JPH0823672A

JPH0823672A - スイッチング電源装置およびその絶縁方法

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Publication number: JPH0823672A
Application number: JP2129655A
Authority: JP
Inventors: Hirotami Nakano; 博民中野
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1989-05-18
Filing date: 1990-05-17
Publication date: 1996-01-23

Abstract

(57)【要約】電子出願以前の出願であるので要約・選択図及び出願人の識別番号は存在しない。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明はスイッチング電源装置およびその絶縁方法に関し、特に入力側の大容量あるいは小容量の交流もしくは直流のコンデンサに蓄えられた静電エネルギをもとにして高い周波数の電圧あるいは電力を出力するスイッチング電源回路に絶縁回路を介して負荷に電力を供給するスイッチング電源装置およびその絶縁方法に関する。

［従来の技術］第２図は従来のスイッチング電源装置の一例を示す電気回路図である。第２図を参照して、スイッチング電源回路１１には直流電源ＥとリアクトルＬとの直列回路が接続されるとともに、リップル吸収用コンデンサＣＳが接続される。すなわち、スイッチング電源回路１１には、直流電源ＥからリアクトルＬを介してリップル吸収用コンデンサＣＳに電圧が入力されることによって、高い周波数電圧成分のリップル分が取除かれ、リップル吸収用コンデンサＣＳに蓄えられた静電エネルギがスイッチング電源回路１１に与えられる。すなわち、コンデンサＣＳの静電エネルギがスイッチング電源回路１１の直接の入力エネルギとなる。

スイッチング電源回路１１はフルブリッジ接続されたスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４を含み、それぞれのスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４は環流ダイオードが内蔵された極めて高速な自己消弧型スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴで構成されており、それぞれのスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４の制御端子（ゲート）には図示しない制御回路から交互に制御パルスが与えられる。

スイッチング素子ＳＦ１とＳＦ２との接続点Ａ１と、スイッチング素子ＳＦ３とＳＦ４との接続点Ｂ１には、絶縁トランスＴの一次側端子Ａ、Ｂが接続され、絶縁トランスＴの二次側端子Ｃ，Ｄには周波数変換回路７を介して負荷回路４が接続される。すなわち、スイッチング電源回路１１に対し負荷回路４は、絶縁トランスＴにより構成される絶縁障壁４４によって電気的に浮遊されている。

上述のごとく構成されたスイッチング電源装置において、直流電源ＥからリアクトルＬを介してリップル吸収用コンデンサＣＳに充電された静電エネルギがスイッチング電源回路１１の入力エネルギとなる。それぞれの制御端子に高い周波数のパルスが与えられることによってスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４が交互にオン、オフを繰り返し、接続点Ａ１とＢ１との間に変換された高い周波数の交流電圧が出力される。そして、この高い周波数の交流電圧は絶縁トランスＴの絶縁障壁４４を通過する磁界を介して周波数変換回路７に伝送され、直流電力に周波数変換されて負荷回路４に与えられる。

「発明が解決しようとする課題」上述の第２図に示した従来のスイッチング電源装置において、スイッチング電源回路１１と周波数変換回路７とを電気的に浮遊させるために、絶縁トランスＴの絶縁障壁４４を用いていた。このため、スイッチング電源回路１１のスイッチング素子の蓄積時間の違いやスイッチングスピードの違いによって不要に出力された直流あるいは低周波の電圧のために絶縁トランスＴの励磁が偏り、飽和して異常に大きな励磁電流が負荷回路４を通ることなく流れる偏磁現象により、スイッチング電源回路を構成するスイッチング素子を破損させることがしばしば起こっていた。

それゆえに、この発明の目的は、偏磁現象による異常電流の発生を回避し得るスイッチング電源装置およびその絶縁方法を提供することである。

［課題を解決するための手段］第１請求項にかかる発明は、電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして電源からの電力より高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路の出力に絶縁回路を介して負荷を接続したスイッチング電源装置において、絶縁回路はコンデンサにより構成された絶縁障壁からなる。

第２請求項に係る発明は、請求項第１項にかかる発明の負荷とコンデンサとの間に接続され、高い周波数の電力を周波数変換する周波数変換回路を含む。

第３請求項に係る発明は、負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして電源からの電力より高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路、スイッチング電源回路と負荷との間に接続され、スイッチング電源回路と負荷との間に絶縁障壁を構成するコンデンサよりなる絶縁回路、および絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または遮断するように接続したフィルタ回路を含む。

第４請求項に係る発明は、第３請求項に従属するスイッチング電源装置であって、フィルタ回路は絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧するコモンモードチョークを含んで成る。

第５請求項にかかる発明は、第３請求項に従属するスイッチング電源装置であって、フィルタ回路は絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧するリアクトルを含んで成る。

第６請求項にかかる発明は、負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして電源からの電力よりも高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路、スイッチング電源回路の出力に接続され、スイッチング電源回路から出力された高い周波数の電力を周波数変換して高い周波数の電力より低い周波数の電力を負荷に供給する周波数変換回路、スイッチング電源回路の出力と前記周波数変換回路の入力との間に接続され、前記スイッチング電源回路の出力と周波数変換回路の入力との間に絶縁障壁を構成するコンデンサから成る絶縁回路、および絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または遮断するように接続したフィルタ回路を含む。

第７請求項にかかる発明は、電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、そして、絶縁障壁中を電界を媒体として高い周波数の電力を通過させる段階とからなる。

第８請求項にかかる発明は、電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、高い周波数の電力をコンデンサで構成された絶縁障壁中に通す段階と、絶縁障壁を通過した高い周波数の電力をスイッチングして低い周波数の電力に周波数変換する段階とからなる。

第９請求項にかかる発明は、電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、そして、絶縁障壁中を電界を媒体として高い周波数の電力を通過させる段階、さらに、絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑制する段階を含む。

第１０請求項にかかる発明は、電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、高い周波数の電力をコンデンサで構成された絶縁障壁中に通す段階と、絶縁障壁を通過した高い周波数の電力をスイッチングして低い周波数の電力に周波数変換する段階と、さらに、絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑制する段階を含む。

第１１請求項にかかる発明は、請求項７，８，９，１０に従属する絶縁方法であって、高い周波数の電力が可聴周波数以上の電力である。

第１２請求項にかかる発明は、請求項７，８，９，１０に従属する絶縁方法であって、高い周波数の電力が５０ｋＨｚ以上の電力であることを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。

［作用］本発明は、スイッチング電源回路と負荷回路との間をコンデンサの絶縁障壁によって絶縁することにより、絶縁トランスを用いたときの偏磁現象による異常電流の発生を回避できる。

［実施例］第１図はこの発明思想の具体化された第１の実施例の電気回路図である。

この第１図に示したスイッチング電源装置は、直流電源ＥとリアクトルＬとリップル吸収用コンデンサＣＳとスイッチング電源回路１１と負荷回路４と周波数変換回路７は前述の第３図に示した従来例と同様にして構成される。そして、この実施例では、スイッチング電源回路１１と周波数変換回路７との間に絶縁回路２１が接続され、この絶縁回路２１はコンデンサＣＦ１とＣＦ２とによって構成される。そして、コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の絶縁障壁４５１によって、スイッチング電源回路１１に対して、周波数変換回路７および負荷回路４が電気的に浮遊することになる。

次に、第１図に示した実施例の動作について説明する。今、スイッチング周波数１ＭＨｚでスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４の制御端子（ゲート）がオン、オフされる。先ず、４００ｎｓｅｃの間、スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ４の制御端子がオンされ、スイッチング素子ＳＦ２，ＳＦ３の制御端子はオフにされる。スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ４のオン、スイッチング素子ＳＦ２，ＳＦ３のオフの状態が確立したとき、接続点Ａ１とＢ１との間にはコンデンサＣＳの電圧がそのままの極性で出力される。

次に、スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ４の制御端子がオフにされ、スイッチング素子ＳＦ２，ＳＦ３の制御端子がオンされて出力電圧の極性が反転されるが、その前にアーム短絡防止のために１００ｎｓｅｃのデッドタイムが設けられる。すなわち、スイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４の蓄積時間などによってオン、オフの制御パルスにもかかわらず、アーム上下のスイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ２またはＳＦ３，ＳＦ４が同時にオンすると、直接コンデンサＣＳを短絡して過大な短絡電流が流れるため、アーム上下にスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４が同時にオンしないように、予めすべてのスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４の制御端子がオフにされる。

当然のことながら、このデッドタイムの長さは、使用するスイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４のスイッチング時間より長くする必要がある。この実施例の場合、スイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４がオンからオフおよびオフからオンになる場合の有限の時間、すなわちスイッチング時間は５０ｎｓｅｃに見積っている。

デッドタイム期間中、出力電圧は無制御期間であり、出力電圧はスイッチング素子のスイッチング特性や負荷の状態などにより微妙に左右されるもので不確定的なものである。このデッドタイム期間は、出力電圧に直流あるいは低い周波数の電圧成分を発生する主原因の一つとなる。スイッチング周波数の高周波化に伴ない、スイッチング周期の時間幅に対してデッドタイムのしめる割合が無視できなくなり、出力電圧に含まれる直流あるいは低周波の電圧成分は増加する傾向を示す。

デッドタイムの期間終了の後、４００ｎｓｅｃの時間の間、スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ４の制御端子がオフにされ、スイッチング素子ＳＦ２，ＳＦ３の制御端子がオンにされる。スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ４がオフにされ、スイッチング素子ＳＦ２，ＳＦ４がオンにされた状態が確立したとき、接続点Ａ１が負になり、接続点Ｂ１が正となる。したがって、接続点Ａ１とＢ１との間ではコンデンサＣＳの電圧が逆極性で印可される。

その後、再び１００ｎｅｓｃのデッドタイムの期間が設けられる。

以上の動作を繰返すことにより、接続点Ａ１、Ｂ１に高周波電圧が出力されることになる。この高周波電圧はコンデンサＣＦ１，ＣＦ２により構成された絶縁障壁４５１を通過する電界を介して周波数変換回路７に伝送され、そして、直流電力に周波数変換され、負荷回路４に供給される。ここで、接続点Ａ１、Ｂ１の間に出力される１ＭＨｚの高周波電圧に対してコンデンサＣＦ１，ＣＦ２は低インピーダンスを有しており、電力伝送上、コンデンサＣＦ１，ＣＦ２を設けても支障をきたすことはない。

しかし、商用電源周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）に対しては、これらのコンデンサＣＦ１，ＣＦ２は極めて高いインピーダンスを示す。すなわち、コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の示すインピーダンスの値は周波数に逆比例するため、１ＭＨｚでのインピーダンスの値に対して５０Ｈｚでのその値は１ＭＨｚ／５０Ｈｚ＝２００００倍もの高い値となる。そのため、低周波に対して、信号程度の微弱な電気エネルギの漏洩は、スイッチング電源装置として実質的に無視し得る。

したがって、高周波化により直流のみならず商用周波数程度の電力周波数に対してもこの絶縁回路は、実際、スイッチング電源装置としての絶縁回路として有用に使用できる。すなわち、直流電源、並びに商用電源の電力用の絶縁回路として用いることができる。このことは、スイッチング電源装置の高周波数化により実現できたものであって、スイッチング電源回路の出力周波数が商用電源周波数に比べてあまり高くない場合、たとえば、５００Ｈｚ程度の可聴周波数以下の周波数では商用周波数との周波数比が５００Ｈｚ／５０Ｈｚ＝１０倍程度と小さいため、障壁を構成するコンデンサが必然的に極めて大きな容量となり、原理的に商用電源の電源用絶縁回路として使用することは難しい。

上述のごとく、スイッチング電源回路１１に対して周波数変換回路７あるいは負荷回路４を電気的に浮遊させる絶縁障壁４５１を通して周波数変換回路７に高周波電力が伝送される。一方、絶縁障壁４５１により、直流電力ならびに商用周波数程度の低周波電力は、絶縁障壁４５１を全くあるいはほとんど通過できない。

なお、第１図に示した実施例では、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いてスイッチング電源回路１１を構成したが、他のスイッチング素子を用いて構成しても良い。

第１Ａ図は、第１図に示した実施例の変形例であり、以下の点を除いて前述の第１図と同様に構成される。すなわち、第１Ａ図では、第１図に示したリアクトルＬを取り除くと共に、スイッチング素子ＳＦ１〜ＳＦ４に換えてスイッチング素子として環流ダイオードが内蔵されたパワートランジスタから成るスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いてスイッチング電源回路１を構成している。また、第１図の絶縁回路２１を構成するコンデンサＣＦ１，ＣＦ２に換えて、コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて絶縁回路２０を構成している。コンデンサＣＦ１，ＣＦ２とコンデンサＣ１，Ｃ２との違いは、容量的にコンデンサＣ１，Ｃ２の方がコンデンサＣＦ１，ＣＦ２に比べて約３桁程度も大きな静電容量となっている。

次に第１Ａ図に示した変形例の動作について説明する。今、スイッチング周波数１ｋＨｚでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御端子（ベース）がオン、オフされる。先ず、４００μｓｅｃの間、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の制御端子がオンされ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御端子はオフにされる。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフの状態が確立したとき、接続点Ａ１とＢ１との間にはコンデンサＣＳの電圧がそのままの極性で出力される。

次に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の制御端子がオフにされ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御端子がオンされて出力電圧の極性が反転されるが、その前にアーム短絡防止のために１００μｓｅｃのデッドタイムが設けられる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の蓄積時間などによってオン、オフの制御パルスにもかかわらず、アーム上下のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２またはＳ３，Ｓ４が同時にオンすると、直接コンデンサＣＳを短絡して過大な短絡電流が流れるため、アーム上下にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が同時にオンしないように、予めすべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御端子がオフにされる。

当然のことながら、このデッドタイムの長さは、使用するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング時間より長くする必要がある。この実施例の場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンからオフおよびオフからオンになる場合の有限の時間、すなわちスイッチング時間は５０μｓｅｃに見積っている。

デッドタイムの期間終了の後、４００μｓｅｃの時間の間、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の制御端子がオンにされ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御端子がオンにされる。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフにされ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンにされた状態が確立したとき、接続点Ａ１が負になり、接続点Ｂ１が正となる。したがって、接続点Ａ１とＢ１との間ではコンデンサＣＳの電圧が逆極性で印可される。その後、再び１００μｓｅｃのデッドタイムの期間が設けられ、上述の動作を繰返すことにより、接続点Ａ１、Ｂ１に交流電圧が出力されることになる。この交流電圧はコンデンサＣ１，Ｃ２により構成された絶縁障壁４５を介して周波数変換回路７に与えられて直流電力に周波数変換され、負荷回路４に供給される。

ここで、接続点Ａ１、Ｂ１の間に出力される１ｋＨｚの交流電圧に対してコンデンサＣ１，Ｃ２は低インピーダンスを有しており、電力伝送上、コンデンサＣ１，Ｃ２を設けても支障をきたすことはない。しかし、コンデンサＣ１，Ｃ２により構成された絶縁障壁４５は周波数零、すなわち、直流に対し無限のインピーダンスを示す。そのため直流電力は、この障壁４５を通過できない。

第３図はこの発明の第２の実施例を示す電気回路図である。第３図を参照して、直流電源Ｅとスイッチング電源回路１と絶縁回路２０と負荷回路４と周波数変換回路７は前述の第１Ａ図と同様にして構成される。第３図は、第１Ａ図に示した直流電源ＥとコンデンサＣＳとの間をフィルタ回路Ｆを介して接続したものである。それ以外の相違は第３図と第１Ａ図との間にはない。また、スイッチング電源回路１の動作は、第１Ａ図と説明が重複するので省略する。

フィルタ回路Ｆは端子ＴＡ，ＴＢと端子ＴＣ，ＴＤとをそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２を介して接続したものであり、フィルタ回路Ｆの入力端子ＴＡ、ＴＢと出力端子ＴＣ，ＴＤとの間はリアクトルＬ１，Ｌ２により高周波的に遮断される。そのため、スイッチング電源装置の入力側と出力側との間、すなわち、直流電源Ｅと負荷回路４との間は、このフィルタ回路Ｆにより高周波的に遮断される。

ここで、フィルタ回路Ｆの役割について詳細に説明をする。フィルタ回路Ｆは、入力電源側のグランドと出力負荷側のグランドとの間のインピーダンスが無限大の場合、すなわち、入出力のグランドが電気的に完全に独立である場合基本的に不必要である。しかし、例えば、入出力のグランド間のインピーダンスが零であり、かつまた、フィルタ回路Ｆが備えられていない場合、スイッチング電源回路１のスイッチング動作の度に過大なコモンモード電流が絶縁回路２０を介して入出力のグランド間を流れる。その結果、スイッチング電源回路１を構成するスイッチング素子に過大な電流が流れ、スイッチング素子の破壊を引き起こす。

しかし、フィルタ回路Ｆを備え付けることによりこの問題は解決する。すなわち、スイッチング電源回路１のスイッチング周波数に対してフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２の値が高インピーダンスであれば、スイッチング電源回路１のスイッチングの度に絶縁回路２０を介して入出力のグランド間を流れる電流、すなわち、コモンモード電流はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２により効果的に抑制される。したがって、フィルタ回路ＦのリアクトルＬ１，Ｌ２によりコモンモードの電流のためにコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が急激に変動することはなく、絶縁障壁４５を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が安定する。

第３Ａ図は第３図の実施例の変形例を示す電気回路図である。この第３Ａ図に示した実施例では第３図に示したフィルタ回路Ｆの設置場所に代えて、第３Ａ図では周波数変換回路７と負荷回路４との間の電力ラインに備え付けたものである。第３Ａ図においては、その他の主回路構成、すなわちスイッチング電源回路１と絶縁回路２０と負荷回路４は第３図と同じであるので、それらに関する回路構成上の説明は省略する。また、スイッチング電源回路１の動作は、第１Ａ図と説明が重複するので省略する。第３図のフィルタ回路Ｆと同様に、第３Ａ図のフィルタ回路Ｆもスイッチング電源回路１のスイッチング周波数に対してリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスの値が各々高インピーダンスである。それにより、スイッチング電源回路１のスイッチングに呼応して絶縁回路２０を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が急激に変化することはなく、入出力のグランド間のインピーダンスが低抵抗あるいは、零インピーダンスであってもフィルタ回路Ｆにより効果的に入出力のグランド間を介して流れる急峻なコモンモード電流は遮断される。したがって、フィルタ回路Ｆにより、コモンモード電流のためにコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が急激に変動することはない。

そのため、絶縁障壁４５を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が安定することとなる。すなわち、フィルタ回路Ｆの入力端子ＴＡ、ＴＢと出力端子ＴＣ，ＴＤはリアクトルＬＤＣ１，ＬＤＣ２により高周波的に遮断される。そのため、スイッチング電源装置の入力側の電源Ｅと出力側の負荷回路４とは、このフィルタ回路Ｆにより高周波的に遮断され、コモンモードの電流はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２により抑制される。

第４図はこの発明の第３実施例を示す電気回路図である。この第４図に示した実施例は、第３図に示したフィルタ回路Ｆをコモンモードチョークによって構成したフィルタ回路ＦＣに置き換えたものである。このフィルタ回路ＦＣは端子ＴＡと端子ＴＣとをコモンモードチョークの一方の巻線を介して接続し、端子ＴＢと端子ＴＤとをコモンモードチョークの他方の巻線を介して接続したものであり、フィルタ回路ＦＣの入力端子ＴＡ、ＴＢと出力端子ＴＣ，ＴＤはコモンモードチョークによりコモンモード的に遮断される。すなわち、コモンモードチョークを構成する各巻線が完全結合である場合、フィルタ回路ＦＣはノーマルモードに対して理論的にインピーダンスとして作用しない。しかし、コモンモードチョークはコモンモードに対しては大きなインピーダンスを示すため、フィルタ回路ＦＣを通過するコモンモード電流を遮断あるいは抑圧する。そのため、スイッチング電源装置の入力側と出力側とは、このフィルタ回路ＦＣによりコモンモード的に遮断される。

第４図の動作は、第１Ａ図に示したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドライブ動作と同じであるため、詳細なスイッチング電源回路の動作説明は第１Ａ図と重複するので省略する。次に、フィルタ回路ＦＣの役割について詳細に説明をする。フィルタ回路ＦＣは、入力電源側のグランドと出力負荷側のグランドとの間のインピーダンスが無限大の場合、すなわち、入出力のグランドが電気的に完全に独立である場合基本的に不必要である。しかし、例えば、入出力のグランド間のインピーダンスが零であり、かつまた、フィルタ回路ＦＣが備えられていない場合、スイッチング電源回路１のスイッチング動作の度に過大なコモンモード電流が絶縁回路２０を流れる。その結果、絶縁障壁４５を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が急激に変動する。そして、スイッチング電源回路１を構成するスイッチング素子に過大な電流が流れ、スイッチング素子の破壊を招く。しかし、フィルタ回路ＦＣを備え付けることによりこの問題は解決する。すなわち、スイッチング電源回路１のスイッチング周波数に対してフィルタ回路ＦＣを構成するコモンモードチョークのインダクタンスの値が高インピーダンスであれば、スイッチング電源回路１のスイッチングの度に絶縁回路２０を介して入出力のグランド間を流れるコモンモード電流はフィルタ回路ＦＣを構成するコモンモードチョークにより効果的に抑制される。そのため、コモンモード電流のためにコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が急激に変動することはない。言い替えれば、フィルタ回路ＦＣのコモンモードチョークにより入力電源Ｅと負荷４との間がコモンモード的に遮断され、フィルタ回路ＦＣによりスイッチング電源装置の入出力間を流れるコモンモード電流が抑制される。

なお、フィルタ回路ＦＣは、第４図に示した実施例の変形例である第４Ａ図に示すように周波数変換回路７と負荷４との間に接続するようにしても良い。また、スイッチング電源回路１と絶縁回路２０との間、あるいは絶縁回路２０と周波数変換回路７との間にフィルタ回路ＦＣを接続するようにしてもよい。さらにまた、フィルタ回路ＦＣを構成するコモンモードチョークの一方の巻線コイルを絶縁回路２０の端子Ｃと周波数変換回路７との間に、他方の巻線コイルをスイッチング電源回路１と絶縁回路２０の端子Ｂとの間に接続しても、絶縁障壁４５を通過するコモンモード電流を抑制することができる。

第５図はこの発明の第４実施例を示す電気回路図である。この第５図に示した実施例は、第４図に示した周波数変換回路７を取り除くと共に、フィルタ回路ＦＣの挿入場所を絶縁回路２０と負荷回路４との間に移動したものである。さらに、第５図においては、フィルタ回路ＦＣの機能を明確に示すために、スイッチング電源装置の入力電源ＥをグランドＧ１に、負荷回路４をグランドＧ２に接地し、電気的に完全独立なグランドＧ１およびＧ２をインピーダンスＺを介して接続すると共に、負荷回路４を抵抗で構成したものである。フィルタ回路ＦＣのコモンモードチョークは、フィルタ回路ＦＣの入力端子ＴＡ、ＴＢとフィルタ回路ＦＣの出力端子ＴＣ，ＴＤとを流れるノーマルモードの電流は遮断しないが、コモンモード電流は遮断する。それにより、インピーダンスＺが低抵抗あるいは零であっても絶縁障壁４５を急峻なコモンモードの過大電流が流れることはない。また、絶縁障壁４５を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられた電荷が急激に入出力のグランドＧ１，Ｇ２を介して急峻なコモンモード電流となって充放電されることはない。すなわち、スイッチング電源装置の入出力間がフィルタ回路ＦＣによりコモンモード的に遮断されているため、急峻なコモンモードの過大電流はフィルタ回路ＦＣを構成するコモンモードチョークにより抑制されることとなる。しかし、フィルタ回路ＦＣは、ノーマルモードに対して原理的にインピーダンスとして作用しない、すなわちノーマルモードに対してはコモンモードチョークは零インピーダンスである。

そのため、基本的に、スイッチング電源回路１より出力される交流電力が負荷回路４に伝送されることを阻止することはない。換言すれば、スイッチング電源回路１により接続点Ａ１とＢ１との間に出力されるノーマルモードの交流電流に対しフィルタ回路ＦＣは原理的に零インピーダンスであり、負荷回路４への電力伝送上、フィルタ回路ＦＣの設置は支障をきたすことはない。したがって、フィルタ回路ＦＣは、スイッチング電源回路１より出力された電力がインピーダンスＺへ漏洩し、スイッチング電源装置の効率が大幅に悪化することを防止するものである。

なお、フィルタ回路ＦＣは、第５図に示した実施例の変形例である第５Ａ図に示すようにスイッチング電源回路１と絶縁回路２０との間に、または第５図の実施例の他の変形例である第５Ｂ図に示すように直流電源ＥとコンデンサＣＳとの間接続するようにしてもよい。さらにまた、フィルタ回路ＦＣを構成するコモンモードチョークの一方の巻線コイルを絶縁回路２０の端子Ｃと負荷回路４との間に、他方の巻線コイルをスイッチング電源回路１と絶縁回路２０の端子Ｂとの間に接続しても、絶縁障壁４５を通過するコモンモード電流を抑制することができる。

第６図はこの発明の第５の実施例を示す電気回路図である。この第６図に示した実施例は、前述の第５Ｂ図に示したコモンモードチョークからなるフィルタ回路ＦＣに換えて、リアクトルＬ１，Ｌ２で構成されたフィルタ回路Ｆを接続したものである。このフィルタ回路Ｆも第５Ｂ図に示したフィルタ回路ＦＣと同様にコモンモード電流を抑圧する機能を持つ。

第７図はこの発明の第６の実施例を示す電気回路図である。この第７図に示した実施例は、前述の第６図に示したスイッチング電源回路１に換えて、スイッチング電源回路１０を接続したものである。それ以外の相違は第７図と第６図との間にはない。スイッチング電源回路１０は、それぞれが直列接続されかつコンデンサＣＳに対して並列接続された自己消弧型のスイッチング素子Ｓ１とＳ２とから構成される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はそれぞれ環流ダイオードを内蔵したパワトランジスタで構成されている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端子（ベース）には図示しない制御回路から制御パルスが与えられる。スイッチング電源回路１０のスイッチング素子Ｓ１とＳ２の接続点Ａ１には絶縁回路２０の一次側端子Ｂが、スイッチング素子Ｓ１のコレクタには一次側端子Ａが接続される。

次に、第７図に示した実施例の動作について説明する。今、スイッチング周波数１ｋＨｚでスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端子がオン、オフされる。先ず、４００μｓｅｃの間、スイッチング素子Ｓ２の制御端子がオンされ、スイッチング素子Ｓ１の制御端子はオフにされる。スイッチング素子Ｓ２のオン、スイッチング素子Ｓ１のオフの状態が確立したとき、端子ＡとＢとの間にはコンデンサＣＳの電圧が出力される。その後、スイッチング素子Ｓ２の制御端子がオフにされ、スイッチング素子Ｓ１の制御端子がオンされて出力電圧は零になるが、その前にアーム短絡防止のために１００μｓｅｃのデッドタイムが設けられる。

すなわち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の蓄積時間などによってオン、オフの制御端子信号にもかかわらず、アーム上下のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンすると、直接コンデンサＣＳを短絡して過大な短絡電流が流れるため、アーム上下にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしないように、予めすべてのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端子がオフにされる。

デッドタイムの期間終了の後、４００μｓｅｃの時間の間、スイッチング素子Ｓ２の制御端子がオフにされ、スイッチング素子Ｓ１の制御端子がオンにされる。スイッチング素子Ｓ２がオフにされ、スイッチング素子Ｓ１がオンにされた状態が確立したとき、端子ＡとＢは同電位となる。したがって、端子ＡとＢとの間の電圧は零と成る。その後、再び１００μｓｅｃのデッドタイムの期間が設けられる。以上の動作を繰返すことにより、端子Ａ、Ｂに直流電圧成分を多量に含んだ交流電圧が出力されることになる。この直流電圧成分を多量に含んだ交流電圧の内の交流成分のみがコンデンサＣ１，Ｃ２により構成された絶縁障壁４５を介して負荷回路４に供給される。

ここで、フィルタ回路Ｆの役割について詳細に説明をする。フィルタ回路Ｆは、入力電源側のグランドＧ１と出力負荷側のグランドＧ２との間のインピーダンスＺが無限大の場合、すなわち、入出力のグランドが電気的に完全に独立である場合基本的に不必要である。しかし、例えば、入出力のグランド間のインピーダンスが零であり、かつまた、フィルタ回路Ｆが備えられていない場合、スイッチング電源回路１０のスイッチング動作の度に過大なコモンモード電流が絶縁回路２０を流れる。その結果、スイッチング電源回路１０を構成するスイッチング素子に過大な電流が流れ、スイッチング素子の破壊を引き起こす。しかし、フィルタ回路Ｆを備え付けることによりこの問題は解決する。すなわち、スイッチング電源回路１０のスイッチング周波数に対してフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２が高インピーダンスであれば、スイッチング電源回路１０のスイッチングの度に絶縁回路２０を介して入出力のグランド間を流れるコモンモード電流はフィルタ回路Ｆにより効果的に抑制される。また、フィルタ回路Ｆは、スイッチング電源回路１０より出力された電力がコモンモード電流となってインピーダンスＺへ漏洩し、スイッチング電源装置の電力効率が低下することを防止する機能を有する。

第７Ａ図は、第７図に示した実施例の変形例であり、以下の点を除いて前述の第７図と同様に構成される。すなわち、第７Ａ図では、第７図に示したフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２よりも約３桁も小さな値のリアクトルＬ１１，Ｌ２１を用いてフィルタ回路Ｆ１を構成すると共に、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に換えて環流ダイオードが内蔵されたパワーＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ２を用いてスイッチング電源回路１１１を構成している。また、第７図の絶縁回路２０を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２に換えて、コンデンサＣＦ１，ＣＦ２を用いて絶縁回路２１を構成している。コンデンサＣ１，Ｃ２とコンデンサＣＦ１，ＣＦ２との違いは、容量的にコンデンサＣＦ１，ＣＦ２の方がコンデンサＣ１，Ｃ２に比べて３桁も小さな静電容量となっている。そのため、絶縁回路２１は直流電源のみならず商用電源に対しても電力的な絶縁回路として用いることができる。すなわち、商用周波数程度の電力は絶縁回路２１により極めて効果的に遮断される。

次に第７Ａ図に示した変形例の動作について説明すが、基本的には第７図で説明した動作と同じである。スイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ２の制御端子はスイッチング周波数１ＭＨｚでオンオフされる。このオンオフの制御パルスは第１図のスイッチング素子ＳＦ１，ＳＦ２のそれと同じである。

それにより、スイッチング電源回路１１１より１ＭＨｚの高周波の交流電圧が出力されるが、その交流電圧には、第７図の実施例の動作と同様に多くの直流電圧成分を含んでいる。

また、フィルタ回路Ｆ１の基本的な役割も第７図のそれと同じで、スイッチング電源回路１１１のスイッチング動作により発生する絶縁障壁４５１を通過するコモンモード電流を抑圧するものである。それにより、絶縁障壁４５１を構成するコンデンサＣＦ１，ＣＦ２の電圧が安定する。また、過大なコモンモード電流がフィルタ回路Ｆ１により抑圧されるため、スイッチング素子の破壊が回避される。さらに、フィルタ回路Ｆ１により、スイッチング電源回路１１１から出力された電力が、入出力グランドＧ１，Ｇ２間のインピーダンスＺに漏洩することが防止できる。

本発明は第１図〜第７図の特定の実施例に限定されるものではなく無限の変形や修正が可能である。すなわち、技術に精通した当業者なら、他のより複雑な、あるいは、より簡単な構造のスイッチング電源回路を用いてこの発明思想の精神及び範囲から逸脱することなく種々の別の実施態様を実現できる。さらにまた、絶縁回路並びに周波数変換回路や負荷回路も例示された実施例に限定されるものではなく、他の構造の絶縁回路並びに周波数変換回路を用いて既述の発明を実施できる。

［発明の効果］以上のように、この発明の実施例に従えば、スイッチング電源回路と負荷回路との間にコンデンサからなる絶縁回路を接続し、コンデンサの絶縁障壁によって絶縁するようにしたので、絶縁トランスを流れる絶縁のための励磁電流を不要にできるので、偏磁現象が生じることがない。

したがって、スイッチング電源回路の出力に直流電圧あるいは低い周波数成分が多量に含まれていても、絶縁トランスの偏磁現象による異常に大きな電流が発生することはない。

それ故、絶縁トランスの偏磁現象による異常電流によりスイッチング素子が破壊される危険性が全くない。

更にまた、第３図ないし第７図に示した実施例に従えば、リアクトルあるいはコモンモードチョークで構成されたフィルタ回路により、スイッチング電源装置内部のスイッチング素子のスイッチング動作により発生するコモンモード電流が遮断または抑制される。

それにより、入出力のグランドのインピーダンスが低抵抗あるいは零であっても、コモンモードチョークあるいはリアクトルで構成されたフィルタ回路により、絶縁障壁を通過するコモンモード電流は抑制される。

したがって、コモンモード電流を抑圧するフィルタ回路により、絶縁障壁を構成するコンデンサの電圧がコモンモード電流のために急激に変動することはない。

また、コモンモード電流がフィルタ回路により抑制されるため過大なコモンモード電流によるスイッチング素子の破壊が回避される。

さらに、スイッチング電源装置の入出力間を抵抗で接続しても、スイッチング電源回路より出力された電力がこの抵抗に大きく漏洩し、スイッチング電源装置の効率を大幅に悪化することがフィルタ回路により防止しされる。すなわち、コモンモード電流により発生する損失がコモンモード電流を抑圧するフィルタ回路の設置により抑制される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例の電気回路図である。第２図は従来のスイッチング電源装置の一例を示す電気回路図である。第３図、第３Ａ図はこの発明の第２実施例を示す電気回路図である。第４図、第４Ａ図はこの発明の第３実施例を示す電気回路図である。第５図、第５Ａ図、第５Ｂ図はこの発明の第４実施例を示す電気回路図である。第６図はこの発明の第５実施例を示す電気回路図である。第７図、第７Ａ図はこの発明の第６実施例を示す電気回路図である。図において、１，１０，１１，１１１はスイッチング電源回路、２，２０，２１は絶縁回路、４は負荷回路、７は周波数変換回路、４４，４５，４５１は絶縁障壁、Ｅは直流電源、Ｌ，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１，Ｌ２１はリアクトル、ＣＳ，Ｃ１，Ｃ２，ＣＦ１，ＣＦ２はコンデンサ、Ｆ，Ｆ１，ＦＣはフィルタ回路、Ｓ１〜Ｓ４，ＳＦ１〜ＳＦ４はスイッチング素子を示す。

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【手続補正書】

【提出日】平２．１０．２２明細書第４１頁第１７行の「第１図はこの発明」を
「第１図、第１Ａ図はこの発明」に補正する。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして前記電源からの電力より高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路の出力に絶縁回路を介して負荷を接続したスイッチング電源装置において、前記絶縁回路はコンデンサにより構成された絶縁障壁からなることを特徴とする。
【請求項２】さらに、前記負荷と前記コンデンサとの間に接続され、前記高い周波数の電力を周波数変換する周波数変換回路を含む、請求項第１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして前記電源からの電力より高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路、前記スイッチング電源回路と前記負荷との間に接続され、前記スイッチング電源回路と前記負荷との間に絶縁障壁を構成するコンデンサよりなる絶縁回路、および前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または遮断するように接続したフィルタ回路を含む。
【請求項４】第３請求項に従属するスイッチング電源装置であって、前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧するコモンモードチョークを含んで成る。
【請求項５】第３請求項に従属するスイッチング電源装置であって、前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧するリアクトルを含んで成る。
【請求項６】負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であって、電源からの電力を静電エネルギを介してスイッチングして前記電源からの電力よりも高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路、前記スイッチング電源回路の出力に接続され、前記スイッチング電源回路から出力された前記高い周波数の電力を周波数変換して前記高い周波数の電力より低い周波数の電力を負荷に供給する周波数変換回路、前記スイッチング電源回路の出力と前記周波数変換回路の入力との間に接続され、前記スイッチング電源回路の出力と前記周波数変換回路の入力との間に絶縁障壁を構成するコンデンサから成る絶縁回路、および前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または遮断するように接続したフィルタ回路を含む。
【請求項７】電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし前記電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、そして、絶縁障壁中を電界を媒体として前記高い周波数の電力を通過させる段階とからなるスイッチング電源装置の絶縁方法。
【請求項８】電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし前記電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、前記高い周波数の電力をコンデンサで構成された絶縁障壁中に通す段階と、前記絶縁障壁を通過した前記高い周波数の電力をスイッチングして低い周波数の電力に周波数変換する段階とからなることを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。
【請求項９】電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし前記電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、そして、絶縁障壁中を電界を媒体として前記高い周波数の電力を通過させる段階、さらに、前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑制する段階を含むことを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。
【請求項１０】電源からの電力を静電エネルギを介しスイッチングし前記電源からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階と、前記高い周波数の電力をコンデンサで構成された絶縁障壁中に通す段階と、前記絶縁障壁を通過した前記高い周波数の電力をスイッチングして低い周波数の電力に周波数変換する段階と、さらに、前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑制する段階を含むことを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。
【請求項１１】請求項７，８，９，１０に従属する絶縁方法であって、前記高い周波数の電力が可聴周波数以上の電力であることを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。
【請求項１２】請求項７，８，９，１０に従属する絶縁方法であって、前記高い周波数の電力が５０ｋＨｚ以上の電力であることを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。