスタＱ５及びＮＰＮトランジスタＱ１
８及びＱ２１の各ベースに入力され、ＮＰＮトランジス
タＱ２０のエミッタ出力はトランジスタＱ４及びＮＰＮ
トランジスタＱ１７及びＱ２２の各ベースに入力され
る。トランジスタＱ８のエミッタ出力はトランジスタＱ
１０を介して出力端子１１ｂへ出力され、トランジスタ
Ｑ９のエミッタ出力はトランジスタＱ１１を介して出力
端子１１ａへ出力される。

【００４１】また、トランジスタＱ１２，Ｑ１３のベー
スに入力された入力に基づいてトランジスタＱ１５及び
Ｑ１７のコレクタより取り出された出力はトランジスタ
Ｑ１９及びＱ２１をそれぞれ介して出力端子１２ｂへ出
力され、Ｑ１６及びＱ１８のコレクタより取り出された
出力はトランジスタＱ２０及びＱ２２を介して出力端子
１２ａへ出力される。

【００４２】これにより、出力端子１１ａ及び１１ｂ間
には図３（Ｂ）に示す如く入力矩形波の立ち上がり毎に
反転する矩形波が取り出され、また、出力端子１２ａ及
び１２ｂ間には図３（Ｃ）に示す如く入力矩形波の立ち
下がり毎に反転する矩形波が取り出される。図３（Ｂ）
に示す出力矩形波は、同図（Ａ）の入力矩形波の１／２
分周された波形であり、１８０度の位相差がある。一
方、図３（Ｃ）に示す出力矩形波は、同図（Ａ）の入力
矩形波の１／２分周された波形であり、同図（Ｂ）に示
す出力矩形波との位相差は９０度である。従って、この
回路により、互いに位相差が９０度の１／２分周出力信
号が得られる。

【００４３】図４は図１の乗算回路６、７及び９の一例
の回路図である。この乗算回路は、ギルバート・セル型
乗算回路であり、二重平衡差動増幅回路の構成である。
すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ３１及びＱ３２はエミ
ッタが共通接続され、各々のベースが入力端子２１ａ、
２１ｂに接続された差動増幅回路を構成し、ＮＰＮトラ
ンジスタ化Ｑ３３及びＱ３４はエミッタが共通接続さ
れ、各々のベースが入力端子２１ｂ、２１ａに接続され
た差動増幅回路を構成し、ＮＰＮトランジスタＱ３５及
びＱ３６はエミッタがそれぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して
共通接続され、ベースが入力端子２２ａ、２２ｂに接続
された差動増幅回路を構成している。

【００４４】また、トランジスタＱ３１及びＱ３３の各
コレクタは、抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖｃｃ端子に接
続される一方、出力端子２４ａに接続されている。ま
た、トランジスタＱ３２及びＱ３４の各コレクタは、抵
抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖｃｃ端子に接続される一方、
出力端子２４ｂに接続されている。更に、ＮＰＮトラン
ジスタＱ３７はコレクタが抵抗Ｒ３及びＲ４に共通接続
され、また、エミッタが抵抗Ｒ５を介して接地されてい
る。このトランジスタＱ３７は入力端子２３を介してベ
ースに直流定電圧が入力され、定電流源を構成してい
る。

【００４５】次に、この乗算回路の動作について説明す
る。入力端子２１ａ及び２１ｂ間には１／２分周回路４
あるいは５の出力信号が第１の入力信号として入力さ
れ、入力端子２２ａ及び２２ｂ間には変調信号あるいは
合成アンプ８の出力信号が第２の入力信号として入力さ
れる。入力端子２２ａ及び２２ｂの間に入力される入力
信号はトランジスタＱ３５及びＱ３６により差動増幅さ
れて、逆相でそのコレクタに出力される。

【００４６】ここで、入力端子２１ａの電位が入力端子
２１ｂの電位よりも高いものとすると、トランジスタＱ
３１及びＱ３４がそれぞれ導通し、かつ、トランジスタ
Ｑ３２及びＱ３３がカットオフする。これにより、トラ
ンジスタＱ３５のコレクタより出力された増幅信号はト
ランジスタＱ３１のコレクタより出力端子２４ａへ出力
され、トランジスタＱ３６のコレクタより出力された増
幅信号はトランジスタＱ３４より出力端子２４ｂへ出力
される。従って、このときには、入力端子２２ｂの電位
よりも入力端子２２ａの電位の方が高いときには、出力
端子２４ｂよりも出力端子２４ａの方が電位が高くな
り、入力端子２２ｂの電位よりも入力端子２２ａの電位
の方が低いときには出力端子２４ｂよりも出力端子２４
ａの方が電位が低くなり、第２の入力信号は増幅されて
出力端子２４ａ，２４ｂ間へ正相で出力されることとな
る。

【００４７】一方、入力端子２１ａの電位が入力端子２
１ｂの電位よりも低い時には、トランジスタＱ３１及び
Ｑ３４がそれぞれカットオフし、かつ、トランジスタＱ
３２及びＱ３３がそれぞれ導通する。これにより、トラ
ンジスタＱ３５のコレクタより出力された増幅信号はト
ランジスタＱ３２のコレクタより出力端子２４ｂへ出力
され、トランジスタＱ３６のコレクタより出力された増
幅信号はトランジスタＱ３３より出力端子２４ａへ出力
される。従って、このときには、上記の場合とは逆に入
力端子２２ａ及び２２ｂ間の第２の入力信号は増幅され
て出力端子２４ａ，２４ｂ間へ逆相で出力されることと
なる。

【００４８】次に、図１の合成アンプ８の構成及び動作
について説明する。図５は合成アンプの一例の回路図を
示す。同図に示すように、合成アンプ８はＮＰＮトラン
ジスタＱ４１〜Ｑ４７と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１９とから構成
されている。トランジスタＱ４１及びＱ４２はエミッタ
フォロワを構成しており、それらのベースは入力端子３
１ａ、３１ｂに接続され、Ｑ４１のエミッタは抵抗Ｒ１
１を介して接地されると共にトランジスタＱ４３のベー
スに接続され、Ｑ４２のエミッタは抵抗Ｒ１２を介して
接地されると共にトランジスタＱ４４のベースに接続さ
れている。

【００４９】トランジスタＱ４３及びＱ４４はそれらの
各エミッタが抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を介してトランジスタ
Ｑ４５のコレクタに共通に接続され、またＱ４３及びＱ
４４の各コレクタが抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を介してトラン
ジスタＱ４１、Ｑ４２、Ｑ４６及びＱ４７の各コレクタ
と共に電源電圧Ｖｃｃ端子に接続されている。トランジ
スタＱ４３、Ｑ４４、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１６は差動増幅回
路を構成しており、トランジスタＱ４５は入力端子３３
よりの定電圧により定電流源を構成している。また、ト
ランジスタＱ４６及びＱ４７は出力バッファとしてのエ
ミッタフォロワ用トランジスタ、抵抗Ｒ１８及びＲ１９
はエミッタ抵抗である。

【００５０】この合成アンプ８の動作について説明す
る。入力端子３１、３２に入力された第１及び第２の入
力信号は、それぞれトランジスタＱ４１、Ｑ４２により
緩衝増幅された後各エミッタより取り出されてトランジ
スタＱ４３、Ｑ４４のベースに印加されて差動増幅され
る。これにより、トランジスタＱ４３のコレクタと抵抗
Ｒ１３の接続点からは第１及び第２の入力信号の第１の
差動増幅信号が取り出されてトランジスタＱ４６のベー
スに供給され、ここで緩衝増幅されて出力端子３４ａへ
出力される。また、トランジスタＱ４４のコレクタと抵
抗Ｒ１４の接続点からは上記の第１の差動増幅信号と逆
相の第２の差動増幅信号が取り出され、トランジスタＱ
４７により緩衝増幅されて出力端子３４ｂへ出力され
る。

【００５１】差動増幅器は良く知られているように、ト
ランジスタのベース・エミッタ間電圧などのパラメータ
の変動に影響されにくく、また、同相成分はある程度除
去できるという特徴がある。

【００５２】このように、本実施例によれば、９０度移
相回路を図２に示したような能動回路の１／２分周回路
で構成しているため、受動回路で構成したような大きな
体積を必要とすることがなく、また、本実施例の各構成
回路は図２、図４及び図５で示したようにＥＣＬ回路で
構成されており、集積回路に適した構成である。更に、
９０度位相差の補正回路を回路内に取り込むことによ
り、９０度位相差の電子的な補正もできる。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
取り扱う周波数を第１及び第２の変調信号の周波数と搬
送波周波数との和の周波数程度に抑えることができるた
め、従来装置のような搬送波の２倍波のような高周波数
を扱う必要がなく、消費電力を低く抑えることができ
る。

【００５４】また、本発明では、第１及び第２の分周回
路、第１乃至第３の乗算回路及び合成回路は、それぞれ
エミッタ結合回路により集積回路化可能な構成としてい
るため、インターディジタル型集積回路やスパイラルコ
イルを用いる従来装置に比し安価で体積を小さく構成で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路系統図である。

【図２】図１中の１／２分周回路の一例の回路図であ
る。

【図３】図２の動作説明用信号波形図である。

【図４】図１中の乗算回路の一例の回路図である。

【図５】図１中の合成アンプの一例の回路図である。

【図６】従来の直交変調装置の一例の回路図である。

【図７】従来の直交変調装置の他の例の回路図である。

【図８】バイポーラトランジスタにより半導体集積回路
化した従来装置のブロック図である。

【図９】化合物半導体により半導体集積回路化した従来
装置の回路図である。

【図１０】位相誤差を補正する手段を有する従来装置の
一例のブロック図である。

【図１１】９０度移相器を受動回路で構成した従来装置
の一例の構成図である。

【図１２】従来装置における受動素子で構成した移相回
路の一例の回路図である。

【図１３】図１２に示す移相回路の特性図である。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ搬送波入力端子２ａ、２ｂ、３ａ、３ｂ変調信号入力端子４第１の１／２分周回路５第２の１／２分周回路６第１の乗算回路７第２の乗算回路８合成アンプ９第３の乗算回路１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂ、２
４ａ、２４ｂ、３４ａ、３４ｂ出力端子１３、２３、３３直流定電圧入力端子２１ａ、２１ｂ分周信号入力端子２２ａ、２２ｂ変調信号又は合成アンプ出力信号入力
端子３１、３２入力端子Ｑ１〜Ｑ２２、Ｑ３１〜Ｑ３７、Ｑ４１〜Ｑ４７ＮＰ
Ｎトランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された搬送波を１／２倍の周波数
で、かつ、互いに９０度位相の異なる２信号として出力
する第１の分周回路と、前記搬送波を１／２倍の周波数に分周する第２の分周回
路と、前記第１の分周回路の出力２信号の一方と第１の変調信
号とを乗算する第１の乗算回路と、前記第１の分周回路の出力２信号の他方と第２の変調信
号とを乗算する第２の乗算回路と、前記第１及び第２の乗算回路の各出力信号をそれぞれ合
成する合成回路と、前記合成回路の出力信号と前記第２の分周回路の出力信
号とを乗算する第３の乗算回路とを有することを特徴と
する直交変調装置。
【請求項２】前記第１及び第２の分周回路、前記第１
乃至第３の乗算回路及び前記合成回路は、それぞれエミ
ッタ結合回路により構成されていることを特徴とする請
求項１記載の直交変調装置。
【請求項３】前記第１及び第２の分周回路は、マスタ
・スレイブ・Ｔフリップフロップ回路であり、前記第１
乃至第３の乗算回路は、ギルバート・セル型乗算回路で
あり、前記合成回路は、差動増幅回路とバッファ用エミ
ッタフォロワ回路からなる構成であることを特徴とする
請求項２記載の直交変調装置。