JPH0824424B2 - スイツチングレギユレ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の機器に直流安定化電圧を供
給するスイッチングレギュレータ装置に関するものであ
る。

従来の技術 従来、この種のスイッチングレギュレータ装置は、第
３図に示すような構成であった。第３図を参照して、従
来技術としてのスイッチングレギュレータ装置を説明す
る。1,1′は入力端子で、両端に商用交流電圧が印加さ
れる。３は入力平滑回路で、入力端子1,1′に印加され
た商用交流電圧を直流電圧に整流及び平滑する。４はス
イッチング回路部で、入力平滑回路３より供給される直
流電圧をPWMコンパレータ回路12の出力に対応してオン
−オフし、トランス５の一次巻線５（ａ）にパルス電圧
を印加する。５はトランスで、一次巻線５（ａ）に印加
されたパルス電圧は二次巻線５（ｂ）に誘起され、誘起
された正電圧のパルス電圧はダイオード６により整流さ
れ、チョークトランス８を介してコンデンサ９により平
滑され直流電圧に変換され、出力端子2,2′より負荷に
供給される。一方、前記二次巻線５（ｂ）に誘起された
負電圧のパルス電圧がダイオード６をオフした時は、前
記チョークトランス８に蓄わえられたエネルギーがダイ
オード７を介して出力に印加され、コンデンサ９により
平滑され出力端子2,2′に供給される。出力端子2,2′の
出力電圧は比較回路10により基準電圧11と比較増幅さ
れ、PWMコンパレータ回路12に出力される。PWMコンパレ
ータ回路12は発振回路13より一定周波数で発振する鋸歯
状波電圧が印加されており、この鋸歯状波電圧と前記比
較回路10の出力とにより決まるオン−オフのパルス波形
がPWMコンパレータ12により出力され、前記スイッチン
グ回路４に印加されている。

さらにPWMコンパレータ回路12の動作について、第４
図も参照して詳細に説明する。第４図（ａ）はPWMコン
パレータ回路12に印加される発振回路13の鋸歯状波電圧
Ａと比較回路10の出力電圧Ｂを示して、B3はその最大出
力電圧の制御値を示している。第４図（ｂ）はPWMコン
パレータ回路12のパルス波形Ｃで、前記鋸歯状電圧Ａと
比較回路10の出力電圧Ｂとの各レベルのクロス点で立上
り及び立下る。出力端子2,2′の出力電圧が変動する
と、比較回路10の出力電圧ＢはB1又はB2へ移動してパル
ス出力Ｃのオン期間Ｄとオフ期間Ｅの時比率（デューテ
ィーサイクル）を変化させる。パルス波形Ｃはスイッチ
ング回路４に印加され、トランス５の一次巻線５（ａ）
に供給するパルス電圧の時比率が変化して、二次巻線５
（ｂ）に誘起するパルス電圧の時比率を変化させ、出力
電圧をその時比率に比例して変動させる。この一連の動
作により出力端子2,2′の出力電圧はあらゆる変動から
一定に保たれる。尚、第３図のツェナーダイオード20は
比較回路10の出力電圧の上昇値すなわち最大出力電圧B3
を設定しており、これにより最大時比率が決定される。

発明が解決しようとする問題点 このような従来の構成では、入力電圧すなわち商用交
流電圧又は直流電圧の変動による出力電圧の安定化は、
比較回路10の出力レベルの変化により行われるが、比較
回路10は一般に異常発振を防止するためフィードバック
ループのゲインを低く設計し、特に高周波ゲインは低く
しており、そのための位相補正などの影響で応答に遅れ
があり十分な応答速度で出力電圧を安定化できず、出力
電圧の過渡的な変動が大きく、また、直流電圧に含まれ
る商用周波リップル電圧の除去比が十分に大きくとれな
い。また、出力電圧等の負荷応答についても同様な応答
遅れが発生するが、それらの過渡的な状態において時比
率が最大値（一般的に最大時比率は一定値で制限する）
まで広がることがあり、特に入力電圧が最大の時でも制
限される最大時比率になってもトランス５の磁束が飽和
しないように磁束密度に対して十分余裕が必要であり、
そのためにトランス５が大型化してコスト的にも高価で
あるという問題点があった。

本発明はこのような問題点を解決するもので、入力電
圧変動による安定性を高め、小型で低価格のスイッチン
グレギュレータ装置とすることを目的とするものであ
る。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明は直流入力電圧の
供給されるスイッチング回路と、このスイッチング回路
の出力が１次巻線に供給されるトランスと、このトラン
スの２次巻線に接続される整流平滑回路と、この整流平
滑回路の出力電圧を検出して基準電圧と比較増幅する比
較回路と、この比較回路の出力電圧と発振回路の出力電
圧とを比較してオン−オフのパルス波形を作り出すPWM
コンパレータ回路と、このPWMコンパレータ回路の出力
で上記スイッチング回路を動作させ、前記直流入力電圧
に接続される抵抗とコンデンサの直流充電回路に発振回
路の発振周期に同期して前記コンデンサを放電するスイ
ッチ回路と、前記コンデンサの充放電電圧波形と前記比
較回路の出力電圧とを比較してオン−オフのパルス波形
を作り出す第２のPWMコンパレータ回路を有し、前記PWM
コンパレータのパルス波形と前記第２のPWMコンパレー
タのパルス波形をロジック的にAND接続して前記スイッ
チング回路を動作させるようにしたものである。

作 用 この構成により、入力電圧の変動に対する出力電圧の
応答を高速にすると共に、入力電圧に対応して最大時比
率を反比例して変化させることで過渡的な応答状態にお
けるトランスの最大磁束密度のレベルを入力電圧に対し
て一定とすることが可能となる。

実施例 第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュ
レータ装置の構成図であり、第３図と同様な動作のもの
は同一の符号を記しその説明を省略する。第１図の14は
第２のPWMコンパレータ回路で、入力に比較回路10の出
力電圧が印加されており、もう一方の入力には入力平滑
回路３の直流電圧の両端に接続された抵抗15とコンデン
サ16の直流回路の接続点が接続されており、コンデンサ
16は発振回路13の発振周波数に同期して動作するスイッ
チ回路17に接続されている。また、第２のPWMコンパレ
ータ回路14の出力は、PWMコンパレータ回路12の出力に
接続されお互いのパルス波形はロジック的にAND接続さ
れ、その接続点はスイッチング回路４に接続されてい
る。

入力平滑回路３の直流電圧は抵抗15を介してコンデン
16を充電するが、スイッチ回路17により発振回路13の発
振周波数に同期して動作し放電されるため、いわゆる鋸
歯状波電圧が第２のコンパレータ回路14の入力に印加さ
れることになる。さらにPWMコンパレータ回路12及び第
２のコンパレータ回路14の動作について、第２図を参照
して詳細に説明を行う。第２図（ｃ）はPWMコンパレー
タ回路12に印加される発振回路13の鋸歯状波電圧Ａと比
較回路10の出力電圧Ｂ、（ｄ）はその出力パルス波形C1
を示している。第２図（ｅ）は第２のPWMコンパレータ1
4に印加されるコンデンサ16の両端電圧Ｆと比較回路10
の出力電圧Ｂ、（ｆ）はその出力パルス波形C2を示して
いる。第２図（ｇ）はPWMコンパレータ12の出力パルス
波形C1と第２のPWMコンパレータ14の出力パルス波形C2
がロジック的にAND接続されてスイッチング回路４に印
加されるパルス出力Ｃである。コンデンサ16の両端電圧
Ｆは入力平滑回路３の直流電圧と抵抗15により充電電流
が決定され、スイッチ回路17により放電されるがスイッ
チ回路17の動作タイミングは発振回路13の出力波形と類
似になるように同期して動作している。

なお、商用交流電圧又は直流入力電圧の通常動作範囲
内では第２のPWMコンパレータ14により制御するよう
に、すなわちコンデンサ16の両端電圧Ｆが発振回路13の
鋸歯状電圧Ａより早く立上がる状態になるように前記抵
抗15とコンデンサ16からなる直列充電回路と発振回路13
を設定している。

以上のように構成しているため、入力端子1,1′に印
加される商用交流電圧の変動（入力平滑回路３の直流電
圧変動）に対してコンデンサ16の両端電圧Ｆは充電電流
が変化するためにF1又はF2へ移動してパルス出力Ｃのオ
ン期間Ｄとオフ期間Ｅの時比率を変化させる。時比率の
変化は出力端子2,2′の出力電圧を一定にするように動
作するため、比較回路10の出力電圧がほとんど移動しな
くても安定がたもてる。又、ツェナーダイオード20によ
り比較回路10の最大出力電圧B3が設定されているため時
比率の最大値が制限されているが、時比率の最大値も入
力端子1,1′に印加される商用交流電圧の変動に比例し
て変化することになる。又、商用交流電圧又は直流入力
電圧が低下してコンデンサ16の両端電圧Ｆが発振回路13
の鋸歯状電圧Ａより遅く立上がるような場合でも、PWM
コンパレータ12が第２のPWMコンパレータ14に替わって
出力電圧を一定にするように時比率を変化させるととも
に最大値も制御するため、商用交流電圧の低下に伴なっ
て時比率の最大値が無制限に増加することを防止でき、
その絶対値が自由に設定できるものである。

発明の効果 以上のように本発明によれば、入力電圧すなわち商用
交流電圧又は直流電圧の変動による出力電圧の安定化
は、比較回路の出力レベルの変化にほとんどよらず、直
接入力電圧の変化により制御されるために応答が早く、
出力電圧の過渡変動が極めて小さくなる。また、特に入
力電圧に対する出力電圧安定度が出力電圧を直接検出し
て制御しなくても十分に得られるため、出力電圧のフィ
ードバックをなくして出力電圧の制御を一次側だけで行
なうことも可能である。また、直流電圧に含まれる商用
周波リップル電圧の除去比も特別な回路を用いることな
く小さくなる。また、出力電圧等の負荷応答についての
過渡的な状態において、時比率が最大値まで広がること
があっても、その最大時比率は入力電圧により反比例し
て変化するため、入力電圧に対するトランスの最大磁束
密度はほぼ一定となるためワーストケースでのトランス
設計が必要なく、トランスの利用率が高くなり小型化が
可能となり、コスト的にも有利となるなどの効果が得ら
れる。

さらに、商用交流電圧又は直流入力電圧の瞬断等の急
激な低下により、コンデンサの両端電圧の上昇が遅くな
り時比率が急激に広がっても、PWMコンパレータが第２
のPWMコンパレータに替わって時比率を制御するため、
必要以上に時比率が広がることを防止することができ、
トランスやスイッチング回路部に過大な電流が流れるこ
とを防止できるため、信頼性が向上する効果も得られる
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュレ
ータ装置を示す回路構成図、第２図は本発明の第１図の
回路構成図の動作波形を示す説明図、第３図は従来の回
路構成図、第４図は従来の第３図の回路構成図の動作波
形を示す説明図である。 ３……入力平滑回路、４……スイッチング回路、５……
トランス、6,7……ダイオード、８……チョークトラン
ス、9,16……コンデンサ、10……比較回路、11……基準
電圧回路、12,14……PWMコンパレータ回路、13……発振
回路、15……抵抗、17……スイッチ回路、20……ツェナ
ーダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流入力電圧の供給されるスイッチング回
   路と、このスイッチング回路の出力が１次巻線に供給さ
   れるトランスと、このトランスの２次巻線に接続される
   整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を検出し
   て基準電圧と比較増幅する比較回路と、前記比較回路の
   出力電圧と発振回路の鋸歯状電圧とを比較してオン−オ
   フのパルス波形を作り出すPWMコンパレータと、前記直
   流入力電圧に接続される抵抗とコンデンサの直列充電回
   路に前記発振回路の鋸歯状電圧に同期して前記コンデン
   サを放電するスイッチ回路と、前記コンデンサの充放電
   電圧と前記比較回路の出力電圧とを比較してオン−オフ
   のパルス波形を作り出す第２のPWMコンパレータを有
   し、前記PWMコンパレータのパルス波形と前記第２のPWM
   コンパレータのパルス波形をロジック的にAND接続して
   前記スイッチング回路を動作させるようにするととも
   に、前記直流入力電圧が高い範囲では前記第２のPWMコ
   ンパレータのパルス波形が、また低い範囲では前記PWM
   コンパレータのパルス波形が優先して前記スイッチング
   回路を動作させるように設定したことを特徴とするスイ
   ッチングレギュレータ装置。