JPH08237318A

JPH08237318A - Ｇｓｍ用などの無線通信システム用粗周波数バースト検出器

Info

Publication number: JPH08237318A
Application number: JP7326652A
Authority: JP
Inventors: Mohammed S Mobin; シャフィウルモビンモハメッド
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1994-12-16
Filing date: 1995-12-15
Publication date: 1996-09-13
Also published as: EP0717512A2; CN1138814A; KR960027389A; TW266365B

Abstract

(57)【要約】【課題】低電力消費で計算の集中しない無線送信信号
の周波数バースト検出手段を提供する。【解決手段】本発明の１つの実施例によると、無線通
信システムの受信局に使用するための集積回路は、復号
信号サンプルの成分を濾過するよう改造されたディジタ
ル信号フィルタ（たとえば３００、４００）を含み、復
号信号サンプルが、無線通信システムを介して送信され
るベースバンド信号から導き出され、さらに、ほぼ既定
のレベルに関して復号信号サンプルの濾過成分の信号レ
ベルを閾値とするよう改造された閾値検出器とを含むこ
とを特徴とする。別の実施例によると、無線通信システ
ムを介して送信されるベースバンド信号の周波数バース
トを無線通信システムの受信端で検出する方法は、無線
通信システムを介して送信されるベースバンド信号から
導き出される復号信号の成分を濾過するステップと、濾
過成分を閾値とするステップとを含むことを特徴とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は通信システム、特に
無線通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】世界中のディジタル・セルラー方式電話
の信号方式規格に関しては、幾つかの方法が採用されて
いる。そのような規格の１つが、パリのGSM PNのETSI/G
SMサービス０５エアー・インターフェース仕様に記載さ
れたヨーロッパのグローバル移動通信システム（ＧＳ
Ｍ）である。すでに多くの国がこの規格を採用し、多数
の電気通信会社がこの規格に適合する製品を提供してい
る。ＧＳＭ電気通信規格は極めて複雑で、その規格の一
側面はダウンリンク制御チャネル（ＤＣＣ）に関わる。
ＤＣＣは、信号情報および制御信号を基地局から移動局
に送信する。このようなＤＣＣはポイント・マルチポイ
ント間で、ダウンリンクのみのチャネルである。ＧＳＭ
では、ＤＣＣは、周波数補正チャネル（ＦＣＣＨ）、同
期チャネル（ＳＣＨ）、およびその他の制御チャネルを
備えた、ほぼ既定の信号方式を有する。周波数補正チャ
ネル（ＦＣＣＨ）は、連続する規定数の「ゼロ」信号の
形で周波数補正データ・バーストまたは周波数バースト
を含む。ゼロ信号は、ベースバンド信号のガウス最小位
相偏移キーイング（ＧＭＳＫ）を使用して送信される。
このＦＣＣＨは、ほぼ一定の無線周波数（ＲＦ）の周波
数偏移を生成するよう設計され、これはＦＣＣＨを受信
した移動局が周波数補正に使用することができる。

【０００３】通常、移動局は、基地局から送信された信
号を検出し、移動局の発振器に伴う発振器周波数オフセ
ット・エラーに対応するためなど、移動局でベースバン
ド信号の自動周波数補正（ＡＦＣ）が実施できるよう、
周波数補正チャネル（ＦＣＣＨ）を採用している。本明
細書では、ＦＣＣＨは周波数バーストの唯一の例であ
る。通常は、たとえば１９９１年３月２７〜３０日にア
リゾナのScarsdaleで開催されたフェニックス・コンピ
ュータ通信会議の１９９１年度会議議事録で発表され
た、David BorthおよびPhillip Raskeyの「モトローラ
の汎ヨーロッパ・ディジタル・セルラー認証移動電話の
信号処理態様」に記載されているように、完全整合フィ
ルタを使用して、このような周波数補正チャネル（ＦＣ
ＣＨ）または周波数バーストを検出し、これに接続す
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの方法
には欠点がある。たとえば、整合フィルタ技術は時間が
かかり、大量の電力を消費し、移動局の信号送信、信号
受信、または信号モニタ段階で生じるように、移動局の
ピーク信号負荷時間のような計算資源の制限された環境
では、重要な計算能力の「ボトルネック」になることも
ある。したがって、これほど時間がかからない、電力を
消費しない、あるいは計算が集中しない無線媒体を介し
て送信信号の周波数バースト検出を実行する技術が必要
とされている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】簡潔に言うと、本発明の
１つの実施例によると、無線通信システムの受信局で使
用する集積回路は、復号信号サンプルの成分を濾過する
ディジタル信号フィルタ、および復号信号サンプルの濾
過成分の信号レベルをほぼ既定のレベルに対して閾値に
するよう調整された閾値検出器を含むことを特徴とす
る。簡潔に言うと、本発明の別の実施例によると、無線
通信システムを介して送信されるベースバンド信号の周
波数バーストを無線通信システムの受信端で検出する方
法は、無線通信システムを介して送信されたベースバン
ド信号から導き出した復号信号の成分を濾過するステッ
プと、濾過した成分を閾値にするステップとを含むこと
を特徴とする。簡潔に言うと、本発明のさらに別の実施
例によると、無線通信システムの受信局で使用する集積
回路は、復号信号サンプルの要素を濾過するよう調整さ
れたディジタル信号フィルタと、無線通信システムを介
して送信されたベースバンド信号から導き出される復号
信号サンプルと、復号信号サンプルの濾過された成分の
信号レベルをほぼ既定の信号レベルに対して閾値とする
よう調整された閾値検出器とを含むことを特徴とする。

【０００６】簡潔に言うと、本発明のさらに別の実施例
によると、無線通信システムを介して送信されるベース
バンド信号の周波数バーストを無線通信システムの受信
端で検出する方法は、無線通信システムを介して送信さ
れるベースバンド信号から導き出される復号信号サンプ
ルの直交成分を別個に濾過するステップと、別個に濾過
された直交成分の振幅を構造的に混合するステップと、
構造的に混合された振幅を閾値にするステップとを含む
ことを特徴とする。本発明と見なされる主題を、本明細
書の冒頭にある請求の範囲で特に指摘し、明瞭に示す。
しかし本発明は、構成や作動方法、さらに特徴、目的、
および利点に関して、添付図を見ながら詳細な記述を辿
ることによって最もよく理解される。

【０００７】

【実施例】前述したように、ＧＳＭ電気通信規格の一側
面は、ダウンリンク制御チャネル（ＤＣＣ）に関し、こ
れは本明細書では「制御マルチフレーム」とも呼ぶ。Ｄ
ＣＣは、信号情報および制御信号を基地局から移動局に
送信するのに使用される。このようなＤＣＣは、ポイン
ト・マルチポイント間のダウンリンクのみのチャネルで
ある。さらに、ＧＳＭに関して図２で示すように、ＤＣ
Ｃは、周波数補正チャネル（ＦＣＣＨ）、同期チャネル
（ＳＣＨ）、およびアクセス許可／ページングおよびそ
の他の制御チャネルを備えるほぼ既定の信号方式を有す
る。図２に図示するように、周波数補正チャネル（ＦＣ
ＣＨ）は、ほぼ既定数の連続する「ゼロ」信号の形で、
周波数補正データ・バーストまたは周波数バーストを含
む。本発明は、言うまでもなく、この特定の信号構造を
有する周波数バーストに範囲が制限されているわけでは
ない。一例として、代わりに全部が「１」の周波数バー
ストを使用することができる。しかし、ＧＳＭの場合、
ＦＣＣＨは、周波数補正のために移動局のような受信局
が使用することができるほぼ一定の無線周波数（ＲＦ）
搬送波の周波数偏移を生成する。周知のように、ＧＳＭ
はガウス最小位相偏移キーイング（ＧＭＳＫ）と呼ばれ
る、ベースバンドの信号変調形式を使用する。ＧＭＳＫ
については、Plenumから入手できる１９８６年のJ.B.An
derson、T.AulinおよびC.E.Sundbergによる「ディジタ
ル位相変調」および上記のBorthおよびRaskeyの論文で
詳述されているが、本発明はＧＭＳＫまたはＭＳＫに範
囲が制限されるものではない。たとえば、その代わりに
本発明による無線通信システムの粗周波数バースト検出
器（ＣＦＢＤ）の実施例を、最小位相偏移キーイング
（ＭＳＫ）または差動直交位相偏移キーイング（ＤＱＰ
ＳＫ）のような様々な変調方式と組み合わせて使用する
ことができる。

【０００８】ＧＳＭのＧＭＳＫで規定された送信器で
は、入力した２進ディジタル信号またはビット・ストリ
ームを、差分符号化し、ガウス・インパルス応答関数を
有するフィルタにかけてから、ＦＭ変調する。ガウス濾
過波形を、送信するＮＲＺ（非ゼロ復帰）信号ごとに正
または負のπ／２ラジアンまたは９０°の位相偏移を生
じるＦＭ変調器に通す。ＧＳＭなどの場合、この形式の
信号変調の利点の一つは、一定の振幅変調器を使用で
き、「スペクトル効率」に適することである。したがっ
て、基地局および移動局双方の無線機器に、非線形無線
周波数（ＲＦ）出力増幅器を使用することができる。

【０００９】図３は、無線媒体で信号を送信するために
ＧＳＭのＧＭＳＫで規定した変調により符号化した「ゼ
ロ」信号の周波数バーストの同相・直交位相（Ｉ−Ｑ）
面の「理想化した」信号配位を示す。本明細書では、無
線通信システムとは、信号を信号経路を介して送信端か
ら受信端に送信または通信する送信端と受信端とを有す
る通信システムを指し、送信端から受信端への信号経路
の一部が、無線媒体上のまたは無線媒体を介する信号送
信を含む。符号化したベースバンド信号を、無線通信シ
ステムを介して移動局などの無線媒体の受信端に送信す
る。無線システムの受信端では、逓減後、差分符号化ビ
ットまたは２進ディジタル信号値の各々が、図３に示す
ように、＋π／２ラジアンまたは９０°のＩ−Ｑ面の位
相偏移を示す。これは、送信された２進ディジタル信号
「ゼロ」のストリームに対し、Ｉ−Ｑ面の左回りの回転
に対応する。全部が「１」の周波数バーストの送信は、
右回りの回転に対応する。同様に、これは、すべて「ゼ
ロ」の周波数バーストを送信する場合は＋Ｂ／４の値
で、すべて「１」の周波数バーストを送信する場合は−
Ｂ／４の値によって、ベースバンド信号の送信に使用す
る搬送波信号の周波数を偏移することと同等と見なすこ
とができる。ここで、Ｂは送信ディジタル信号ストリー
ムのビット送信速度である。無線媒体の受信端では、逓
減後、ベースバンド信号を「逆転」してからそれを最小
２乗誤差（ＭＬＳＥ）等化器にかけることによって回復
することができる。特に、「逆転」については、無線媒
体を介して送信される符号化ディジタル信号サンプルご
とに、９０°の右回りの回転を適用することができる。
これは、時間領域のベースバンド信号にｅ・−ｊπ／２
・ｋを掛けることと同等とも見なすことができる。ここ
でｋ＝０、１、２、３・・・である。言うまでもなく、
本発明の範囲は、特定の回転または逆転方向に制限され
るものではないことが理解される。これは、少なくとも
一部は、使用する特定の信号方式に依存する。

【００１０】ＧＳＭ規格では、システムのアクセスに使
用できるそれぞれの基地受信局は、そのＲＦチャネル割
当ての規定タイムスロットで継続的に送信する。したが
って、移動局は通常、ＲＦ物理チャネル中のＦＣＣＨ、
すなわち周波数バーストを最初に発見する。しかし、こ
のような方法に伴う問題の一つは、最新の方法でＦＣＣ
Ｈを検出するために、移動局に大量の計算資源が必要な
ことである。たとえば、通常は完全整合フィルタが使用
される。これは特に、たとえば信号送信、信号受信、ま
たは信号モニタ段階で生じるように、移動局のピーク信
号負荷時間のような計算資源の制限された環境では、問
題になる。

【００１１】本発明による無線通信システムの粗周波数
バースト検出器（ＣＦＢＤ）を使用して、無線通信シス
テムの受信端で、受信および逓減後の送信信号または放
射信号などのベースバンド信号にあるような周波数バー
ストを、完全整合フィルタを使用せずに検出することが
できる。図１は、本発明による無線通信システムの粗周
波数バースト検出器（ＣＦＢＤ）の１つの実施例９５０
を示すブロック図である。移動局などでは、受信後、Ｇ
ＳＭ規格に適合するようベースバンドで符号化される無
線信号などの放射無線信号が、最初に逓減される。移動
局などによる無線信号の逓減については周知であり、本
明細書で説明する必要はない。逓減後、ベースバンド信
号の形で信号を提供する。通常、無線信号が逓減される
と、逓減されたこのアナログ信号をベースバンドＣＯＤ
ＥＣでディジタル化することができる。このようなアナ
ログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換を実行する逓減器およ
びＣＯＤＥＣの例として、W2020 GSMトランシーバーお
よびCSP1088 GSM変換信号プロセッサがあり、いずれも
ＡＴ＆Ｔ社から入手できるが、本発明の範囲は、この点
に関して制限されない。さらに、本発明の範囲は、ディ
ジタル信号処理を取り入れることができるようにＡ／Ｄ
変換を実行する実施例に制限されるものではない。代わ
りに、本発明による無線信号システムの粗周波数バース
ト検出器は、Ａ／Ｄ変換をせずに、つまりアナログ領域
で信号を処理することができる。同様に、本発明の範囲
は、信号経路のこの特定のポイントでＡ／Ｄ変換を実施
することに制限されない。たとえば、個々の実施例に応
じて、搬送波周波数を除去する前のように信号経路のこ
れより前、または信号経路の後の方でＡ／Ｄ変換を実行
することができる。

【００１２】図１のブロック図で示すように、本発明に
よる無線通信システムのＣＦＢＤでは、Ａ／Ｄ変換後に
取得したベースバンド信号サンプルを、次に調整するこ
とができるが、本発明の範囲は、この点に関して制限さ
れるものではない。ベースバンド信号サンプルの位相調
整を、図１の移相器または変更器１００で示す。しか
し、代替実施例では、以下で詳述するように、移相器１
００を省略することができる。移相器１００の逆転器１
２０は、ベースバンド信号サンプルに対して−９０°ま
たは−π／２ラジアンの位相偏移を提供する。上述した
ように、これを「逆転」と呼ぶ。この逆転は、ベースバ
ンド信号サンプルの時間領域におけるｅ・−ｊπ／２・
ｋでの信号倍増によって実行することができる。ここ
で、ｋ＝０、１、２、３・・・である。逆転実行の正確
な性質は、少なくとも一部は、逆転される信号の環境お
よび性質に左右される。したがって、この特定の実施例
では、ベースバンド信号は、図１で特定のｎ番目の個別
信号サンプルの同相成分についてはＩ_n、直交位相成分
についてはＱ_nで表される別個の信号サンプルに変換さ
れ、逆転が、たとえば図１に示すように、この形でこれ
らのベースバンド信号サンプルに適用される。本明細書
では、信号サンプルも復号信号と呼ぶ。というのは、逆
転によるベースバンド信号サンプルの処理は、無線媒体
上で送信する前にベースバンドの信号に適用された変調
を、効果的に除去したからである。

【００１３】図１で示すように、移相器１００はさら
に、位相補償器１１０によって実行される位相補償を含
む。位相補償は、前述したように、Ａ／Ｄ変換後のベー
スバンド信号にも適用することができる。たとえば、図
１でｄθと表した発振器周波数オフセット・エラーの推
定値を取得して、この推定値を使用して位相補償を実行
することができるが、本発明による無線通信システムの
ＣＦＢＤは、この点に関して範囲を制限されるものでは
ない。さらに、以下で詳述するように、位相補償および
逆転を、同時に各ベースバンド信号サンプルに適用する
ことができる。この場合も、本明細書の位相補償または
逆転を実行する幾つかの技術を用いることができる。

【００１４】図４は、位相補償器１１０が対応する問題
を示す図で、ここで無線通信システムのＣＦＢＤの実施
例は、位相補償器を含む。図示のように、図４の直交座
標の（Ｉ₁、Ｉ₁）で表されるＧＭＳＫの「ゼロ」信号の
ような第１ベースバンド信号サンプルを得ることができ
る。図示のように、このベースバンド信号サンプルは、
θ_oの初期位相エラー・オフセットを含むことがあり、
これは、たとえば信号処理エラーに帰することができ
る、あるいは送信器と受信器との間の遅延によるか、
「サンプリング時点」の選択に伴うオフセットによるこ
とがある。ＧＳＭのＦＣＣＨなどの周波数バーストの場
合のように、次のベースバンド信号サンプルもゼロ信号
であると仮定すると、次にベースバンド信号サンプルは
（Ｉ₂，Ｑ₂）を含むことがあり、これも直交座標で表さ
れる。図示したように、理想的には（Ｉ₂，Ｑ₂）は

【数１】で表すように、（Ｉ₁、Ｑ₁）に対してＧＭＳＫではπ／
２ラジアンまたは９０°の方向になると良いが、たとえ
ば逓減を実施するために使用される発振器によって生じ
るような発振器の周波数オフセット・エラーが生じる可
能性があるので、図４のｄθで表される位相エラーが生
じることがある。

【００１５】したがって、位相補償器１１０は、ベース
バンド信号サンプルの位相を補償し、発振器の周波数オ
フセット・エラーに帰することができるこの位相エラー
ｄθによるベースバンド信号サンプルのエラーを、削減
または除去するなどして補償する。したがって、移相器
１００は、位相を調整したベースバンド信号サンプル、
または位相を補償し逆転したベースバンド信号サンプル
を生成する。移相器または変更器１００によって生成さ
れたこの逆転信号サンプルを、図１に、それぞれ同相お
よび直交位相成分Ｉ’_nおよびＱ’_nを含むものとして示
す。本発明によるＣＦＢＤの実施例は、前述したような
移相器を含むことがあるが、本発明はこの点に関して範
囲を制限されるものではない。たとえば、代わりに復号
信号サンプルを、本発明による無線通信システムのＣＦ
ＢＤに直接供給してもよい。この場合、ベースバンド信
号サンプルは、別個のプロセスまたは信号プロセッサで
復号することができる。たとえば、ベースバンド信号サ
ンプルを発振器の周波数オフセット・エラー推定器で処
理した場合、既に発振器の累積周波数オフセット・エラ
ーの推定値が除去された復号信号サンプルを、次に提供
することができる。同様に、場合によっては、発振器の
周波数オフセット・エラーの位相補償を使用しなくて
も、本発明による無線通信システム用ＣＦＢＤを使用し
て、満足できる結果を得ることができる。

【００１６】前述したように、無線媒体を介して送信さ
れた信号の逓減後、得られたベースバンド信号を、２進
ディジタル信号サンプルに変換することができる。信号
サンプルのＩおよびＱ成分を用いて信号サンプル値を表
すことができるが、言うまでもなく、信号サンプルをＩ
およびＱ以外の信号成分に分解しても、適切な環境では
満足できる性能を提供することができる。この特定の実
施例では、信号サンプルのＩおよびＱ成分を、移動平均
（ＭＡ）フィルタ３００および４００で濾過して、それ
ぞれ信号サンプルのＩ成分の移動平均およびＱ成分の移
動平均を提供することができる。図１には示されていな
いが、以下で詳述するように、図１でＮで表したこれら
のフィルタに伴う「ウィンドウ・サイズ」を変更するこ
とができる。たとえば、環境に順応するようにウィンド
ウ・サイズを変更することができる。

【００１７】図１では概略的にこれらのフィルタが別個
の２つのフィルタのように図示されているが、代わりに
１つのフィルタを使用してもよい。そのような実施例で
は、Ｉ成分などの直交成分の最初の成分を濾過して、次
にＱ成分などの他の成分を濾過することができる。言う
までもなく、これらの環境では、直交成分を別個に濾過
するか処理することができるよう、信号値を格納する必
要があることもある。次いで、絶対振幅検出器５００お
よび６００などによって、復号信号サンプルの濾過され
たＩおよびＱ成分の個々の振幅を、この実施例で決定す
る。次いで、累積器７００によって濾過成分の個々の振
幅を構造的に重ね合わせ、または結合し、信号閾値検出
器８００に供給する。

【００１８】言うまでもなく、濾過された直交成分の信
号サンプルの振幅は、他の技術でも検出できることが理
解される。たとえば、濾過された直交成分を二乗するこ
とができる。同様に、代替実施例では、濾過直交成分を
構造的に結合できるように、振幅の検出が不必要なこと
がある。たとえば、個々の信号方式に応じて、濾過直交
成分を構造的に合計または結合するような形で、濾過直
交成分を既に生成することができる。同様に、ある種の
環境では、復号信号サンプルの成分のみを濾過すること
によって、周波数バーストを検出すれば十分だと証明さ
れることもある。これらの実施例では、振幅の構造的結
合は問題にならない。

【００１９】本発明による無線通信システムのＣＦＢＤ
の周波数バーストの検出は、既定の信号閾値または信号
レベルを達成するか否かによって決定される。言うまで
もなく、個々の信号レベルは、個々の実施例によって決
定される。たとえば、１成分のみを使用する実施例で
は、信号レベルはマイナスになり、閾値を「上回る」
と、「さらにマイナス」の信号値となる。言うまでもな
く、本発明による無線通信システムのＣＦＢＤの範囲
は、ＧＳＭ規格と組み合わせた用法に制限されるもので
はなく、ＧＭＳＫに関しても制限されるものではない。

【００２０】上述した方法の利点は、たとえば図２に示
したＧＳＭの物理チャネルを、ＧＳＭに使用したタイプ
の信号変調と組み合わせて考慮することによって示すこ
とができるが、前述したように、本発明は、この点に関
して範囲が制限されるものではない。前述したように、
ＧＳＭのＧＭＳＫにより、ゼロの差分ビット値をＧＳＭ
内で、少なくとも一部は＋９０°またはπ／２ラジアン
の位相変化によって送信することができる。したがっ
て、図１の実施例で示すように、ベースバンド信号サン
プルの位相補償および逆転により、周波数バーストの場
合のように、一連のゼロの差分ビット値を受信する場
合、たとえば信号ノイズに帰することができる潜在的エ
ラーを考慮すると、本発明の無線通信システムのＣＦＢ
Ｄの閾値検出器に、比較的大きい閾値を生成することに
なる。これを図５に図示し、ここで復号信号サンプル
は、第１象限に密集発生する。しかし、これとは逆に周
波数バースト以外の別の信号または同期チャネルが感知
されると、閾値検出器が、本発明による無線通信システ
ムのＣＦＢＤを使用して、これより小さい別の閾値を検
出する。これを図６に図示し、ここで復号信号サンプル
はＩ−Ｑ面の単位円の周囲に分布する。したがって、こ
れらの信号サンプルの場合、図１の実施例で示したよう
に、Ｉ成分やＱ成分のような信号サンプルの直交成分が
別個に濾過されると、濾過された成分それぞれについ
て、これより小さい振幅が生じる。したがって、他のチ
ャネルまたは送信信号と反対に、適切な閾値または信号
レベルを選択することにより、閾値検出器はＦＣＣＨま
たは周波数バーストの存在を検出することができる。

【００２１】図１に図示し前述した実施例のように、本
発明による無線通信システムのＣＦＢＤには幾つかの利
点がある。このような検出器のハードウェアは、ディジ
タル信号プロセッサまたは代わりに整合フィルタリング
を実行するために通常使用されるその他のコプロセッサ
と比較すると、比較的複雑ではない。言うまでもなく、
本発明による無線通信システムのＣＦＢＤの１つの代替
実施例は、例えば前述したような信号濾過および振幅検
出をディジタルで実行するようプログラミングされたＤ
ＳＰを含むことができる。その結果、同様に本発明によ
る方法では、先行技術の方法と比較すると消費電力が少
ない。本発明による無線通信システムのＣＦＢＤを使用
すると、移動局のピーク負荷時間中の利点もある。本発
明による無線通信システムのＣＦＢＤは、たとえば、移
動局の比較的限られた計算資源を、音声の符号化／復号
化、チャネルの符号化／復号化、音声認識などの他の信
号処理操作に適用できるよう使用することができる。

【００２２】本発明による方法は、無線通信システムの
様々な側面に使用することができるが、本発明によるＣ
ＦＢＤを含む移動局のような実施例では、ＣＦＢＤを使
用して、周波数バーストの存在を検出することができ
る。したがって、ある実施例では、本発明による無線通
信システムのＣＦＢＤを、周波数補正チャネルの粗検出
のために使用することができ、たとえばＤＳＰで実現さ
れるような相関検出器を使用して、同期チャネルの存在
をさらに確認することができる。同様に、仮周波数補正
チャネルを検出すると、本発明による無線通信システム
のＣＦＢＤは、ディジタル信号プロセッサまたはその他
のコプロセッサに「割込み」をかけ、次いでこれが、た
とえば「微」同期チャネル検出を開始することができ
る。この技術により、移動局の重大な計算資源を、ピー
ク負荷時間時のような他の信号処理タスクのために保存
することができる。同様に、本発明による無線通信シス
テムのＣＦＢＤを、再同期操作中に移動局のために使用
することができる。たとえば、移動局が第１基地局の物
理的な「セル」または境界から、第２基地局のセルまた
は境界に横断するにつれ、移動局が第１基地局との交信
状態を継続しながら、本発明による無線通信システムの
ＣＦＢＤが作動して、第２基地局からの周波数バースト
を検出する。

【００２３】図７は、本発明による無線通信システムの
ＣＦＢＤの実施例を実現するためのベクトル・プロセッ
サまたはコプロセッサ１００を示す。このようなベクト
ル・コプロセッサを使用して、ディジタル信号処理を用
いた本発明による無線通信システムのＣＦＢＤの実施例
を実現することができるが、当業者に理解されるよう
に、本発明による無線通信システムのＣＦＢＤの実現に
は代替のベクトル・コプロセッサが可能で、本発明は、
この特定のベクトル・コプロセッサに範囲が制限される
ものではない。さらに、代替実施例が２進ディジタル信
号以外の信号を処理して、周波数バーストを検出するこ
とができる。

【００２４】図７に示すベクトル・コプロセッサ１００
は、メモリ・キャッシュまたはＲＡＭ１１００、ＣＯＲ
ＤＩＣプロセッサ１３３０、および論理演算装置（ＡＬ
Ｕ）１４００を含む。ＣＯＲＤＩＣプロセッサは、たと
えば１９５９年９月の電子コンピュータ会報に掲載され
たJ.E.Voldeによる「ＣＯＲＤＩＣ三角法計算技術」、
および１９９２年７月のＩＥＥＥ信号処理マガジンに掲
載されたYu Hen Huによる「ディジタル信号処理のため
のＣＯＲＤＩＣによるＶＬＳＩアーキテクチャ」で述べ
られているように、当技術分野では周知である。図７に
示すように、メモリ・キャッシュ１１００、ＣＯＲＤＩ
Ｃプロセッサ１３０およびＡＬＵ１４００は、たとえば
１６ビットを送信することができる信号バス２１００で
結合されているが、本発明の範囲は、この点に関して制
限されるものではない。ベクトル・コプロセッサ１００
０はさらに、図７で図示したように結合されたレジスタ
１１５０、レジスタ１２００、マルチプレクサ（ＭＵ
Ｘ）１６００および１７００、レジスタ１９００および
２０００、およびマルチプレクサ（ＭＵＸ）１８００を
含む。

【００２５】本発明による無線通信システムのＣＦＢＤ
の実施例を実現するベクトル・コプロセッサ１０００の
操作を、以下で説明し、図８の流れ図で示す。流れ図で
示すように、最初にディジタル信号値（ｄθ＋９０°）
をレジスタ１２００にロードする。この特定の実施例で
は、この信号値は、前述したような、９０°の「逆転」
を含むベースバンド信号サンプルに適用される位相補償
または位相オフセットを表す。レジスタ１２００にロー
ドされる信号値は、ＭＵＸ１６００およびＭＵＸ１７０
０を介してＡＬＵ１４００によって累積され、この結果
はレジスタ１９００に格納される。次いで、レジスタ１
９００に格納されたこの累積角度を使用して、本明細書
の図７でＲＡＭ１１００のＩ（ｏ）、Ｑ（ｏ）と指定さ
れた第１ベースバンド信号サンプルの位相を調整する。
第１ベースバンド信号サンプルは、ＲＡＭまたはメモリ
・キャッシュ１１００から信号バス２１００を介してＣ
ＯＲＤＩＣプロセッサ１３００に提供され、この特定の
実施例では、Ａ／Ｄ変換の後、メモリ部分「ｍｅｍ１」
の場合のように、ここにベースバンド信号サンプルがす
べて格納される。同様に、レジスタ１９００は、ＣＯＲ
ＤＩＣプロセッサ１３００の回転量を１つの信号として
提供し、ＲＡＭ１１００から取得したベースバンド信号
サンプルに適用するように、ＣＯＲＤＩＣプロセッサ１
３００に結合される。ＣＯＲＤＩＣプロセッサ１３００
によってベースバンド信号サンプルに適用される処理の
結果生じた信号サンプルは、最終的にはＲＡＭ１１００
に格納できるように、次いで信号バス２１００に提供さ
れる。図７では、このディジタル信号値をＩ’（ｏ）、
Ｑ’（ｏ）と表し、メモリ部分［ｍｅｍ３」に格納す
る。

【００２６】言うまでもなく、図８の流れ図は、信号サ
ンプルを格納するメモリの正確な位置に関しては詳細を
省略し、例証のみを目的とする。図８の流れ図でさらに
示すように、この実施例では、ベースバンド信号サンプ
ルがすべて同相に調整されるまでこのプロセスが続行さ
れる。そのため、レジスタ１９００に格納された以前の
累積の結果が、ＭＵＸ１７００を介してＡＬＵ１４００
に供給され、たとえばＩ（１）、Ｑ（１）に適用された
位相調整量が、推定位相オフセットｄθと１８０°の逆
転との和の２倍になるように、ここでディジタル信号値
（ｄθ＋９０°）をレジスタ１２００およびＭＵＸ１６
００を介してＡＬＵ１４００に再度供給する。言うまで
もなく、前述したように、完全に別個のプロセスでベー
スバンド信号サンプルを復号し、復号信号サンプルを本
発明による無線通信システムのＣＦＢＤの代替実施例に
直接供給することができる。

【００２７】復号信号サンプルを取得したら、その復号
信号サンプルの直交成分を濾過することができる。これ
は、以下のように、図７に示すアーキテクチャを使用し
て実行することができる。個々の実施例に応じて、カウ
ンタ（図示せず）をゼロに設定し、図７に示すポインタ
５５のようなポインタを、「ｍｅｍ３」のような、復号
信号サンプルを含むＲＡＭ１１００の第１アドレスに設
定することができる。信号サンプルの成分を、信号バス
２１００およびＭＵＸ１６００を介して、ＡＬＵ１４０
０に供給する。同様に、レジスタ１９００の現在の内容
を、ＭＵＸ１７００を介してＡＬＵ１４００に供給し、
回帰処理または反復処理を実行することができる。第１
復号信号サンプルについては、レジスタ１９００をゼロ
に設定することができる。この実施例では、復号信号サ
ンプルのＩ成分を、ＡＬＵ１４００を使用して最初に累
積することができる。それには、カウンタを継続的に増
加させ、次の同相成分を含むＲＡＭ１１００の次のメモ
リ・アドレスにポインタを移動させる。通常これは、各
信号サンプルの同相および直交位相成分が隣接するメモ
リ位置に格納される状態で復号信号サンプルが連続的に
格納されると仮定して、ポインタを２ずつ増加させる
が、本発明はこれらの実施詳細に範囲を制限されるもの
ではない。同様にレジスタ１１００は、個々の実施例に
応じて調整できる「ウィンドウ・サイズ」を含む。した
がって、カウンタがウィンドウ・サイズに到達するま
で、カウンタを増加させることができる。ウィンドウ・
サイズの選択に関して考慮すべき点を、以下で詳述す
る。前述したループを実行することにより、この特定の
実施例でカウンタがウィンドウ・サイズに到達すると、
レジスタ１９００が復号信号サンプルの同相成分全部の
合計を含むことになる。言うまでもなく、単なる復号信
号サンプルの全同相成分の移動平均フィルタ以外のＡＬ
Ｕ１４００を使用して、様々な低域フィルタなどの代替
フィルタを実現できることが理解される。

【００２８】前述したように、復号信号サンプルの同相
成分が濾過されたら、次いで図７に図示するように、復
号信号サンプルの濾過成分の振幅を求めることができ
る。図７では、これをＭＵＸ１８００で図示し、ここで
図７でＳと表記されたレジスタ１９００の符号ビットが
ＡＬＵ１４００に供給される。復号信号サンプルの濾過
同相成分が、レジスタ１９００に格納された信号値の符
号ビットで示されるようにマイナスであると、そのレジ
スタ１９００に格納された信号値の「１の補数」を決定
してレジスタ２０００に格納できるように、その信号値
を、ＭＵＸ１７００を介してＡＬＵ１４００に送り返
す。代替方法として、信号値の振幅がマイナスでない場
合は、「１の補数」をとらずに、信号値をレジスタ２０
００に格納することができる。図９に図示するように、
復号信号サンプルの濾過同相成分の振幅が決定された
ら、復号信号サンプルの直交成分について、同じプロセ
スを繰り返すことができる。したがって、直交位相成分
を論理演算装置１４００で濾過し、前述したように振幅
を検出することができる。図９で図示するように、この
プロセスが終了したら、復号信号サンプルの直交位相成
分の「絶対」濾過振幅を含むレジスタ１９００に含まれ
る信号値の合計を、復号信号サンプルの濾過同相成分の
「絶対」振幅を含むレジスタ２０００に含まれた信号値
と合計することができる。最後に、閾値または信号レベ
ルをレジスタ１２００にロードし、ＭＵＸ１６００を介
してＡＬＵ１４００に供給し、そこで、復号信号サンプ
ルの濾過直交位相成分の振幅を重ね合わせ、または累積
し、ＭＵＸ１７００を介してＡＬＵ１４００に供給する
ことができる。前述したように、代替実施例では、復号
信号サンプルの成分を１つしか濾過しなくても十分であ
る。したがって、これらの代替実施例では、濾過した直
交位相成分の振幅を検出する必要はない。というのは、
構造的に結合された振幅を考慮しないからである。同様
に、簡便さを期して、個々の実施例に応じて、閾値の検
出には、ＡＬＵ１４００の場合のように濾過した成分を
マイナスのディジタル信号値またはレベルと比較するこ
ともある。

【００２９】閾値設定後、閾値に達すると、図９で図示
するように、たとえばＧＳＭの場合には同期信号の補正
が開始するように、割込みが開始する。本明細書では、
閾値に達する、または閾値を上回るとは、閾値信号レベ
ルの振幅を上回る振幅を有することを指すが、これは前
述したように、個々の実施例に応じて、プラスの信号ば
かりでなくマイナスの信号でも導入すると都合がよい。
代替方法として、閾値に到達しない場合は、図８および
９で図示したように復号信号サンプルの次の連続する
「ウィンドウ」を濾過するよう、前述したようにポイン
タを増加することができる。

【００３０】前述したように、「ウィンドウ」を使用す
る実施例では、信号サンプルの次のウィンドウのために
計算を実行している時に計算時間および電力を節約する
ため、便利な方法の一つは、言うまでもなく個々の合計
および個々の実施例に応じて、Ｉ成分かＱ成分のよう
に、以前に格納した信号サンプル成分の合計に次の信号
サンプルの成分を単に加算し、格納された合計から、
「最も古い」または第１の信号サンプル成分を引く。し
たがって、中間信号サンプル成分値を反復合計せずに、
次のウィンドウの値をこれによって獲得することができ
る。

【００３１】本発明による無線通信システムのＣＦＢＤ
のもう一つの態様は、「ウィンドウ・サイズ」の選択に
関する。前述したように、ウィンドウ・サイズは復号信
号サンプルの直交成分の濾過に関する。本発明は、特定
のウィンドウ・サイズに範囲が制限されるものではない
が、にもかかわらず、ウィンドウ・サイズの選択には、
様々な考慮事項を兼ね合わせる。たとえば、周波数バー
ストの予想される信号サンプル長に近い場合のように、
比較的大きい、または長い信号サンプルの「ウィンド
ウ」を使用する場合は、検出するための信号レベルを比
較的高く設定してもよい。これによって、疑似周波数バ
ーストを検出する可能性が低下するが、周波数バースト
が存在する場合に、境界条件が良好な周波数バーストを
検出し損なう可能性が高くなる。代わりに、ウィンドウ
・サイズを比較的小さく選択することができる。これに
よって、周波数バーストを検出し損なう可能性が低下す
るが、疑似検出の可能性も高くなる。

【００３２】ウィンドウ・サイズに関するもう一つの態
様は、位相補償に関する。図４に図示し、以下で詳細に
検討するように、本発明による無線通信システムのＣＦ
ＢＤの実施例に、位相補償を設けることが望ましいが、
本発明はこの点に関して範囲を制限されるものではな
い。しかし、位相補償を設けない実施例の場合は、最初
に比較的小さめのウィンドウ・サイズを使用して、復号
信号サンプルの直交成分を濾過することが望ましい。こ
のような実施例では、補償していない発振器の周波数オ
フセット・エラーは、図５に図示したようなＩ−Ｑ面の
復号信号サンプルの望ましい密集発生に悪影響を及ぼ
し、したがって、本発明による無線通信システムのＣＦ
ＢＤの実施例の性能を、少なくともわずかに低下させ
る。特に、復号信号サンプルが密集発生する可能性が低
くなり、発振器の周波数オフセット・エラーの存在によ
って、Ｉ−Ｑ面の単位円の周囲に沿って相互に間隔をあ
ける可能性が高くなる。発振器の周波数オフセット・エ
ラーが大量に累積すると、復号信号サンプルがＩまたは
Ｑ軸を越え、これは実際の操作では濾過された直交成分
の一方に影響を及ぼす。しかし比較的小さいウィンドウ
・サイズを使用すると、補償していない発振器の周波数
オフセット・エラーが累積しても、比較的小さい信号レ
ベルを検出する可能性が高くなる。したがって、それで
も満足できる性能が得られる。

【００３３】本発明による無線通信システムのＤＦＢＤ
のさらに別の代替実施例では、同様に順応性のあるウィ
ンドウ・サイズを使用することができる。このような実
施例では、周波数バーストを検出するため、前述したよ
うな比較的小さいウィンドウ・サイズを最初に使用する
ことができる。いったん周波数バーストを仮に特定する
と、検出されたバーストに基づいて発振器の周波数また
は位相のオフセット・エラーを推定することができる。
これは、たとえば無線通信システムの発振器周波数オフ
セット・エラー推定器に従って達成することができる
が、本発明はこれに関して範囲を制限されるものではな
い。にもかかわらず、利用できる技術でいったん位相ま
たは周波数のオフセット・エラーを推定すると、信号サ
ンプルを補正するか位相補償し、次いで比較的大きいウ
ィンドウ・サイズを使用して、周波数バーストの存在を
確認することができる。周波数バーストを確認したら、
さらに信号を処理することができる。この方法の１つの
利点は、比較的大きい位相または周波数のオフセット・
エラーが存在する状況で、ウィンドウ・サイズが比較的
小さいと、比較的大きいウィンドウ・サイズの場合よ
り、本発明によるＣＦＢＤの実施例で良好な周波数バー
ストの検出結果が得られる、という観察結果に伴う。し
かし、前述したように、ウィンドウを小さくすると、疑
似検出率も高まる。他方で、位相または周波数のオフセ
ットが極めて小さい場合、ウィンドウを大きくすると、
周波数バーストの検出結果が良好になる。これを図１０
に示す。これは、ウィンドウ・サイズおよび位相または
周波数のオフセットに関して、可能な代替方法の潜在的
な周波数バースト検出結果を示す。前述した順応性のあ
る方法は、代替方法でサイズを変化させたウィンドウの
有益な態様を利用し、周波数バーストを検出する。

【００３４】本発明による無線通信システムのＣＦＢＤ
の実施例を前述のように例証してきたことが理解され、
ここでは順に、ベースバンド信号サンプルを同相で調整
し、復号信号サンプルの同相成分を濾過してその大きさ
を検出し、復号信号サンプルの直交位相成分を濾過して
その振幅を検出し、この２つの振幅を構造的に結合して
閾値にするが、本発明は、この特定の実施例に範囲を制
限するものではない。この特定の操作順序は、図７に図
示したアーキテクチャに伴う効率を活用するために選択
される。しかし、多くの代替アーキテクチャおよび多く
の代替操作順序を用いることができる。たとえば、復号
信号サンプルの濾過前にすべてのベースバンド信号サン
プルに位相調整を適用するのではなく、位相調整を１度
に１つのベースバンド信号サンプルに適用し、濾過を１
度に１つの復号信号サンプルに、たとえば反復的に適用
することができる。同様に、前述した方法とは逆に、同
相成分および直交位相成分の濾過を、これらの濾過成分
の振幅を検出する前に終了することができる。さらに、
前述したように代替実施例では、一方の成分のみを濾過
するか、ベースバンド信号サンプルを処理する代わりに
復号信号サンプルを直接供給することができる。添付さ
れた特許請求の範囲に、このような代替方法をすべて含
むことが意図される。

【００３５】無線通信システムを介して送信されるベー
スバンド信号の周波数バーストを検出する方法は、以下
の方法で実行することができる。周波数バーストは、無
線通信システムの受信端で検出する。無線通信システム
を介して送信されるベースバンド信号の位相を処理し、
復号信号を得ることができる。通常これは、Ａ／Ｄ変換
の場合のようにベースバンド信号をベースバンド信号サ
ンプルに変換し、次いでベースバンド信号サンプルの位
相を調整することによって遂行されるが、本発明の範囲
はこの点に関して制限されるものではない。たとえば、
図７に図示するように、ＣＯＲＤＩＣプロセッサを使用
して、位相調整を実行することができる。これによって
復号信号サンプルが生成されるが、既に示したように、
代替実施例では位相調整を省略することができる。同様
に、個々の実施例に応じて、位相調整は前述したように
逆転または位相補償を含むことができる。次いで、ベー
スバンド信号から得た復号信号サンプルの１つの成分ま
たは直交位相成分を、個々の実施例に応じて移動平均法
で濾過するように、濾過することができる。別個の信号
サンプルが生成されない実施例では、復号信号の一方の
成分または両方の直交位相成分を濾過することができ
る。通常は、同相成分と直交位相成分とは別個に濾過さ
れる。復号信号サンプルの濾過直交位相成分の振幅を検
出することができる。これは、濾過直交位相成分の振幅
の構造的結合を助長するよう、様々な方法で実行するこ
とができる。しかし、１つの成分を濾過する代替実施例
では、このステップを省略することができる。結合され
た振幅を閾値とし、周波数バーストが検出されたか判別
する。しかし、１つの成分を濾過する代替実施例では、
濾過成分を直接閾値にすることができる。

【００３６】本明細書では、本発明の特定の特徴のみを
例証し、記述してきたが、当業者には、多くの改造、置
き換え、変更または同等品が想起される。したがって、
添付の特許請求の範囲は、このような改造および変更を
すべて、本発明の真の精神の範囲内にあるものとして扱
うよう意図されている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による無線通信システム用粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の実施例の概略図である。

【図２】ＧＳＭ規格に適合するよう調整された無線通信
システムに使用されるようなダウンリンク制御チャネル
（ＤＣＣ）の概略図である。ＤＣＣは、本発明による無
線通信システムの粗周波数バースト検出器（ＣＦＢＤ）
によって検出されるような、周波数補正チャネル（ＦＣ
ＣＨ）と呼ばれる周波数バーストの実施例を含む。

【図３】最小位相偏移キーイング（ＭＳＫ）信号の同相
・直角位相（Ｉ−Ｑ）面の「理想化した」信号配位のグ
ラフである。

【図４】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の実施例の様々な作動様態を示
す、同相・直角位相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルのグラ
フである。

【図５】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の実施例の様々な作動様態を示
す、同相・直角位相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルのグラ
フである。

【図６】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の実施例の様々な作動様態を示
す、同相・直角位相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルのグラ
フである。

【図７】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の１つの特定の実施例を示す概
略図である。

【図８】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の１つの特定の実施例を示す流
れ図である。

【図９】本発明による無線通信システムの粗周波数バー
スト検出器（ＣＦＢＤ）の１つの特定の実施例を示す流
れ図である。

【図１０】ウィンドウのサイズおよび位相または周波数
オフセット・エラーの変動が、本発明による無線通信シ
ステムの粗周波数バースト検出器（ＣＦＢＤ）の実施例
で得られた結果に及ぼし得る影響を示すグラフである。

【符号の説明】

１００移相器１１０位相補償器１２０逆転器３００移動平均フィルタ４００移動平均フィルタ５００絶対振幅検出器６００絶対振幅検出器７００累積器８００信号閾値検出器９５０実施例１０００コプロセッサ１１００ＲＡＭ１１５０レジスタ１２００レジスタ１３００ＣＯＲＤＩＣプロセッサ１４００論理演算装置（ＡＬＵ）１６００マルチプレクサ１７００マルチプレクサ１８００マルチプレクサ１９００レジスタ２０００レジスタ２１００信号バス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】無線通信システムを介して送信されるベ
ースバンド信号の周波数バーストを、無線通信システム
の受信端で検出する方法であって、前記方法が、無線通信システムを介して送信されるベースバンド信号
から得た復号信号サンプルの成分を、移動平均法で濾過
するステップと、濾過成分を閾値とするステップとを含むことを特徴とす
る前記方法。
【請求項２】無線通信システムを介して送信されるベ
ースバンド信号の周波数バーストを、無線通信システム
の受信端で検出する方法であって、前記方法が、無線通信システムを介して送信されるベースバンド信号
から得た復号信号サンプルの直交位相成分を別個に濾過
するステップと、別個に濾過した直交位相成分の大きさを構造的に結合す
るステップと、構造的に結合した大きさを閾値とするステップとを含む
ことを特徴とする方法。
【請求項３】さらに、濾過ステップの前に、無線通信システムを介して送信されるベースバンド信号
から復号信号サンプルを導き出すステップを含むことを
特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】導き出すステップが、ベースバンド信号をベースバンド信号サンプルに変換す
るステップと、ベースバンド信号サンプルの位相を調整するステップと
を含むことを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】復号信号サンプルの直交位相成分を別個
に濾過するステップが、復号信号サンプルの同相成分と
直交位相成分とを別個に濾過するステップを含むことを
特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】同相成分と直交位相成分とを別個に濾過
するステップが、同相成分と直交位相成分とを別個に移
動平均法で濾過するステップを含むことを特徴とする請
求項５記載の方法。
【請求項７】別個に濾過した直交位相成分の大きさを
構造的に結合するステップが、別個に濾過された直交位相成分のそれぞれの符号を検出
するステップと、その大きさを導き出すように、マイナスの濾過直交位相
成分があればそれを補足するステップと、別個に濾過した直交位相成分の大きさを結合するステッ
プとを含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項８】無線通信システムの受信局で使用するた
めの集積回路であって、前記集積回路が、復号信号サンプルの成分を濾過するよう改造されたディ
ジタル信号フィルタ（たとえば３００、４００）を含
み、復号信号サンプルが、無線通信システムを介して送
信されるベースバンド信号から導き出され、さらに、ほぼ既定の信号レベルに関して、復号信号サンプルの濾
過成分の信号レベルを閾値とするよう改造された閾値検
出器とを含むことを特徴とする集積回路。
【請求項９】無線通信システムの受信局で使用するた
めの集積回路であって、前記集積回路が、復号信号サンプルの直交位相成分を濾過するよう改造さ
れたディジタル信号フィルタ（たとえば３００、４０
０）を含み、復号信号サンプルが、無線通信システムを
介して送信されるベースバンド信号から導き出され、さ
らに、濾過直交位相成分の大きさを構造的に結合するよう改造
された累積器（たとえば７００）と、ほぼ既定の信号レベルに関して、構造的に結合した大き
さの信号レベルを閾値とするよう改造された閾値検出器
（たとえば８００）とを含むことを特徴とする集積回
路。
【請求項１０】さらに、無線通信システムを介して送信されるベースバンド信号
から導き出されるベースバンド信号サンプルの位相を調
節し、それによって復号信号サンプルを生成するよう改
造されたディジタル信号移相器（たとえば１００）を含
むことを特徴とする請求項９記載の集積回路。