JPH08224000A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH08224000A JPH08224000A JP7044756A JP4475695A JPH08224000A JP H08224000 A JPH08224000 A JP H08224000A JP 7044756 A JP7044756 A JP 7044756A JP 4475695 A JP4475695 A JP 4475695A JP H08224000 A JPH08224000 A JP H08224000A
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 65
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 19
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 16
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ３相誘導電動機のベクトル制御を電圧検出器
及び速度検出器を使用しないで達成する。 【構成】 誘導電動機１の入力電流ｉ1u、ｉ1vを検出
し、これを回転座標変換して磁束軸成分電流Ｉ1dとトル
ク軸成分電流Ｉ1qとを得る。この回転座標変換に使用す
るための位相角θは、演算によって１次角速度ωを求
め、このωを積分することによって決定する。１次角速
度ωは磁束軸成分電流Ｉ1dと、トルク軸成分電圧指令値
Ｖ1q ＊と、磁束軸成分電圧基準指令値Ｖ1d′と誘導電動
機１の定数とによって求める。
及び速度検出器を使用しないで達成する。 【構成】 誘導電動機１の入力電流ｉ1u、ｉ1vを検出
し、これを回転座標変換して磁束軸成分電流Ｉ1dとトル
ク軸成分電流Ｉ1qとを得る。この回転座標変換に使用す
るための位相角θは、演算によって１次角速度ωを求
め、このωを積分することによって決定する。１次角速
度ωは磁束軸成分電流Ｉ1dと、トルク軸成分電圧指令値
Ｖ1q ＊と、磁束軸成分電圧基準指令値Ｖ1d′と誘導電動
機１の定数とによって求める。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、速度検出器を使用しな
い３相誘導電動機の制御装置に関する。
い３相誘導電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】速度制御装置のコストの低減及び小型化
を図るために、３相誘導電動機の回転速度を速度検出器
を使用しないで検出する方法が既に提案されている。こ
の種の方法では、誘導電動機の入力電流、電圧抵抗、イ
ンダクタンス等に基づいて回転速度を推定する。
を図るために、３相誘導電動機の回転速度を速度検出器
を使用しないで検出する方法が既に提案されている。こ
の種の方法では、誘導電動機の入力電流、電圧抵抗、イ
ンダクタンス等に基づいて回転速度を推定する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、演算によっ
て１次角速度又は回転速度を推定する場合に、実際に速
度検出器を使用して速度制御を行う装置の大幅な変更を
伴なわないことがコスト上昇を抑える上で重要なことで
ある。
て１次角速度又は回転速度を推定する場合に、実際に速
度検出器を使用して速度制御を行う装置の大幅な変更を
伴なわないことがコスト上昇を抑える上で重要なことで
ある。
【０００４】そこで、本発明は、従来の制御装置の大幅
な変更を伴なわないで、速度検出器を省くことができる
３相誘導電動機の制御装置を提供することにある。
な変更を伴なわないで、速度検出器を省くことができる
３相誘導電動機の制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電源と３相誘導電動機との間に接続された３
相ＰＷＭ制御インバータと、前記誘導電動機の３相の１
次電流の内の少なくとも２相分の１次電流を検出する電
流検出器５ｕ、５ｖと、前記電流検出器で検出された１
次電流を、前記誘導電動機の回転位相に同期した回転座
標変換によってトルク軸成分電流Ｉ1qとこれに直交する
磁束軸成分電流Ｉ1dに変換する第１の変換手段１３と、
前記誘導電動機を所望状態に回転させるためのトルク軸
成分電流指令値Ｉ1q ＊を与える第１の指令手段１１a
と、前記誘導電動機を前記所望状態に回転させるための
磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を与える第２の指令手段１
９と、前記トルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊と前記トルク
軸成分電流Ｉ1qとの差を求め、この差を零にするための
トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊を形成するトルク軸成分
電圧指令値形成手段と、前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d
＊と前記磁束軸成分電流Ｉ1dとの差を求め、この差を零
にするための磁束軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊を形成する磁
束軸成分電圧指令値形成手段と、前記トルク軸成分電圧
指令値Ｖ1q ＊と前記磁束軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊とを３
相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊に変換する第２の
変換手段２１と、前記３相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、
Ｖ1w ＊に対応したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を形
成して前記インバータを制御するインバータ制御回路＃
＃と、前記トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊と前記トルク
軸成分電流Ｉ1qと前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊と誘
導電動機の１次巻線抵抗Ｒ1 と漏れインダクタンスＬσ
と１次自己インダクタンスＬ1 と微分演算子Ｐとに基づ
く ω0 ＝（１／Ｌ1 ）［｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／Ｉ1d ＊］ 又はこれに等価な演算によって推定１次角速度ω0 を求
める１次角速度推定手段と、前記推定１次角速度ω0 に
基づいて前記回転位相を示す信号を形成して前記第１の
変換手段（１３）に与える位相角信号形成手段２０とを
備えていることを特徴とする誘導電動機の制御装置に係
わるものである。なお、請求項１の誘導電動機の制御装
置を請求項２〜８に示すように構成することが望まし
い。
の本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電源と３相誘導電動機との間に接続された３
相ＰＷＭ制御インバータと、前記誘導電動機の３相の１
次電流の内の少なくとも２相分の１次電流を検出する電
流検出器５ｕ、５ｖと、前記電流検出器で検出された１
次電流を、前記誘導電動機の回転位相に同期した回転座
標変換によってトルク軸成分電流Ｉ1qとこれに直交する
磁束軸成分電流Ｉ1dに変換する第１の変換手段１３と、
前記誘導電動機を所望状態に回転させるためのトルク軸
成分電流指令値Ｉ1q ＊を与える第１の指令手段１１a
と、前記誘導電動機を前記所望状態に回転させるための
磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を与える第２の指令手段１
９と、前記トルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊と前記トルク
軸成分電流Ｉ1qとの差を求め、この差を零にするための
トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊を形成するトルク軸成分
電圧指令値形成手段と、前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d
＊と前記磁束軸成分電流Ｉ1dとの差を求め、この差を零
にするための磁束軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊を形成する磁
束軸成分電圧指令値形成手段と、前記トルク軸成分電圧
指令値Ｖ1q ＊と前記磁束軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊とを３
相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊に変換する第２の
変換手段２１と、前記３相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、
Ｖ1w ＊に対応したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を形
成して前記インバータを制御するインバータ制御回路＃
＃と、前記トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊と前記トルク
軸成分電流Ｉ1qと前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊と誘
導電動機の１次巻線抵抗Ｒ1 と漏れインダクタンスＬσ
と１次自己インダクタンスＬ1 と微分演算子Ｐとに基づ
く ω0 ＝（１／Ｌ1 ）［｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／Ｉ1d ＊］ 又はこれに等価な演算によって推定１次角速度ω0 を求
める１次角速度推定手段と、前記推定１次角速度ω0 に
基づいて前記回転位相を示す信号を形成して前記第１の
変換手段（１３）に与える位相角信号形成手段２０とを
備えていることを特徴とする誘導電動機の制御装置に係
わるものである。なお、請求項１の誘導電動機の制御装
置を請求項２〜８に示すように構成することが望まし
い。
【０００６】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、速度
検出器を使用する従来構成の３相誘導電動機の制御装置
の一部を変更するのみで、１次角速度を推定し、これを
制御に使用することができる。従って、速度検出器を使
用しないことによる低コスト化及び小型化のみでなく、
１次角速度の推定を容易に達成することが可能になる。
更に詳細には、１次角速度の推定を、誘導電動機の入力
電圧を検出しないで行うことができるのでこの推定が容
易に達成される。即ち、誘導電動機の入力電圧はＰＷＭ
インバータの出力であるので、これをそのまた制御装置
で使用する電圧情報とすることができず、平滑手段等を
設けるとコストの上昇を招く。これに対して本発明では
誘起電圧を推定しているので、実際の電圧検出手段が不
要になる。請求項２、３によれば、１次角速度の推定の
精度の向上を図ることができる。請求項７によれば、回
転角速度ωrm′を容易に推定することができる。請求項
８によれば、ディジタル処理で制御を容易に達成でき
る。
検出器を使用する従来構成の３相誘導電動機の制御装置
の一部を変更するのみで、１次角速度を推定し、これを
制御に使用することができる。従って、速度検出器を使
用しないことによる低コスト化及び小型化のみでなく、
１次角速度の推定を容易に達成することが可能になる。
更に詳細には、１次角速度の推定を、誘導電動機の入力
電圧を検出しないで行うことができるのでこの推定が容
易に達成される。即ち、誘導電動機の入力電圧はＰＷＭ
インバータの出力であるので、これをそのまた制御装置
で使用する電圧情報とすることができず、平滑手段等を
設けるとコストの上昇を招く。これに対して本発明では
誘起電圧を推定しているので、実際の電圧検出手段が不
要になる。請求項２、３によれば、１次角速度の推定の
精度の向上を図ることができる。請求項７によれば、回
転角速度ωrm′を容易に推定することができる。請求項
８によれば、ディジタル処理で制御を容易に達成でき
る。
【０００７】
【従来の速度制御装置】本発明に係わる実施例の速度制
御装置の理解を容易にするために、まず、回転検出器を
使用した従来の速度制御装置を説明する。
御装置の理解を容易にするために、まず、回転検出器を
使用した従来の速度制御装置を説明する。
【０００８】図１に示す３相誘導電動機１の従来の速度
制御装置は、直流電源２と電動機１との間に接続された
３相ブリッジ型インバータ３を有する。このインバータ
３は周知のものであって、図２に示すように６個のトラ
ンジスタから成るスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接
続し、これ等を３相ＰＷＭ制御することによって直流電
圧を３相交流電圧Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wに変換すると共に、
速度制御及びトルク制御を行うものである。なお。各ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ
6 が接続されている。
制御装置は、直流電源２と電動機１との間に接続された
３相ブリッジ型インバータ３を有する。このインバータ
３は周知のものであって、図２に示すように６個のトラ
ンジスタから成るスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接
続し、これ等を３相ＰＷＭ制御することによって直流電
圧を３相交流電圧Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wに変換すると共に、
速度制御及びトルク制御を行うものである。なお。各ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ
6 が接続されている。
【０００９】図１のに速度制御装置は、例えば昭和５９
年１１月発行の「電気学会論文誌Ｂ」の１０４巻１１号
第７９〜８６頁に記載された「ＶＶＶＦ電源で駆動され
る誘導電動機の非干渉制御法とその特性」の論文に従う
ように構成されている。この制御原理に従う図１の速度
制御装置は、すべり周波数を制御するベクトル制御を適
用するために、電動機１の速度検出器４が設けられてい
る他に、ＣＴから成る電流検出器５ｕ、５ｖがインバー
タ３と電動機１の間のラインに接続されている。速度検
出器４は、例えばパルスエンコーダもしくはタコジェネ
レータ等から成り、実速度ωrmを検出するものである。
電流検出器５ｕ、５ｖはｕ相とｖ相の電流即ち電動機の
１次電流Ｉ1u、Ｉ1vを検出するものである。速度検出器
４、電流検出器５ｕ、５ｖにはＡ／Ｄ変換器６、７、８
が接続されている。本願では説明を容易にするために、
アナログ信号とディジタル信号とに同一の記号を付して
いる。また、速度検出用Ａ／Ｄ変換器６の出力データと
電流検出用Ａ／Ｄ変換器７、８の出力データとに基づく
インバータ３のＰＷＭ制御のための３相制御電圧
Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊のデータの作成はディジタル信
号処理装置又はマイクロコンピュータによって実行され
るが、このデータ作成装置が図１、図５〜図８ではアナ
ログ的（等価的）に示されている。
年１１月発行の「電気学会論文誌Ｂ」の１０４巻１１号
第７９〜８６頁に記載された「ＶＶＶＦ電源で駆動され
る誘導電動機の非干渉制御法とその特性」の論文に従う
ように構成されている。この制御原理に従う図１の速度
制御装置は、すべり周波数を制御するベクトル制御を適
用するために、電動機１の速度検出器４が設けられてい
る他に、ＣＴから成る電流検出器５ｕ、５ｖがインバー
タ３と電動機１の間のラインに接続されている。速度検
出器４は、例えばパルスエンコーダもしくはタコジェネ
レータ等から成り、実速度ωrmを検出するものである。
電流検出器５ｕ、５ｖはｕ相とｖ相の電流即ち電動機の
１次電流Ｉ1u、Ｉ1vを検出するものである。速度検出器
４、電流検出器５ｕ、５ｖにはＡ／Ｄ変換器６、７、８
が接続されている。本願では説明を容易にするために、
アナログ信号とディジタル信号とに同一の記号を付して
いる。また、速度検出用Ａ／Ｄ変換器６の出力データと
電流検出用Ａ／Ｄ変換器７、８の出力データとに基づく
インバータ３のＰＷＭ制御のための３相制御電圧
Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊のデータの作成はディジタル信
号処理装置又はマイクロコンピュータによって実行され
るが、このデータ作成装置が図１、図５〜図８ではアナ
ログ的（等価的）に示されている。
【００１０】電動機１の速度制御を実行するために、速
度検出用Ａ／Ｄ変換器６は差信号形成手段としての減算
器（誤差増幅器又は比較器）９に接続されている。減算
器９は速度指令発生手段としてのライン１０から得られ
たディジタル速度指令（所望回転速度）ωrm＊と検出回
転角速度（回転速度）ωrmとの差を示す信号を出力す
る。減算器９には速度制御器（ＡＳＲ）１１が接続され
ており、ここでは減算器９の出力をゼロにするように電
動機１のトルクＴを制御するためのトルク軸成分電流指
令値ｉ1q ＊が形成され、これが第１の指令手段としての
ライン１１a に出力される。速度制御器１１は、周知の
ように例えばＰＩ（比例積分）補償回路から成り、次の
式に従って出力ｙを発生するように構成されている。 ｙ＝｛Ｋp ＋（Ｋi ／ｓ）｝ｘ ＝Ｋp ｛１＋（１／Ｔi ｓ）｝ｘ ここで、ｘは入力、Ｋp は比例ゲインもしくは比例定
数、Ｋi は積分ゲイン、Ｔi は積分定数、Ｓはラプラス
演算子である。
度検出用Ａ／Ｄ変換器６は差信号形成手段としての減算
器（誤差増幅器又は比較器）９に接続されている。減算
器９は速度指令発生手段としてのライン１０から得られ
たディジタル速度指令（所望回転速度）ωrm＊と検出回
転角速度（回転速度）ωrmとの差を示す信号を出力す
る。減算器９には速度制御器（ＡＳＲ）１１が接続され
ており、ここでは減算器９の出力をゼロにするように電
動機１のトルクＴを制御するためのトルク軸成分電流指
令値ｉ1q ＊が形成され、これが第１の指令手段としての
ライン１１a に出力される。速度制御器１１は、周知の
ように例えばＰＩ（比例積分）補償回路から成り、次の
式に従って出力ｙを発生するように構成されている。 ｙ＝｛Ｋp ＋（Ｋi ／ｓ）｝ｘ ＝Ｋp ｛１＋（１／Ｔi ｓ）｝ｘ ここで、ｘは入力、Ｋp は比例ゲインもしくは比例定
数、Ｋi は積分ゲイン、Ｔi は積分定数、Ｓはラプラス
演算子である。
【００１１】速度検出Ａ／Ｄ変換器６は１次角速度演算
回路１２にも接続されている。１次角速度ωを容易に求
めるためには誘導電動機１の入力電流ｉ1u、ｉ1vを、誘
導電動機１の回転位相即ち１次電圧の位相θと同期して
回転するｄ−ｑ座標軸の互いに直交する２つの電流
Ｉ1d、Ｉ1qに変換することが必要になる。ここで、Ｉ1d
はトルク軸成分電流であり、Ｉ1qは磁束軸成分電流であ
る。上記の変換を行うための第１の変換手段として、２
つの電流検出用Ａ／Ｄ変換器７、８に第１の座標変換回
路１３が接続されている。この座標変換回路１３は次の
式（１）に従って電流Ｉ1d、Ｉ1qを求めるように構成さ
れている。誘導電動機１のｕ、ｖ、ｗの３相電流ｉ1u、
ｉ1v、ｉ1wを検出し、これを２つのＩ1d、Ｉ1qに変換す
ることもできる。この場合には式（１′）に従って
Ｉ1d、Ｉ1qを求める。
回路１２にも接続されている。１次角速度ωを容易に求
めるためには誘導電動機１の入力電流ｉ1u、ｉ1vを、誘
導電動機１の回転位相即ち１次電圧の位相θと同期して
回転するｄ−ｑ座標軸の互いに直交する２つの電流
Ｉ1d、Ｉ1qに変換することが必要になる。ここで、Ｉ1d
はトルク軸成分電流であり、Ｉ1qは磁束軸成分電流であ
る。上記の変換を行うための第１の変換手段として、２
つの電流検出用Ａ／Ｄ変換器７、８に第１の座標変換回
路１３が接続されている。この座標変換回路１３は次の
式（１）に従って電流Ｉ1d、Ｉ1qを求めるように構成さ
れている。誘導電動機１のｕ、ｖ、ｗの３相電流ｉ1u、
ｉ1v、ｉ1wを検出し、これを２つのＩ1d、Ｉ1qに変換す
ることもできる。この場合には式（１′）に従って
Ｉ1d、Ｉ1qを求める。
【００１２】
【数１】
【００１３】１次角速度演算回路１２は、すべり角速度
演算回路１４と極対数乗算器１５と加算器１６とから成
る。すべり角速度演算回路１４は第１の座標変換回路１
３の磁束軸成分電流Ｉ1dの出力ラインとトルク軸成分電
流Ｉ1qの出力ラインとに接続されている。このすべり角
速度演算回路１４は、次の式（２）の演算によってすべ
り角速度ωseを求めるように構成されている。 ωse＝Ｒ2 （Ｍ／Ｌ2 ）（Ｉ1q／φ2d ＊） ・・・ （２） ここで、Ｒ2 は誘導電動機１の２次巻線抵抗、Ｍは、相
互インダクタンス、Ｌ2 は２次自己インダクタンス、φ
2d＊は所望の２次鎖交磁束をｄ−ｑ座標のｄ軸（磁束
軸）成分で表わしたものである。なお、以下の説明で使
用する上記以外の誘導電動機１の定数を次に示す。Ｒ1
は１次巻線抵抗、Ｌ1 は１次自己インダクタンス、Ｌσ
は漏れインダクタンスであって、Ｌσ＝（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ
2 ）／Ｌ2 、ｐは極対数である。
演算回路１４と極対数乗算器１５と加算器１６とから成
る。すべり角速度演算回路１４は第１の座標変換回路１
３の磁束軸成分電流Ｉ1dの出力ラインとトルク軸成分電
流Ｉ1qの出力ラインとに接続されている。このすべり角
速度演算回路１４は、次の式（２）の演算によってすべ
り角速度ωseを求めるように構成されている。 ωse＝Ｒ2 （Ｍ／Ｌ2 ）（Ｉ1q／φ2d ＊） ・・・ （２） ここで、Ｒ2 は誘導電動機１の２次巻線抵抗、Ｍは、相
互インダクタンス、Ｌ2 は２次自己インダクタンス、φ
2d＊は所望の２次鎖交磁束をｄ−ｑ座標のｄ軸（磁束
軸）成分で表わしたものである。なお、以下の説明で使
用する上記以外の誘導電動機１の定数を次に示す。Ｒ1
は１次巻線抵抗、Ｌ1 は１次自己インダクタンス、Ｌσ
は漏れインダクタンスであって、Ｌσ＝（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ
2 ）／Ｌ2 、ｐは極対数である。
【００１４】すべり角速度ωseが式（２）で求められる
理由を次に説明する。周知のベクトル制御の原理に基づ
いて、３相誘導電動機１の１次電圧の角周波数ωで回転
するｄ−ｑ座標上における誘導電動機１の電圧方程式
は、磁束軸成分の１次電圧をＶ1d、これに直交するトル
ク軸成分の１次電圧をＶ1q、磁束軸成分の１次電流をＩ
1d、トルク軸成分の１次電流をＩ1q、磁束軸成分の２次
磁束をφ2d、トルク軸成分の２次磁束をφ2qとすると、
次の式（３）で表わされ、また、誘導電動機１が発生す
るトルクＴは次の式（４）で表わされる。なお、式
（３）のＰは微分演算子を示し、また、２次電圧はかご
形誘導電動機の構造上、終端短絡されているため０とな
る。
理由を次に説明する。周知のベクトル制御の原理に基づ
いて、３相誘導電動機１の１次電圧の角周波数ωで回転
するｄ−ｑ座標上における誘導電動機１の電圧方程式
は、磁束軸成分の１次電圧をＶ1d、これに直交するトル
ク軸成分の１次電圧をＶ1q、磁束軸成分の１次電流をＩ
1d、トルク軸成分の１次電流をＩ1q、磁束軸成分の２次
磁束をφ2d、トルク軸成分の２次磁束をφ2qとすると、
次の式（３）で表わされ、また、誘導電動機１が発生す
るトルクＴは次の式（４）で表わされる。なお、式
（３）のＰは微分演算子を示し、また、２次電圧はかご
形誘導電動機の構造上、終端短絡されているため０とな
る。
【００１５】
【数２】
【００１６】すべり周波数を制御するベクトル制御で
は、２次磁束のｄ軸成分が一定のもとで１次角速度ωを
式（５）のように演算して与えることにより、２次磁束
のｑ軸成分は零となり、直流電動機のトルク発生原理と
同様に式（６）に示すように回転子磁束φ2dとこれに直
交する電流Ｉ1qに比例したトルクＴを発生させることが
可能となる。 ω＝ｐωrm＋Ｒ2 （Ｍ／Ｌ2 ）（Ｉ1q／φ2d） ・・・ （５） Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌ2 ）Ｉ1qφ2d ・・・ （６） ここでは、ｄ軸方向を磁束方向に選んでいるため、ｑ軸
がトルク成分軸となる。また、式の右辺第２項はすべり
角速度ωseを意味する。
は、２次磁束のｄ軸成分が一定のもとで１次角速度ωを
式（５）のように演算して与えることにより、２次磁束
のｑ軸成分は零となり、直流電動機のトルク発生原理と
同様に式（６）に示すように回転子磁束φ2dとこれに直
交する電流Ｉ1qに比例したトルクＴを発生させることが
可能となる。 ω＝ｐωrm＋Ｒ2 （Ｍ／Ｌ2 ）（Ｉ1q／φ2d） ・・・ （５） Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌ2 ）Ｉ1qφ2d ・・・ （６） ここでは、ｄ軸方向を磁束方向に選んでいるため、ｑ軸
がトルク成分軸となる。また、式の右辺第２項はすべり
角速度ωseを意味する。
【００１７】なお、式（５）における２次磁束φ2dは、
図１のライン１７によって供給する２次磁束指令値φ2d
＊として与えることができる。このライン１７のｄ軸の
２次磁束指令値φ2d ＊は１／Ｍ乗算器即ちＭの除算器１
８でＭで除算されることによってこの出力ライン１９に
ｄ軸成分電流指令値Ｉ1d ＊が得られる。なお、ライン１
７、除算器１８、ライン１９が磁束軸成分電流指令値Ｉ
1d ＊を与える第２の指令手段として機能する。
図１のライン１７によって供給する２次磁束指令値φ2d
＊として与えることができる。このライン１７のｄ軸の
２次磁束指令値φ2d ＊は１／Ｍ乗算器即ちＭの除算器１
８でＭで除算されることによってこの出力ライン１９に
ｄ軸成分電流指令値Ｉ1d ＊が得られる。なお、ライン１
７、除算器１８、ライン１９が磁束軸成分電流指令値Ｉ
1d ＊を与える第２の指令手段として機能する。
【００１８】再び１次角速度演算回路１２を説明する。
この回路１２では、式（２）に従って求めたすべり角速
度ωseが加算器１６に入力する。加算器１６のもう一方
の入力は、速度検出用Ａ／Ｄ変換器６から得られた回転
角速度ωrmに乗算器１５で極対数ｐを乗算して機械角の
変化を電気角の変化に変換したものである。従って、加
算器１６ではω＝ｐωrm＋ωseの演算が行われ、１次角
速度ωが得られる。ここでは回転運動の観点からωを１
次角速度と呼んでいるが、誘導電動機１に入力電圧を基
準にした電気的観点から考えると１次角周波数であり、
また、ωseはすべり周波数を２π倍したすべり角周波数
である。１次角速度（１次角周波数）ωは１／ｓで示す
積分回路２０で積分されて位相角θに変換されて第１及
び第２の座標変換回路１３、２１に送られる。位相角θ
は正弦波入力電圧の位相を示すものであり、座標変換に
使用されるsin θ及びcos θの値の決定に利用される。
この回路１２では、式（２）に従って求めたすべり角速
度ωseが加算器１６に入力する。加算器１６のもう一方
の入力は、速度検出用Ａ／Ｄ変換器６から得られた回転
角速度ωrmに乗算器１５で極対数ｐを乗算して機械角の
変化を電気角の変化に変換したものである。従って、加
算器１６ではω＝ｐωrm＋ωseの演算が行われ、１次角
速度ωが得られる。ここでは回転運動の観点からωを１
次角速度と呼んでいるが、誘導電動機１に入力電圧を基
準にした電気的観点から考えると１次角周波数であり、
また、ωseはすべり周波数を２π倍したすべり角周波数
である。１次角速度（１次角周波数）ωは１／ｓで示す
積分回路２０で積分されて位相角θに変換されて第１及
び第２の座標変換回路１３、２１に送られる。位相角θ
は正弦波入力電圧の位相を示すものであり、座標変換に
使用されるsin θ及びcos θの値の決定に利用される。
【００１９】図１の制御系では、速度制御器１１から出
力されるトルク軸成分電流指令値Ｉ1q＊に一致するよう
にトルク軸成分電流Ｉ1qを制御し、且つ磁束軸成分電流
指令値Ｉ1d ＊に一致するように磁束軸成分電流Ｉ1dを制
御する。この制御を実行するために、第１及び第２の差
信号形成手段としての減算器２２、２３、第１及び第２
の補償手段としての電流制御器（ＡＣＲ）２４、２５
と、トルク軸成分電圧補償値演算手段２６と、磁束軸成
分電圧補償値演算手段２７と、第１及び第２の加算手段
としての加算器２８、２９と、第２の座標変換回路２１
と、Ｄ／Ａ変換器２９、３０、３１と、ＰＷＭ制御信号
形成回路３２とが設けられている。
力されるトルク軸成分電流指令値Ｉ1q＊に一致するよう
にトルク軸成分電流Ｉ1qを制御し、且つ磁束軸成分電流
指令値Ｉ1d ＊に一致するように磁束軸成分電流Ｉ1dを制
御する。この制御を実行するために、第１及び第２の差
信号形成手段としての減算器２２、２３、第１及び第２
の補償手段としての電流制御器（ＡＣＲ）２４、２５
と、トルク軸成分電圧補償値演算手段２６と、磁束軸成
分電圧補償値演算手段２７と、第１及び第２の加算手段
としての加算器２８、２９と、第２の座標変換回路２１
と、Ｄ／Ａ変換器２９、３０、３１と、ＰＷＭ制御信号
形成回路３２とが設けられている。
【００２０】第１の減算器２２ではトルク軸成分電流指
令値Ｉ1q ＊とトルク軸成分電流Ｉ1qとの差を示す信号
（誤差信号）が形成され、これが第１の電流制御器２４
で補償されてトルク軸成分電圧指令基準値Ｖ1q′とな
る。また、第２の減算器２３では、磁束軸成分電流指令
値Ｉ1q ＊と磁束軸成分電流Ｉ1dとの差を示す信号（誤差
信号）が形成され、これが第２の電流制御器２５で補償
されて磁束軸成分電圧指令基準値Ｖ1d′となる。第１及
び第２の電流制御器２４、２５は、速度制御器１１と同
様に例えば周知の比例積分補償回路から成る。
令値Ｉ1q ＊とトルク軸成分電流Ｉ1qとの差を示す信号
（誤差信号）が形成され、これが第１の電流制御器２４
で補償されてトルク軸成分電圧指令基準値Ｖ1q′とな
る。また、第２の減算器２３では、磁束軸成分電流指令
値Ｉ1q ＊と磁束軸成分電流Ｉ1dとの差を示す信号（誤差
信号）が形成され、これが第２の電流制御器２５で補償
されて磁束軸成分電圧指令基準値Ｖ1d′となる。第１及
び第２の電流制御器２４、２５は、速度制御器１１と同
様に例えば周知の比例積分補償回路から成る。
【００２１】ところで、原理的には第１及び第２の電流
制御器２４、２５の出力に基づいてインバータ３を制御
し、目標となる回転状態を得ることができる。しかし、
図１では外乱による影響を打ち消すための手段が付加さ
れている。この外乱はｄ軸（磁束軸）とｑ軸（トルク
軸）における干渉成分（干渉項）ΔＶ1d、ΔＶ1qであ
る。トルク軸成分電圧補償値演算手段２６は１次角速度
演算回路１２に接続され、更に図示はされていないが、
Ｉ1dライン１３ｂとφ2d ＊ライン１７とに接続され、次
の式（７）の演算によってトルク軸成分電圧補償値ΔＶ
1q′を形成する。 ΔＶ1q′＝−ΔＶ1q＝ω｛ＬσＩ1d＋（Ｍ／Ｌ2 ）φ2d ＊｝ ・・・（７） 第１の加算器２８は、次の式（８）の演算によってトル
ク軸成分電圧指令値Ｖ1q＊を出力する。 Ｖ1q ＊＝Ｖ1q′＋ΔＶ1q′ ・・・ （８）
制御器２４、２５の出力に基づいてインバータ３を制御
し、目標となる回転状態を得ることができる。しかし、
図１では外乱による影響を打ち消すための手段が付加さ
れている。この外乱はｄ軸（磁束軸）とｑ軸（トルク
軸）における干渉成分（干渉項）ΔＶ1d、ΔＶ1qであ
る。トルク軸成分電圧補償値演算手段２６は１次角速度
演算回路１２に接続され、更に図示はされていないが、
Ｉ1dライン１３ｂとφ2d ＊ライン１７とに接続され、次
の式（７）の演算によってトルク軸成分電圧補償値ΔＶ
1q′を形成する。 ΔＶ1q′＝−ΔＶ1q＝ω｛ＬσＩ1d＋（Ｍ／Ｌ2 ）φ2d ＊｝ ・・・（７） 第１の加算器２８は、次の式（８）の演算によってトル
ク軸成分電圧指令値Ｖ1q＊を出力する。 Ｖ1q ＊＝Ｖ1q′＋ΔＶ1q′ ・・・ （８）
【００２２】磁束軸成分電圧補償値演算手段２７は、１
次角速度演算回路１２に接続され、また図示はされてい
ないが、Ｉ1qライン１３ａに接続され、次の式（９）の
演算によって磁束軸成分電圧補償値ΔＶ1d′を形成す
る。 ΔＶ1d′＝−ΔＶ1d＝−ＬσωＩ1q ・・・ （９） 第２の加算器２８は次の式（１０）の演算によって磁束
軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊を出力する。 Ｖ1d＊＝Ｖ1d′＋ΔＶ1d′ ・・・ （１０）
次角速度演算回路１２に接続され、また図示はされてい
ないが、Ｉ1qライン１３ａに接続され、次の式（９）の
演算によって磁束軸成分電圧補償値ΔＶ1d′を形成す
る。 ΔＶ1d′＝−ΔＶ1d＝−ＬσωＩ1q ・・・ （９） 第２の加算器２８は次の式（１０）の演算によって磁束
軸成分電圧指令値Ｖ1d ＊を出力する。 Ｖ1d＊＝Ｖ1d′＋ΔＶ1d′ ・・・ （１０）
【００２３】第２の座標変換回路２１は、各軸成分の電
圧指令値Ｖ1q ＊、Ｖ1d ＊と位相角θに基づく次の式（１
１）に従う演算によって２軸直交座標から３相交流静止
座標への座標変換を行って３相１次電圧指令値Ｖ1u ＊、
Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊を出力する。
圧指令値Ｖ1q ＊、Ｖ1d ＊と位相角θに基づく次の式（１
１）に従う演算によって２軸直交座標から３相交流静止
座標への座標変換を行って３相１次電圧指令値Ｖ1u ＊、
Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊を出力する。
【００２４】
【数３】
【００２５】なお、ｗ相電圧指令値Ｖ1w ＊は式（１１）
で求めたｕ、ｖ相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊に基づい
て、次の式（１２）で求める。 Ｖ1w ＊＝−Ｖ1u ＊−Ｖ1v ＊ ・・・（１２）
で求めたｕ、ｖ相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊に基づい
て、次の式（１２）で求める。 Ｖ1w ＊＝−Ｖ1u ＊−Ｖ1v ＊ ・・・（１２）
【００２６】第２の座標変換回路２１から得られた３相
の電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊はＤ／Ａ変換器３
０、３１、３２でアナログ信号に変換されてＰＷＭ制御
信号形成回路３３に送られる。ＰＷＭ制御信号形成回路
３３は図３に示す周知の三角波発生回路３４ａとコンパ
レータ３４ｂとを含み、電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ
1w ＊と例えば１０kHz の三角波電圧Ｖt とを図４（Ａ）
に示すように比較して図４（Ｂ）に示すＰＷＭ制御パル
スを発生する。なお、図３及び図４では１相分のみが示
されているが、各相において同様にＰＷＭ制御信号を形
成する。ＰＷＭ制御信号は図２に示すインバータ３の各
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に供給される。なお、三角波電圧Ｖ
t 及びＰＷＭパルスの周波数は目標とする出力電圧
Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wの周波数よりも十分に高く設定する。
の電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊はＤ／Ａ変換器３
０、３１、３２でアナログ信号に変換されてＰＷＭ制御
信号形成回路３３に送られる。ＰＷＭ制御信号形成回路
３３は図３に示す周知の三角波発生回路３４ａとコンパ
レータ３４ｂとを含み、電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ
1w ＊と例えば１０kHz の三角波電圧Ｖt とを図４（Ａ）
に示すように比較して図４（Ｂ）に示すＰＷＭ制御パル
スを発生する。なお、図３及び図４では１相分のみが示
されているが、各相において同様にＰＷＭ制御信号を形
成する。ＰＷＭ制御信号は図２に示すインバータ３の各
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に供給される。なお、三角波電圧Ｖ
t 及びＰＷＭパルスの周波数は目標とする出力電圧
Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wの周波数よりも十分に高く設定する。
【００２７】図１の制御装置は、速度検出器４の出力に
基づいて回転角速度ωrmを得ると共に、１次角速度ωを
得る。このため、装置のコストの低減及び小型化が困難
であった。
基づいて回転角速度ωrmを得ると共に、１次角速度ωを
得る。このため、装置のコストの低減及び小型化が困難
であった。
【００２８】
【実施例】図５の誘導電動機の制御装置は、図１の制御
装置から回転検出器４を省いたものである。この図５に
おいて、図１と共通するもの即ち符号１〜３、７〜１
１、１１a 、１３、１４、１５〜３２で示すものは図１
で同一符号で示すものと実質的に同一であるので、これ
等の説明を省略する。
装置から回転検出器４を省いたものである。この図５に
おいて、図１と共通するもの即ち符号１〜３、７〜１
１、１１a 、１３、１４、１５〜３２で示すものは図１
で同一符号で示すものと実質的に同一であるので、これ
等の説明を省略する。
【００２９】図５の制御装置は、図１における１次角速
度演算回路１２の代りに１次角速度推定演算回路５０を
設け、また図１の回転検出器４とＡ／Ｄ変換器６の代り
に回転角速度推定演算回路５１を設けた他は図１と同一
に構成されている。本発明に従う１次角速度推定演算回
路５０は、Ｉ1qライン１３ａとＩ1dライン１３ｂと第２
の電流制御器２５のＶ1d′出力ラインと第１の加算器２
８のＶ1q ＊出力ラインとに接続され、１次角速度（１次
角周波数）ωを出力する。図１の１次角速度演算回路１
２の出力ωは実測値であり、図５の１次角速度推定演算
回路５０の出力は推定値であり、両者は正確には同一で
ないが、説明の都合上図５においても推定１次角速度を
ωで示す。
度演算回路１２の代りに１次角速度推定演算回路５０を
設け、また図１の回転検出器４とＡ／Ｄ変換器６の代り
に回転角速度推定演算回路５１を設けた他は図１と同一
に構成されている。本発明に従う１次角速度推定演算回
路５０は、Ｉ1qライン１３ａとＩ1dライン１３ｂと第２
の電流制御器２５のＶ1d′出力ラインと第１の加算器２
８のＶ1q ＊出力ラインとに接続され、１次角速度（１次
角周波数）ωを出力する。図１の１次角速度演算回路１
２の出力ωは実測値であり、図５の１次角速度推定演算
回路５０の出力は推定値であり、両者は正確には同一で
ないが、説明の都合上図５においても推定１次角速度を
ωで示す。
【００３０】図５の１次角速度推定演算回路５０は図６
に詳しく示すように、暫定１次角速度推定演算回路６０
を有し、暫定１次角速度ω0 を求める。この暫定１次角
速度推定演算回路６０は次の式（１３）を演算するため
にＰＬσ＋Ｒ1 乗算器６１と加算器６２とＭ／（Ｌ1 φ
2d ＊）乗算器６３を有する。 ω0 ＝（Ｍ／Ｌ1 ）｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／φ2d ＊ ・（１３）
に詳しく示すように、暫定１次角速度推定演算回路６０
を有し、暫定１次角速度ω0 を求める。この暫定１次角
速度推定演算回路６０は次の式（１３）を演算するため
にＰＬσ＋Ｒ1 乗算器６１と加算器６２とＭ／（Ｌ1 φ
2d ＊）乗算器６３を有する。 ω0 ＝（Ｍ／Ｌ1 ）｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／φ2d ＊ ・（１３）
【００３１】次に、暫定１次角速度ω0 が式（１３）で
求められる理由を説明する。式（３）の電圧方程式にお
いて、ｄ軸及びｑ軸成分の１次電圧Ｖ1d、Ｖ1qを取り出
すと、次の式（１４）、（１５）となる。 Ｖ1d＝（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d−ＬσωＩ1q ＋（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2d−（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2q ・・・ （１４） Ｖ1q＝ＬσωＩ1d＋（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q ＋（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2d＋（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2q ・・・ （１５） ここで、式（１５）のｑ軸についての１次電圧方程式
に、ベクトル制御理論の成立条件であるφ2q＝Ｐφ2d＝
０を代入してωを求めると次の式（１６）が得られる。 ω＝（Ｍ／Ｌ1 ）｛Ｖ1q−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／φ2d ・・・（１６） この式（１６）のωをω0 、φ2dをφ2d ＊、Ｖ1qをＶ1q
＊とすれば前述の式（１３）が得られる。
求められる理由を説明する。式（３）の電圧方程式にお
いて、ｄ軸及びｑ軸成分の１次電圧Ｖ1d、Ｖ1qを取り出
すと、次の式（１４）、（１５）となる。 Ｖ1d＝（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d−ＬσωＩ1q ＋（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2d−（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2q ・・・ （１４） Ｖ1q＝ＬσωＩ1d＋（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q ＋（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2d＋（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2q ・・・ （１５） ここで、式（１５）のｑ軸についての１次電圧方程式
に、ベクトル制御理論の成立条件であるφ2q＝Ｐφ2d＝
０を代入してωを求めると次の式（１６）が得られる。 ω＝（Ｍ／Ｌ1 ）｛Ｖ1q−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／φ2d ・・・（１６） この式（１６）のωをω0 、φ2dをφ2d ＊、Ｖ1qをＶ1q
＊とすれば前述の式（１３）が得られる。
【００３２】ところで、式（１３）及び式（１６）はベ
クトル制御が成立しているという前提のもとで導出され
た演算式である。しかし、実際には、電圧Ｖ1q、電流Ｉ
1q等の検出誤差や演算誤差などの要因によりベクトル制
御が不成立になることを考慮した補正処理を施すことが
望ましい。図６にはこの補正を実行するために、ｄ軸誘
起電圧推定演算回路６４が設けられている。この演算回
路６４は次の式（１７）を演算するためにＰＬσ＋Ｒ1
乗算器６５と加算器６６とを有する。 ｅ2d′＝Ｖ1d′−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１７） 乗算器６５はＩ1dライン１３ｂのＩ1dにＰＬσ＋Ｒ1 を
乗算する。加算器６６は第２の電流制御器２５の出力Ｖ
1d′と乗算器６５の出力とを加算する。
クトル制御が成立しているという前提のもとで導出され
た演算式である。しかし、実際には、電圧Ｖ1q、電流Ｉ
1q等の検出誤差や演算誤差などの要因によりベクトル制
御が不成立になることを考慮した補正処理を施すことが
望ましい。図６にはこの補正を実行するために、ｄ軸誘
起電圧推定演算回路６４が設けられている。この演算回
路６４は次の式（１７）を演算するためにＰＬσ＋Ｒ1
乗算器６５と加算器６６とを有する。 ｅ2d′＝Ｖ1d′−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１７） 乗算器６５はＩ1dライン１３ｂのＩ1dにＰＬσ＋Ｒ1 を
乗算する。加算器６６は第２の電流制御器２５の出力Ｖ
1d′と乗算器６５の出力とを加算する。
【００３３】次に、式（１７）が補正量を示しているこ
とを説明する。式（１４）に示すＶ1dを示す１次電圧方
程式において、右辺第３項及び第４項はｄ軸成分の２次
誘起電圧ｅ2dであり、次の式（１８）に示すように整理
できる。なお、式（１４）の右辺第２項のＬσωＩ1qは
式（９）に示すようにｄ軸の干渉項ΔＶ1dである。 ｅ2d＝（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2d−（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2q ＝Ｖ1d＋ＬσωＩ1q−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１８） この誘起電圧ｅ2dはベクトル制御が成立している条件下
では零であるということに着目して、この誘起電圧を演
算により推定し、零となるように暫定的に求めた１次角
速度ω0 に補正を行う。誘起電圧の推定演算は次の式
（１９）に示すように、ｄ軸成分の電圧指令値Ｖ1d ＊と
干渉補償値ΔＶ1d′とｄ軸成分電流Ｉ1dと漏れインダク
タンスＬσと１次巻線抵抗Ｒ1 を用いて行うことができ
る。 ｅ2d′＝Ｖ1d ＊＋Δ1d′−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１９） 更に演算を簡単にするために、 Ｖ1d′＝Ｖ1d ＊＋ΔＶ1d′ から得られるＶ1d ＊を式（１９）に代入すると、前述の
式（１７）が得られる。
とを説明する。式（１４）に示すＶ1dを示す１次電圧方
程式において、右辺第３項及び第４項はｄ軸成分の２次
誘起電圧ｅ2dであり、次の式（１８）に示すように整理
できる。なお、式（１４）の右辺第２項のＬσωＩ1qは
式（９）に示すようにｄ軸の干渉項ΔＶ1dである。 ｅ2d＝（Ｍ／Ｌ2 ）Ｐφ2d−（Ｍ／Ｌ2 ）ωφ2q ＝Ｖ1d＋ＬσωＩ1q−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１８） この誘起電圧ｅ2dはベクトル制御が成立している条件下
では零であるということに着目して、この誘起電圧を演
算により推定し、零となるように暫定的に求めた１次角
速度ω0 に補正を行う。誘起電圧の推定演算は次の式
（１９）に示すように、ｄ軸成分の電圧指令値Ｖ1d ＊と
干渉補償値ΔＶ1d′とｄ軸成分電流Ｉ1dと漏れインダク
タンスＬσと１次巻線抵抗Ｒ1 を用いて行うことができ
る。 ｅ2d′＝Ｖ1d ＊＋Δ1d′−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d ・・・ （１９） 更に演算を簡単にするために、 Ｖ1d′＝Ｖ1d ＊＋ΔＶ1d′ から得られるＶ1d ＊を式（１９）に代入すると、前述の
式（１７）が得られる。
【００３４】本実施例では、式（１７）に従って推定し
た誘起電圧ｅ2d′が零となるように暫定１次角速度ω0
を補正して推定１次角速度ωを得る。ｄ軸誘起電圧
ｅ2d′による補正を実行するために１次角速度誤差補正
回路６７が設けられている。この補正回路６７では減算
器６９によってライン６８の零に設定された誘起電圧指
令値ｅ2d ＊と入力されたｄ軸誘起電圧ｅd ′との差の信
号が形成され、これが比例積分（ＰＩ）補償回路（ＰＩ
制御器）７０を介して加算器７１に送られる。図６の加
算器７１は暫定１次角速度ω0 に１次角速度推定誤差補
正回路６７から与えられた補正量を加えて推定１次角速
度（１次角周波数）ωを出力する。図６の補正は次の式
（２０）で示すことができる。 ω＝ω0 ＋（ｅ2d ＊−ｅ2d′）（Ｋp ＋Ｋi ／ｓ） ・・（２０）
た誘起電圧ｅ2d′が零となるように暫定１次角速度ω0
を補正して推定１次角速度ωを得る。ｄ軸誘起電圧
ｅ2d′による補正を実行するために１次角速度誤差補正
回路６７が設けられている。この補正回路６７では減算
器６９によってライン６８の零に設定された誘起電圧指
令値ｅ2d ＊と入力されたｄ軸誘起電圧ｅd ′との差の信
号が形成され、これが比例積分（ＰＩ）補償回路（ＰＩ
制御器）７０を介して加算器７１に送られる。図６の加
算器７１は暫定１次角速度ω0 に１次角速度推定誤差補
正回路６７から与えられた補正量を加えて推定１次角速
度（１次角周波数）ωを出力する。図６の補正は次の式
（２０）で示すことができる。 ω＝ω0 ＋（ｅ2d ＊−ｅ2d′）（Ｋp ＋Ｋi ／ｓ） ・・（２０）
【００３５】ところで、遅れなく補正するためには次の
式（２１）に従う方法を採用することが望ましい。 ω＝ω0 ＋｛ｓgn（ω0 ）｝［｛Ｍ／（Ｌ1 φ2d）｝ｅ2d′］ ・・（２１） この式（２１）の中の［｛Ｍ／（Ｌ１φ2d）｝ｅ2d′］
は推定した誘起電圧を角速度量（角周波数量）に換算し
た値であり、またｓｇｎ（ω0 ）は暫定１次角速度６３
の極性値である。図７は式（２１）の補正を実行するた
めの回路であり、図６の補正回路６７を補正回路６７′
に置き換えた他は図５と同一に構成したものである。こ
の図７では乗算器７２にてｄ軸誘起電圧ｅ2d′にＭ／
（Ｌ1 φ2d ＊）が乗算されて角速度量となり、これが次
の乗算器７４に入力する。乗算器７４には角速度量の他
に暫定１次角速度の極性回路７３から得られた暫定１次
角速度の極性ｓgn（ω0 ）が入力し、両者の積が補正値
として加算器７１に送られる。
式（２１）に従う方法を採用することが望ましい。 ω＝ω0 ＋｛ｓgn（ω0 ）｝［｛Ｍ／（Ｌ1 φ2d）｝ｅ2d′］ ・・（２１） この式（２１）の中の［｛Ｍ／（Ｌ１φ2d）｝ｅ2d′］
は推定した誘起電圧を角速度量（角周波数量）に換算し
た値であり、またｓｇｎ（ω0 ）は暫定１次角速度６３
の極性値である。図７は式（２１）の補正を実行するた
めの回路であり、図６の補正回路６７を補正回路６７′
に置き換えた他は図５と同一に構成したものである。こ
の図７では乗算器７２にてｄ軸誘起電圧ｅ2d′にＭ／
（Ｌ1 φ2d ＊）が乗算されて角速度量となり、これが次
の乗算器７４に入力する。乗算器７４には角速度量の他
に暫定１次角速度の極性回路７３から得られた暫定１次
角速度の極性ｓgn（ω0 ）が入力し、両者の積が補正値
として加算器７１に送られる。
【００３６】
【回転角速度推定演算回路】図５の回転角速度推定演算
回路５１は、次の式（２２）を演算することによって推
定回転角速度ωrm′を求めるように形成されている。 ωrm′＝（ω−ωse）／ｐ ・・・（２２） 即ち、減算器５２において１次角速度推定演算回路５０
で求めた推定１次角速度（角周波数）ωからすべり角速
度演算回路１４で求めたすべり角速度（すべり角周波
数）ωseを減算して両者の差を示す信号を形成し、１／
ｐ乗算器５３にて極対数ｐでω−ωseを割ることによっ
て電気角を機械角に変換して回転角速度ωrm′を得る。
この回転角速度ωrm′は図１の速度検出器４で得た回転
角速度ωrmと同様に減算器９で使用される。
回路５１は、次の式（２２）を演算することによって推
定回転角速度ωrm′を求めるように形成されている。 ωrm′＝（ω−ωse）／ｐ ・・・（２２） 即ち、減算器５２において１次角速度推定演算回路５０
で求めた推定１次角速度（角周波数）ωからすべり角速
度演算回路１４で求めたすべり角速度（すべり角周波
数）ωseを減算して両者の差を示す信号を形成し、１／
ｐ乗算器５３にて極対数ｐでω−ωseを割ることによっ
て電気角を機械角に変換して回転角速度ωrm′を得る。
この回転角速度ωrm′は図１の速度検出器４で得た回転
角速度ωrmと同様に減算器９で使用される。
【００３７】以上のように図５の制御装置によれば、速
度検出器を使用しないで１次角速度（角周波数）ωを求
めて座標変換回路１３、２１及びｑ軸とｄ軸の電圧補償
値演算手段２６、２７で使用することができ、ベクトル
制御が容易になる。また、回転角速度推定演算回路５１
で推定回転角速度ωrm′を求めてフィードバック制御す
ることにより、速度制御を容易に行うことができる。
度検出器を使用しないで１次角速度（角周波数）ωを求
めて座標変換回路１３、２１及びｑ軸とｄ軸の電圧補償
値演算手段２６、２７で使用することができ、ベクトル
制御が容易になる。また、回転角速度推定演算回路５１
で推定回転角速度ωrm′を求めてフィードバック制御す
ることにより、速度制御を容易に行うことができる。
【００３８】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、周知の技術に従って種々変形可能である。例えば、
図５のトルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊を図８に示すよう
にライン８０からトルク指令値Ｔ＊を与えることによっ
て得てもよい。この図８ではライン８０のトルク指令値
Ｔ＊に乗算器８１でＬ2 ／（ｐＭφ2d ＊）を乗算するこ
とによってトルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊を得ている。
図８において、図５と同一の部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。また、インバータ３のＰＷＭ制
御回路３３は周知の種々の回路とすることができる。ま
た、実施例ではディジタル制御部分をマイクロコンピュ
ータによって行っているが個別回路で構成することもで
きる。また、ライン１７、１／Ｍ乗算器１８を省き、ラ
イン１９から直接にｄ軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を入力さ
せることができる。また、φ2d ＊を使用する演算式にお
いて、φ2d ＊の代りにＭＩ1d ＊を使用することができ
る。また、誘導電動機１の各定数は測定値、設計値、演
算値のいずれであってもよい。
く、周知の技術に従って種々変形可能である。例えば、
図５のトルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊を図８に示すよう
にライン８０からトルク指令値Ｔ＊を与えることによっ
て得てもよい。この図８ではライン８０のトルク指令値
Ｔ＊に乗算器８１でＬ2 ／（ｐＭφ2d ＊）を乗算するこ
とによってトルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊を得ている。
図８において、図５と同一の部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。また、インバータ３のＰＷＭ制
御回路３３は周知の種々の回路とすることができる。ま
た、実施例ではディジタル制御部分をマイクロコンピュ
ータによって行っているが個別回路で構成することもで
きる。また、ライン１７、１／Ｍ乗算器１８を省き、ラ
イン１９から直接にｄ軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を入力さ
せることができる。また、φ2d ＊を使用する演算式にお
いて、φ2d ＊の代りにＭＩ1d ＊を使用することができ
る。また、誘導電動機１の各定数は測定値、設計値、演
算値のいずれであってもよい。
【図１】従来の誘導電動機の制御装置を示すブロック図
である。
である。
【図２】図１のインバータを示す回路図である。
【図３】図１のＰＷＭ制御信号形成回路の一部を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図３の各部の波形図である。
【図５】本発明の実施例の誘導電動機の制御装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】図５の１次角速度推定演算回路を示すブロック
図である。
図である。
【図７】図５の１次角速度推定演算回路の別の例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】変形例の誘導電動機の制御装置を示すブロック
図である。
図である。
１ 誘導電動機 ３ インバータ １３、２１ 座標変換回路 ５０ １次角速度推定演算回路
Claims (8)
- 【請求項１】 直流電源と３相誘導電動機との間に接続
された３相ＰＷＭ制御インバータと、 前記誘導電動機の３相の１次電流の内の少なくとも２相
分の１次電流を検出する電流検出器（５ｕ、５ｖ）と、 前記電流検出器で検出された１次電流を、前記誘導電動
機の回転位相に同期した回転座標変換によってトルク軸
成分電流Ｉ1qとこれに直交する磁束軸成分電流Ｉ1dに変
換する第１の変換手段（１３）と、 前記誘導電動機を所望状態に回転させるためのトルク軸
成分電流指令値Ｉ1q ＊を与える第１の指令手段（１１a
）と、 前記誘導電動機を前記所望状態に回転させるための磁束
軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を与える第２の指令手段（１
９）と、 前記トルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊と前記トルク軸成分
電流Ｉ1qとの差を求め、この差を零にするためのトルク
軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊を形成するトルク軸成分電圧指
令値形成手段と、 前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊と前記磁束軸成分電流
Ｉ1dとの差を求め、この差を零にするための磁束軸成分
電圧指令値Ｖ1d＊を形成する磁束軸成分電圧指令値形成
手段と、 前記トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊と前記磁束軸成分電
圧指令値Ｖ1d ＊とを３相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ
1w ＊に変換する第２の変換手段と（２１）、 前記３相電圧指令値Ｖ1u ＊、Ｖ1v ＊、Ｖ1w ＊に対応した
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を形成して前記インバ
ータを制御するインバータ制御回路（３３）と、 前記トルク軸成分電圧指令値Ｖ1q ＊と前記トルク軸成分
電流Ｉ1qと前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊と誘導電動
機の１次巻線抵抗Ｒ1 と漏れインダクタンスＬσと１次
自己インダクタンスＬ1 と微分演算子Ｐとに基づく ω0 ＝（１／Ｌ1 ）［｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）
Ｉ1q｝／Ｉ1d ＊］ 又はこれに等価な演算によって推定１次角速度ω0 を求
める１次角速度推定手段と、 前記推定１次角速度ω0 に基づいて前記回転位相を示す
信号を形成して前記第１の変換手段（１３）に与える位
相角信号形成手段（２０）とを備えていることを特徴と
する誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】 前記トルク軸成分電圧指令値形成手段
は、 前記トルク軸成分電流指令値Ｉ1q ＊と前記トルク軸成分
電流Ｉ1qとの差に対応する第１の差信号を形成する第１
の差信号形成手段と、 前記第１の差信号に補償を加えてトルク軸成分電圧指令
基準値Ｖ1q′を形成する第１の補償手段と、 前記１次角速度推定手段で推定した１次角速度ω0 又は
この補正１次角速度ωから成る推定１次角速度ωa と前
記漏れインダクタンスＬσと前記磁束軸成分電流Ｉ1dと
前記相互インダクタンスＭと２次自己インダクタンスＬ
2 と前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊とに基づく ΔＶ1q′＝ωa ｛ＬσＩ1d＋（Ｍ2 ／Ｉ1d ＊）／Ｌ2 ｝ 又はこれに等価な演算を行ってトルク軸成分電圧補償値
ΔＶ1q′を得るためのトルク軸成分電圧補償値演算手段
と、 前記トルク軸成分電圧指令基準値Ｖ1q′に前記トルク軸
成分電圧補償値ΔＶ1q′を加えてトルク軸成分電圧指令
値Ｖ1q ＊を得る第１の加算手段とから成り、 前記磁束軸成分電圧指令値形成手段は、 前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊と前記磁束軸成分電流
Ｉ1dとの差に対応する第２の差信号を形成する第２の差
信号形成手段と、 前記第２の差信号に補償を加えて磁束軸成分電圧指令基
準値Ｖ1d′を形成する第２の補償手段と、 前記１次角速度ω0 又はこの補正１次角速度ωから成る
推定１次角速度ωa と前記漏れインダクタンスＬσと前
記トルク軸成分電流Ｉ1qとに基づく ΔＶ1d′＝−Ｌσωa Ｉ1q 又はこれに等価な演算を行って磁束軸成分電圧補償値Δ
Ｖ1d′を得るための磁束軸成分電圧補償値演算手段と、 前記磁束軸成分電圧指令基準値Ｖ1d′に前記磁束軸成分
電圧補償値ΔＶ1q′を加えて磁束軸成分電圧指令値Ｖ1d
＊を得る第２の加算手段とから成ることを特徴とする請
求項１記載の誘導電動機の制御装置。 - 【請求項３】 前記１次角速度推定手段は、更に、 ｅ2d′＝Ｖ1d′−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1d 又はこれに等価な演算によって磁束軸成分誘起電圧推定
値ｅ2d′を求め、この磁束軸成分誘起電圧推定値ｅ2d′
に基づいて１次角速度推定誤差補正信号を形成して前記
１次角速度ω0 に加える補正手段を有していることを特
徴とする請求項２記載の誘導電動機の制御装置。 - 【請求項４】 前記第２の指令手段は、 前記誘導電動機の２次磁束指令値φ2d ＊を供給する手段
と、 前記２次磁束指令値φ2d ＊を前記相互インダクタンスＭ
で除算して前記磁束軸成分電流指令値Ｉ1d ＊を得る手段
とから成ることを特徴とする請求項１又は２又は３記載
の誘導電動機の制御装置。 - 【請求項５】 前記推定１次角速度ω0 の演算を ω0 ＝（Ｍ／Ｌ1 ）［｛Ｖ1q ＊−（ＰＬσ＋Ｒ1 ）Ｉ1q｝／φ2d ＊］ で行うことを特徴とする請求項４記載の誘導電動機の制
御装置。 - 【請求項６】 前記トルク軸成分電圧補償値ΔＶ1q′
を、 ΔＶ1q′＝ωa ｛ＬσＩ1d＋（Ｍ／Ｌ2 ）φ2d ＊｝ の演算で求めることを特徴とする請求項２記載の誘導電
動機の制御装置。 - 【請求項７】 前記第１の指令手段は、 Ｒ2 （Ｍ／Ｌ2 ）（Ｉ1q／φ2d ＊）又は Ｒ2 （１／Ｌ2 ）（Ｉ1q／Ｉ1d ＊） （但し、Ｒ2 は２次巻線抵抗、Ｌ2 は２次自己インダク
タンス）によってすべり角速度ωseを求める手段と、 前記推定１次角速度ω0 又はこの補正値ωから前記すべ
り角速度ωseを減算する手段と、 前記減算によって得た値を前記誘導電動機の極対数ｐに
よって除算して推定回転角速度ωrm′を得る手段と、 前記誘導電動機の所望回転角速度にするための回転角速
度指令値ωrm ＊を供給する手段と、 前記回転角速度指令値ωrm ＊と前記推定角速度ωrm′と
の誤差信号を形成する手段と、 前記誤差信号に対応する前記トルク軸成分電流指令値Ｉ
1q ＊を形成する手段とから成ることを特徴とする請求項
１又は２又は３又は４又は５又は６記載の誘導電動機の
制御装置。 - 【請求項８】 前記第１及び第２の変換手段、前記トル
ク軸成分電圧指令値形成手段、及び前記磁束軸成分電圧
指令値形成手段はマイクロプロセッサ又はディジタル信
号処理装置で形成されていることを特徴とする請求項１
記載の誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7044756A JPH08224000A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7044756A JPH08224000A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08224000A true JPH08224000A (ja) | 1996-08-30 |
Family
ID=12700284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7044756A Pending JPH08224000A (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08224000A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006017306A1 (en) * | 2004-07-12 | 2006-02-16 | Honeywell International Inc. | Apparatus and method to control torque and voltage of an ac machine |
| JP2010193664A (ja) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Aisin Seiki Co Ltd | フィードバック制御方法、モータ制御方法、及びモータ制御装置 |
-
1995
- 1995-02-08 JP JP7044756A patent/JPH08224000A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006017306A1 (en) * | 2004-07-12 | 2006-02-16 | Honeywell International Inc. | Apparatus and method to control torque and voltage of an ac machine |
| US7208908B2 (en) | 2004-07-12 | 2007-04-24 | Honeywell International Inc. | Apparatus and method to control torque and voltage of an AC machine |
| JP2010193664A (ja) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Aisin Seiki Co Ltd | フィードバック制御方法、モータ制御方法、及びモータ制御装置 |
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