JPH08251134A - 伝送路等化器 - Google Patents
伝送路等化器Info
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- JPH08251134A JPH08251134A JP7047294A JP4729495A JPH08251134A JP H08251134 A JPH08251134 A JP H08251134A JP 7047294 A JP7047294 A JP 7047294A JP 4729495 A JP4729495 A JP 4729495A JP H08251134 A JPH08251134 A JP H08251134A
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- Japan
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- signal
- frequency
- correction coefficient
- transmission line
- signals
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】被補償伝送路上の歪みが大きい場合でも、簡易
な回路構成で確実に等化補償を実現できる伝送路等化器
を提供する。 【構成】直交変調方式による周波数分割多重通信用変調
装置に用いられる場合、予め送信信号の伝送路に内在す
る周波数特性を測定して、その補正係数を補正係数記憶
用ＲＯＭ３１２に格納しておき、被伝送信号の伝送時に
アドレス制御カウンタ３１３を起動してＲＯＭ３１２か
ら順次補正係数を読出させ、乗算器３１１で送信信号の
同相成分及び直交成分の各信号に掛けることで伝送路周
波数特性を補正し、その補正結果を逆ＦＦＴ回路１４に
導出することで、周波数領域の段階で伝送路周波数特性
に起因する歪み成分の補正を行うようにしたものであ
る。
な回路構成で確実に等化補償を実現できる伝送路等化器
を提供する。 【構成】直交変調方式による周波数分割多重通信用変調
装置に用いられる場合、予め送信信号の伝送路に内在す
る周波数特性を測定して、その補正係数を補正係数記憶
用ＲＯＭ３１２に格納しておき、被伝送信号の伝送時に
アドレス制御カウンタ３１３を起動してＲＯＭ３１２か
ら順次補正係数を読出させ、乗算器３１１で送信信号の
同相成分及び直交成分の各信号に掛けることで伝送路周
波数特性を補正し、その補正結果を逆ＦＦＴ回路１４に
導出することで、周波数領域の段階で伝送路周波数特性
に起因する歪み成分の補正を行うようにしたものであ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば周波数間隔が
伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波
数分割多重通信システムに用いられ、伝送路歪みを補正
するための伝送路等化器に関する。
伝送信号のシンボルレートの逆数に設定された直交周波
数分割多重通信システムに用いられ、伝送路歪みを補正
するための伝送路等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の伝送路等化器としては、インダク
タンス及びキャパシタンスにより格子型回路を形成する
方式が良く知られており、アナログ型等化器として各種
通信方式に使用されている。
タンス及びキャパシタンスにより格子型回路を形成する
方式が良く知られており、アナログ型等化器として各種
通信方式に使用されている。
【０００３】近年では、ディジタル信号処理技術の発達
により、係数乗算器と加算器で構成されるディジタルフ
ィルタを用いて、対象とする信号のインパルス応答波形
を補正することにより、所望の伝送特性を実現するディ
ジタル型等化器が実用化されてきている。
により、係数乗算器と加算器で構成されるディジタルフ
ィルタを用いて、対象とする信号のインパルス応答波形
を補正することにより、所望の伝送特性を実現するディ
ジタル型等化器が実用化されてきている。
【０００４】しかしながら、上記のいずれの方式も、周
波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定され
た直交周波数分割多重通信システムに用いるような、補
償すべき伝送路における歪みが大きい場合、回路が複雑
かつ大規模になる。また、場合によっては等化を十分成
し得ないという問題点を有している。
波数間隔が伝送信号のシンボルレートの逆数に設定され
た直交周波数分割多重通信システムに用いるような、補
償すべき伝送路における歪みが大きい場合、回路が複雑
かつ大規模になる。また、場合によっては等化を十分成
し得ないという問題点を有している。
【０００５】具体的に、図３に上記伝送路等化器が利用
される直交周波数分割多重（Orthaganal Frequency Div
ision Multiplex 、以下ＯＦＤＭと称する）通信システ
ムの概念図を示して説明する。
される直交周波数分割多重（Orthaganal Frequency Div
ision Multiplex 、以下ＯＦＤＭと称する）通信システ
ムの概念図を示して説明する。
【０００６】図３において、送信機Ｔ側の送信データ信
号は端子１を介して直交並列変換器２に加えられる。こ
の直交並列変換器２は送信データ信号を周波数領域の並
列データ信号に変換するもので、変換された並列データ
信号はＯＦＤＭ変調器３に供給される。
号は端子１を介して直交並列変換器２に加えられる。こ
の直交並列変換器２は送信データ信号を周波数領域の並
列データ信号に変換するもので、変換された並列データ
信号はＯＦＤＭ変調器３に供給される。
【０００７】このＯＦＤＭ変調器３は逆ＦＦＴ（逆ファ
ーストフーリエ変換）回路で構成され、直並列変換器２
からの周波数領域の並列データ信号を逆フーリエ変換す
ることで、時間領域の信号を生成し、ＯＦＤＭ変調信号
として出力する。このＯＦＤＭ変調信号は時間領域（マ
ルチキャリア）の形式で受信機Ｒ側のＯＦＤＭ復調器４
に送られる。
ーストフーリエ変換）回路で構成され、直並列変換器２
からの周波数領域の並列データ信号を逆フーリエ変換す
ることで、時間領域の信号を生成し、ＯＦＤＭ変調信号
として出力する。このＯＦＤＭ変調信号は時間領域（マ
ルチキャリア）の形式で受信機Ｒ側のＯＦＤＭ復調器４
に送られる。
【０００８】このＯＦＤＭ復調器４は、送信機Ｔ側のＯ
ＦＤＭ変調器３とは逆の処理を行うＦＦＴ（ファースト
フーリエ変換）回路で構成され、ＯＦＤＭ変調信号をフ
ーリエ変換して周波数領域上の並列データ信号とする。
この並列データ信号は、正常に伝送された場合には、当
然のことながらＯＦＤＭ変調器３の入力の並列データ信
号と一致している。この並列データ信号は並列直列変換
器５で元のデータ信号として再生され、受信データ信号
として出力される。
ＦＤＭ変調器３とは逆の処理を行うＦＦＴ（ファースト
フーリエ変換）回路で構成され、ＯＦＤＭ変調信号をフ
ーリエ変換して周波数領域上の並列データ信号とする。
この並列データ信号は、正常に伝送された場合には、当
然のことながらＯＦＤＭ変調器３の入力の並列データ信
号と一致している。この並列データ信号は並列直列変換
器５で元のデータ信号として再生され、受信データ信号
として出力される。
【０００９】図４に時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調
信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示す。図中の
有効シンボル長ｔｓとは、周波数領域に変換された並列
データ信号のシンボル長さを表している。
信号の概念と周波数スペクトルとの関係を示す。図中の
有効シンボル長ｔｓとは、周波数領域に変換された並列
データ信号のシンボル長さを表している。
【００１０】前記ＯＦＤＭ変調器３において、個々の周
波数の間隔を有効シンボル長ｔｓの逆数（＝１／ｔｓ：
キャリア周波数間隔）となるように逆フーリエ変換を行
えば、図４に示すように、隣接する周波数スロットのス
ペクトルはちょうど隣接周波数のところでゼロとなる。
すなわち、周波数チャンネル間干渉がゼロとなる通信シ
ステムを形成することができる。
波数の間隔を有効シンボル長ｔｓの逆数（＝１／ｔｓ：
キャリア周波数間隔）となるように逆フーリエ変換を行
えば、図４に示すように、隣接する周波数スロットのス
ペクトルはちょうど隣接周波数のところでゼロとなる。
すなわち、周波数チャンネル間干渉がゼロとなる通信シ
ステムを形成することができる。
【００１１】図４中のガードインターバル（Δ）とは、
有効シンボル期間の間に設けたガード期間で、マルチパ
ス信号が次に送られるシンボルにオーバーラップしない
ようにするためのものである。マルチパスの遅延時間が
ガードインターバル期間Δより短い場合、マルチパスに
よる伝送特性の劣化を大幅に軽減することができる。こ
のため、伝搬条件が悪い地上ディジタル放送の伝送方式
として有望視されている。
有効シンボル期間の間に設けたガード期間で、マルチパ
ス信号が次に送られるシンボルにオーバーラップしない
ようにするためのものである。マルチパスの遅延時間が
ガードインターバル期間Δより短い場合、マルチパスに
よる伝送特性の劣化を大幅に軽減することができる。こ
のため、伝搬条件が悪い地上ディジタル放送の伝送方式
として有望視されている。
【００１２】ところで、図３はＯＦＤＭ通信方式の一般
的な概念を説明するための図であり、実際の送受信機の
回路構成は若干異なっている。図５（ａ）、（ｂ）にそ
れぞれ一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機Ｔ、受
信機Ｒの構成を示す。
的な概念を説明するための図であり、実際の送受信機の
回路構成は若干異なっている。図５（ａ）、（ｂ）にそ
れぞれ一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機Ｔ、受
信機Ｒの構成を示す。
【００１３】まず、送信機Ｔにおいて、端子１１より加
えられた送信データ信号は、データ／シンボル変換器１
２に入力され、各搬送周波数信号を変調する直交２軸、
すなわち同相信号（Ｉ軸信号）及び直交信号（Ｑ軸信
号）を表すＰＣＭ信号に変換される。
えられた送信データ信号は、データ／シンボル変換器１
２に入力され、各搬送周波数信号を変調する直交２軸、
すなわち同相信号（Ｉ軸信号）及び直交信号（Ｑ軸信
号）を表すＰＣＭ信号に変換される。
【００１４】これらのＰＣＭ信号は、シンボルマッピン
ク部１３に入力され、それぞれ該当する周波数スロット
に配置される。伝送路で生じるバースト誤りを分散させ
るためのインターリーブや、受信機Ｒの同期のための同
期信号付加もシンボルマッピング部１３で行われる。
ク部１３に入力され、それぞれ該当する周波数スロット
に配置される。伝送路で生じるバースト誤りを分散させ
るためのインターリーブや、受信機Ｒの同期のための同
期信号付加もシンボルマッピング部１３で行われる。
【００１５】シンボルマッピング部１３で所定の周波数
スロット、時間スロットに配置されたＰＣＭ信号は、逆
ＦＦＴ回路１４にて処理される順序に従って、シンボル
マッピング部１３から逆ＦＦＴ回路１４に供給される。
スロット、時間スロットに配置されたＰＣＭ信号は、逆
ＦＦＴ回路１４にて処理される順序に従って、シンボル
マッピング部１３から逆ＦＦＴ回路１４に供給される。
【００１６】図３においては、直交並列変換器２とＯＦ
ＤＭ変調器（逆ＦＦＴ）３の間は複数の並列データ信号
の信号線で接続される形で示されているが、実際の回路
では、図５（ａ）に示すように、同相及び直交の２種類
の信号が逆ＦＦＴされる順序に従って直列に逆ＦＦＴ回
路１４に供給されるようになっている。
ＤＭ変調器（逆ＦＦＴ）３の間は複数の並列データ信号
の信号線で接続される形で示されているが、実際の回路
では、図５（ａ）に示すように、同相及び直交の２種類
の信号が逆ＦＦＴされる順序に従って直列に逆ＦＦＴ回
路１４に供給されるようになっている。
【００１７】逆ＦＦＴ回路１４のＩ，Ｑ出力は、それぞ
れ図４に示した直交周波数分割多重信号を時間領域に変
換した形式となっており、Ｄ／Ａ変換器１５ａ，１５ｂ
でアナログ信号に変換された後、直交変調器１６に供給
される。
れ図４に示した直交周波数分割多重信号を時間領域に変
換した形式となっており、Ｄ／Ａ変換器１５ａ，１５ｂ
でアナログ信号に変換された後、直交変調器１６に供給
される。
【００１８】この直交変調器１６はキャリア発生器１６
１で発生される中心周波数ｆ０のキャリア信号を分配器
１６２で０°と９０°の信号に分配し、それぞれ乗算器
１６３，１６４でＩ信号、Ｑ信号と乗算処理した後、加
算器１６５で加算処理することで、中心周波数ｆ０のＯ
ＦＤＭ変調信号を生成する。このＯＦＤＭ変調信号は送
信出力として受信機Ｒに送出される。
１で発生される中心周波数ｆ０のキャリア信号を分配器
１６２で０°と９０°の信号に分配し、それぞれ乗算器
１６３，１６４でＩ信号、Ｑ信号と乗算処理した後、加
算器１６５で加算処理することで、中心周波数ｆ０のＯ
ＦＤＭ変調信号を生成する。このＯＦＤＭ変調信号は送
信出力として受信機Ｒに送出される。
【００１９】一方、受信機Ｒにおいて、送信機Ｔからの
ＯＦＤＭ変調信号は直交復調器１７に供給される。この
直交復調器１７は、ＯＦＤＭ変調信号を分配器１７１で
２系統に分配し、後述の同期再生信号を分配器１７２で
２系統に分配し、各分配出力同士を乗算器１７３，１７
４で乗算処理することで、同相信号（Ｉ）及び直交信号
（Ｑ）の２種類の時間領域複素ベースバンド信号に変換
する。
ＯＦＤＭ変調信号は直交復調器１７に供給される。この
直交復調器１７は、ＯＦＤＭ変調信号を分配器１７１で
２系統に分配し、後述の同期再生信号を分配器１７２で
２系統に分配し、各分配出力同士を乗算器１７３，１７
４で乗算処理することで、同相信号（Ｉ）及び直交信号
（Ｑ）の２種類の時間領域複素ベースバンド信号に変換
する。
【００２０】これらのＩ，Ｑ信号は、ディジタル信号処
理を行うため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂでＩ，Ｑ成
分別のＰＣＭ信号に変換された後、ＦＦＴ処理部１９に
供給される。
理を行うため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂでＩ，Ｑ成
分別のＰＣＭ信号に変換された後、ＦＦＴ処理部１９に
供給される。
【００２１】このＦＦＴ処理部１９は時間領域の複素ベ
ースバンド信号を周波数領域の信号に変換するもので、
ここで処理されたＩ，Ｑ信号はシンボルデマッピング部
２０に供給される。
ースバンド信号を周波数領域の信号に変換するもので、
ここで処理されたＩ，Ｑ信号はシンボルデマッピング部
２０に供給される。
【００２２】このシンボルデマッピング部２０は、シン
ボルマッピング部１３とちょうど逆の動作を行う回路
で、マッピングされた周波数領域の信号より、送信側の
シンボル列に対応するＩ，Ｑシンボル列を復号する。復
号されたＩ，Ｑシンボル列は、シンボル／データ変換器
２１で受信データ信号として復調され、端子２２から出
力される。
ボルマッピング部１３とちょうど逆の動作を行う回路
で、マッピングされた周波数領域の信号より、送信側の
シンボル列に対応するＩ，Ｑシンボル列を復号する。復
号されたＩ，Ｑシンボル列は、シンボル／データ変換器
２１で受信データ信号として復調され、端子２２から出
力される。
【００２３】尚、同期再生回路２３は、ＦＦＴ処理部１
９の入出力及びシンボルデマッピング部２０で抽出され
る同期用の基準シンボルを用いて、受信信号の中心周波
数に位相同期した搬送波を再生する回路である。
９の入出力及びシンボルデマッピング部２０で抽出され
る同期用の基準シンボルを用いて、受信信号の中心周波
数に位相同期した搬送波を再生する回路である。
【００２４】以上、一般的なＯＦＤＭ変復調方式の構成
を説明したが、伝送路に挿入されるフィルタや周波数特
性を有する機器の影響を等化器を用いて補償する従来の
方法としては、（１）ディジタル処理によりベースバン
ドで補償する方式、（２）アナログ処理によりＯＦＤＭ
変調信号の段階で補償する方式が考えられている。
を説明したが、伝送路に挿入されるフィルタや周波数特
性を有する機器の影響を等化器を用いて補償する従来の
方法としては、（１）ディジタル処理によりベースバン
ドで補償する方式、（２）アナログ処理によりＯＦＤＭ
変調信号の段階で補償する方式が考えられている。
【００２５】（１）の方式では、図６（ａ）に示すよう
に、逆ＦＦＴ回路１４の出力側に伝送路等化器としてデ
ィジタルフィルタ２４を挿入して行う。（２）の方式で
は、図６（ｂ）に示すように、直交変調器１６の出力側
にアナログ処理による伝送路等化器２５を挿入して行
う。このように、従来方式の伝送路等化器では、いずれ
も時間領域で補償を行うため、等化性能に限界があり、
かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
に、逆ＦＦＴ回路１４の出力側に伝送路等化器としてデ
ィジタルフィルタ２４を挿入して行う。（２）の方式で
は、図６（ｂ）に示すように、直交変調器１６の出力側
にアナログ処理による伝送路等化器２５を挿入して行
う。このように、従来方式の伝送路等化器では、いずれ
も時間領域で補償を行うため、等化性能に限界があり、
かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、例
えば直交周波数分割多重信号の伝送路歪みの等化を行う
従来方式の伝送路等化器では、アナログ方式、ディジタ
ル方式のいずれの方式であっても、回路が大規模かつ高
価になる、歪みが大きい場合は十分な等化が成し得ない
等の問題が生じている。
えば直交周波数分割多重信号の伝送路歪みの等化を行う
従来方式の伝送路等化器では、アナログ方式、ディジタ
ル方式のいずれの方式であっても、回路が大規模かつ高
価になる、歪みが大きい場合は十分な等化が成し得ない
等の問題が生じている。
【００２７】そこで本発明は上記の課題を解決すべくな
されたもので、補償すべき伝送路における歪みが大きい
場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可
能な伝送路等化器を提供することを目的とする。
されたもので、補償すべき伝送路における歪みが大きい
場合でも、簡易な回路構成で、確実に等化補償を実現可
能な伝送路等化器を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】上記目的を解決するため
に本発明は、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレート
の逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、
第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割
された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して
第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変
換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で互
いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する直交
多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調装置
に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周
波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部
と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から
順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信
号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して
前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、
その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出
する乗算部とを具備するように構成したものである。
に本発明は、被伝送信号を周波数間隔がシンボルレート
の逆数となるように互いに直交する周波数成分の第１、
第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で分割
された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換して
第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領域変
換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号で互
いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する直交
多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調装置
に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周
波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶部
と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から
順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記信
号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力して
前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算し、
その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に導出
する乗算部とを具備するように構成したものである。
【００２９】または、被伝送信号を周波数間隔がシンボ
ルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分
の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手
段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に
変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間
軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の
信号で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位
相変調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装
置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する
周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶
部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部か
ら順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記
信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力し
て前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算
し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に
導出する乗算部とを具備するように構成したものであ
る。
ルレートの逆数となるように互いに直交する周波数成分
の第１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手
段で分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に
変換して第３、第４の信号として出力する周波数−時間
軸領域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の
信号で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位
相変調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装
置に用いられ、予め前記被伝送信号の伝送路に内在する
周波数特性に応じた補正係数が格納される補正係数記憶
部と、前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部か
ら順次補正係数を読出し制御する読出し制御部と、前記
信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入力し
て前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗算
し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段に
導出する乗算部とを具備するように構成したものであ
る。
【００３０】
【作用】上記構成による伝送路等化器では、直交変調方
式あるいは振幅・位相変調方式による周波数分割多重通
信用変調装置に用いる場合に、予め被伝送信号の伝送路
に内在する周波数特性を測定して、その補正係数を補正
係数記憶部に格納しておき、被伝送信号の伝送時に補正
係数記憶部から順次補正係数を読出して信号分割手段か
ら出力される第１、第２の信号に掛けることで伝送路周
波数特性を補正し、その補正結果を周波数−時間軸領域
変換手段に導出することで、周波数領域の段階で伝送路
周波数特性に起因する歪み成分の補正を行う。
式あるいは振幅・位相変調方式による周波数分割多重通
信用変調装置に用いる場合に、予め被伝送信号の伝送路
に内在する周波数特性を測定して、その補正係数を補正
係数記憶部に格納しておき、被伝送信号の伝送時に補正
係数記憶部から順次補正係数を読出して信号分割手段か
ら出力される第１、第２の信号に掛けることで伝送路周
波数特性を補正し、その補正結果を周波数−時間軸領域
変換手段に導出することで、周波数領域の段階で伝送路
周波数特性に起因する歪み成分の補正を行う。
【００３１】
【実施例】以下、図１及び図２を参照して本発明の一実
施例を詳細に説明する。尚、図２において、図５（ａ）
と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる
部分を中心に述べる。
施例を詳細に説明する。尚、図２において、図５（ａ）
と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる
部分を中心に述べる。
【００３２】図１は本発明に係る伝送路等化器の構成を
示すもので、図２は本発明に係る伝送路等化器を使用し
たＯＦＤＭ送信機の構成を示すものである。図２におい
て、３１は本発明の伝送路等化器３１である。この伝送
路等化器３１は周波数領域上での補正を行うため、図２
に示すようにシンボルマッピング部１３と逆ＦＦＴ回路
１４の間に挿入される。
示すもので、図２は本発明に係る伝送路等化器を使用し
たＯＦＤＭ送信機の構成を示すものである。図２におい
て、３１は本発明の伝送路等化器３１である。この伝送
路等化器３１は周波数領域上での補正を行うため、図２
に示すようにシンボルマッピング部１３と逆ＦＦＴ回路
１４の間に挿入される。
【００３３】シンボルマッピング部１３は、前述したよ
うに時間スロットと周波数スロットのマトリックスで表
現される一対のＰＣＭ信号をシリアルに出力する。した
がって、これらのＰＣＭ信号はそれぞれＩ（ｍ，ｎ）、
Ｑ（ｍ，ｎ）と表現することができる。但し、ｍは周波
数スロット番号を、ｎは時間スロット番号を指定する整
数である。逆ＦＦＴ回路１４は、各時間スロット毎に
（１）式で与えられる逆フーリエ変換された信号を出力
する。
うに時間スロットと周波数スロットのマトリックスで表
現される一対のＰＣＭ信号をシリアルに出力する。した
がって、これらのＰＣＭ信号はそれぞれＩ（ｍ，ｎ）、
Ｑ（ｍ，ｎ）と表現することができる。但し、ｍは周波
数スロット番号を、ｎは時間スロット番号を指定する整
数である。逆ＦＦＴ回路１４は、各時間スロット毎に
（１）式で与えられる逆フーリエ変換された信号を出力
する。
【００３４】
【数１】
【００３５】上式中、Δｆは周波数スロットの間隔を示
し、有効シンボル長ｔｓの逆数１／ｔｓとして与えられ
る。ここで、伝送路の周波数特性が平坦ではなく、振幅
及び位相の周波数特性がそれぞれＡ（ｆ）、θ（ｆ）と
与えられる場合、ｍ番目の周波数スロットにおける同相
及び直交成分の歪みは次のように与えられる。
し、有効シンボル長ｔｓの逆数１／ｔｓとして与えられ
る。ここで、伝送路の周波数特性が平坦ではなく、振幅
及び位相の周波数特性がそれぞれＡ（ｆ）、θ（ｆ）と
与えられる場合、ｍ番目の周波数スロットにおける同相
及び直交成分の歪みは次のように与えられる。
【００３６】
【数２】
【００３７】したがって、上記歪み成分が既知の場合、
本発明の伝送路等化器３１によって（３）式に示すよう
な変換を行うことにより、伝送路歪みＡ（ｆ）及びθ
（ｆ）を補償することができる。
本発明の伝送路等化器３１によって（３）式に示すよう
な変換を行うことにより、伝送路歪みＡ（ｆ）及びθ
（ｆ）を補償することができる。
【００３８】
【数３】
【００３９】（３）式からわかるように、逆ＦＦＴ回路
１４の入力をＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）からそれぞれ
Ｉ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ）、Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）
に置き換えれば、伝送路歪みの等化を行うことができ
る。
１４の入力をＩ（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）からそれぞれ
Ｉ（ｍ，ｎ）／ΔＩ（ｍ）、Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）
に置き換えれば、伝送路歪みの等化を行うことができ
る。
【００４０】伝送路歪みは、ネットワークアナライザや
スペクトラムアナライザ等を用いて容易に測定すること
が可能である。上記伝送路等化器３１は、具体的には図
１に示すように構成される。図１において、シンボルマ
ッピング部１３からのＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ
（ｍ，ｎ）は乗算器３１１に入力される。
スペクトラムアナライザ等を用いて容易に測定すること
が可能である。上記伝送路等化器３１は、具体的には図
１に示すように構成される。図１において、シンボルマ
ッピング部１３からのＰＣＭ信号Ｉ（ｍ，ｎ）、Ｑ
（ｍ，ｎ）は乗算器３１１に入力される。
【００４１】また、この等化器３１はＲＯＭ３１２を備
えている。このＲＯＭ３１２は前述の測定機を用いて測
定した周波数スロット番号ｍに対応する伝送路歪み
（（２）式）の補正係数を予め格納しておくもので、ア
ドレス制御カウンタ３１３からのアドレス信号に従って
順次補正係数を読出し出力する。
えている。このＲＯＭ３１２は前述の測定機を用いて測
定した周波数スロット番号ｍに対応する伝送路歪み
（（２）式）の補正係数を予め格納しておくもので、ア
ドレス制御カウンタ３１３からのアドレス信号に従って
順次補正係数を読出し出力する。
【００４２】このＲＯＭ３１２から読み出された補正係
数は乗算器３１１に送られ、入力ＰＣＭ信号と乗算され
る。すなわち、乗算器３１１は、入力ＰＣＭ信号Ｉ
（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）とＲＯＭ３１２から読み出さ
れた補正係数１／ΔＩ（ｍ），１／ΔＱ（ｍ）との乗算
を行い、補正された周波数領域の信号Ｉ（ｍ，ｎ）／Δ
Ｉ（ｍ），Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）を逆ＦＦＴ回路１
４に出力する。
数は乗算器３１１に送られ、入力ＰＣＭ信号と乗算され
る。すなわち、乗算器３１１は、入力ＰＣＭ信号Ｉ
（ｍ，ｎ）、Ｑ（ｍ，ｎ）とＲＯＭ３１２から読み出さ
れた補正係数１／ΔＩ（ｍ），１／ΔＱ（ｍ）との乗算
を行い、補正された周波数領域の信号Ｉ（ｍ，ｎ）／Δ
Ｉ（ｍ），Ｑ（ｍ，ｎ）／ΔＱ（ｍ）を逆ＦＦＴ回路１
４に出力する。
【００４３】以上説明したように、本発明の伝送路等化
器３１は、乗算器３１１と補正係数格納用のＲＯＭ３１
２とアドレス制御用カウンタ３１３のみで構成可能であ
り、安価でかつ簡易な構成の等化器を提供することがで
きる。
器３１は、乗算器３１１と補正係数格納用のＲＯＭ３１
２とアドレス制御用カウンタ３１３のみで構成可能であ
り、安価でかつ簡易な構成の等化器を提供することがで
きる。
【００４４】また、（３）式から容易にわかるように、
原理的には任意の歪みの補正が可能であり、極めて高性
能な伝送路等化器を提供することができる。尚、上記実
施例では直交変調方式による送信機に適用した場合につ
いて説明したが、振幅・位相変調方式でも、周波数領域
上での補正に同様に適用可能である。その他、本発明の
要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能
である。
原理的には任意の歪みの補正が可能であり、極めて高性
能な伝送路等化器を提供することができる。尚、上記実
施例では直交変調方式による送信機に適用した場合につ
いて説明したが、振幅・位相変調方式でも、周波数領域
上での補正に同様に適用可能である。その他、本発明の
要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能
である。
【００４５】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、補
償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な
回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器
を提供することができる。
償すべき伝送路における歪みが大きい場合でも、簡易な
回路構成で、確実に等化補償を実現可能な伝送路等化器
を提供することができる。
【図１】 本発明に係る伝送路等化器の一実施例の構成
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
【図２】 本発明に係る伝送路等化器を用いたＯＦＤＭ
送信機の構成を示すブロック回路図である。
送信機の構成を示すブロック回路図である。
【図３】 従来より伝送路等化器が利用される直交周波
数分割多重通信システムの概念を示すブロック回路図で
ある。
数分割多重通信システムの概念を示すブロック回路図で
ある。
【図４】 時間領域に変換されたＯＦＤＭ変調信号の概
念と周波数スペクトルとの関係を示すタイミング波形図
である。
念と周波数スペクトルとの関係を示すタイミング波形図
である。
【図５】 一般的なＯＦＤＭ変復調方式による送信機及
び受信機の構成を示すブロック回路図である。
び受信機の構成を示すブロック回路図である。
【図６】 ＯＦＤＭ変調方式による送信機に伝送路等化
器を利用した従来の構成を示すブロック回路図である。
器を利用した従来の構成を示すブロック回路図である。
１…入力端子 ２…直交並列変換器 ３…ＯＦＤＭ変調器（逆ＦＦＴ回路） ４…ＯＦＤＭ復調器（ＦＦＴ回路） ５…並列直列変換器 １１…入力端子 １２…データ／シンボル変換器 １３…シンボルマッピンク部 １４…逆ＦＦＴ回路 １５ａ，１５ｂ…Ｄ／Ａ変換器 １６…直交変調器 １６１…キャリア発生器 １６２…分配器 １６３，１６４…乗算器 １６５…加算器 １７…直交復調器 １７１，１７２…分配器 １７３，１７４…乗算器 １８ａ，１８ｂ…Ａ／Ｄ変換器 １９…ＦＦＴ処理部 ２０…シンボルデマッピング部 ２１…シンボル／データ変換器 ２２…出力端子 ２３…同期再生回路 ２４…ディジタルフィルタ ２５…伝送路等化器 ３１…伝送路等化器 ３１１…乗算器 ３１２…補正係数格納用ＲＯＭ ３１３…アドレス制御用カウンタ
Claims (4)
- 【請求項１】 被伝送信号を周波数間隔がシンボルレー
トの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第
１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で
分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換
して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領
域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号
で互いに直交する周波数の搬送波を変調して多重化する
直交多重手段とを備える直交周波数分割多重通信用変調
装置に用いられ、 予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応
じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、 前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次
補正係数を読出し制御する読出し制御部と、 前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入
力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗
算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段
に導出する乗算部とを具備する伝送路等化器。 - 【請求項２】 被伝送信号を周波数間隔がシンボルレー
トの逆数となるように互いに直交する周波数成分の第
１、第２の信号に分割する信号分割手段と、この手段で
分割された第１、第２の信号を時間軸領域の信号に変換
して第３、第４の信号として出力する周波数−時間軸領
域変換手段と、この手段で変換された第３、第４の信号
で搬送波を振幅・位相変調して多重化する振幅・位相変
調多重手段とを備える周波数分割多重通信用変調装置に
用いられ、 予め前記被伝送信号の伝送路に内在する周波数特性に応
じた補正係数が格納される補正係数記憶部と、 前記被伝送信号の伝送時に前記補正係数記憶部から順次
補正係数を読出し制御する読出し制御部と、 前記信号分割手段から出力される第１、第２の信号を入
力して前記補正係数記憶部から導出される補正係数を乗
算し、その乗算結果を前記周波数−時間軸領域変換手段
に導出する乗算部とを具備する伝送路等化器。 - 【請求項３】 前記信号分割手段は、前記被伝送信号の
同相成分と直交成分に分割することを特徴とする請求項
１、２いずれか記載の伝送路等化器。 - 【請求項４】 前記周波数−時間軸領域変換手段は、逆
ファーストフーリエ変換回路で構成されることを特徴と
する請求項１、２いずれか記載の伝送路等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04729495A JP3592783B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 伝送路等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04729495A JP3592783B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 伝送路等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251134A true JPH08251134A (ja) | 1996-09-27 |
| JP3592783B2 JP3592783B2 (ja) | 2004-11-24 |
Family
ID=12771272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04729495A Expired - Fee Related JP3592783B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 伝送路等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3592783B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002141888A (ja) * | 2000-11-02 | 2002-05-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非対称無線通信方法 |
| WO2009118981A1 (ja) * | 2008-03-26 | 2009-10-01 | パナソニック株式会社 | Ｓｃ－ｆｄｍａ送信装置及びｓｃ－ｆｄｍａ送信信号形成方法 |
| JP2009261034A (ja) * | 1998-12-15 | 2009-11-05 | Siemens Ag | マルチキャリア方式を用いて情報を伝送するための方法および通信装置 |
| JP2010157990A (ja) * | 2008-12-26 | 2010-07-15 | Fujitsu Ltd | 無線送信装置及び方法並びに無線受信装置及び方法 |
| JP2011142436A (ja) * | 2010-01-06 | 2011-07-21 | Kyocera Corp | 無線送信装置及び無線受信装置 |
| JP2012010177A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 伝送端末 |
-
1995
- 1995-03-07 JP JP04729495A patent/JP3592783B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US8363677B2 (en) | 2008-03-26 | 2013-01-29 | Panasonic Corporation | SC-FDMA transmission device and SC-FDMA transmission signal formation method |
| JP2010157990A (ja) * | 2008-12-26 | 2010-07-15 | Fujitsu Ltd | 無線送信装置及び方法並びに無線受信装置及び方法 |
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| JP2012010177A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 伝送端末 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3592783B2 (ja) | 2004-11-24 |
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