JPH08251136A

JPH08251136A - 信号伝送装置および方法並びに信号受信装置および方法

Info

Publication number: JPH08251136A
Application number: JP7048515A
Authority: JP
Inventors: Yasunari Ikeda; 康成池田; Toshihisa Momoshiro; 俊久百代; Yasu Ito; 鎮伊藤; Yoshikazu Miyato; 良和宮戸
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-03-08
Filing date: 1995-03-08
Publication date: 1996-09-27

Abstract

(57)【要約】【目的】受信側において送信側と同期した搬送波とク
ロックを、迅速且つ簡単に生成できるようにする。【構成】ＯＦＤＭ信号を構成する複数の搬送波のう
ち、情報伝送用に用いられていない搬送波ｆ₁とｆ
₂₁を、それぞれ搬送波再生用とクロック再生用のリファ
レンス信号として伝送する。このリファレンス信号の搬
送波の周波数は、ガードインタバルの整数分の１の周波
数とされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、信号伝送装置および方
法並びに信号受信装置および方法に関し、特にＯＦＤＭ
方式における搬送波再生やクロック再生等に用いて好適
な信号伝送装置および方法並びに信号受信装置および方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、デジタル信号を伝送するのに、搬
送波を１つ設け、その搬送波の位相や振幅を入力デジタ
ル信号に対応して高速に変化させることで、デジタル信
号を変調していた。位相のみを変化させる方式として位
相変調（ＰＳＫ：ＰｈａｓｅＳｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）
方式が、また振幅と位相の両方を変化させる方式として
直交変調（ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉ
ｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式がよく知られて
いる。

【０００３】このように従来は、１つの搬送波を伝送帯
域に収まる程度に高速に変調していたが、最近では直交
周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ＦｒｅｇｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉ
ｐｌｅｘ）と呼ばれる変調方式が提案されている。この
ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する搬送波を
設け、それぞれの搬送波をＰＳＫやＱＡＭでデジタル変
調する方式である。この方式は、多数の搬送波で伝送帯
域を分割するため、搬送波１波あたりの帯域は狭くな
り、変調速度は遅くなるが、搬送波の数が多数あるの
で、総合の伝送速度は従来の変調方式と変わらない。

【０００４】このＯＦＤＭ方式では、多数の搬送波が並
列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなり、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くするこ
とができる。従って、この方式はマルチパス妨害に対し
て強い方式ということができ、このような特徴からマル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波によるデジタル信
号の伝送用に特に注目されている。

【０００５】また、最近の半導体技術の進歩により離散
的フーリエ変換や離散的フーリエ逆変換をハードウェア
で実現することが可能となり、これを用いて簡単にＯＦ
ＤＭ方式の変調を行ったり、また逆に、復調することが
できるようになったことも、ＯＦＤＭ方式が注目されて
きた理由の１つである。

【０００６】このようなＯＦＤＭ方式に関係する発明に
ついては、例えば特開平５−１６７６３３号公報、特開
平５−２８４１４３号公報、特開平５−２１９００６号
公報、特開平５−２１９０２１号公報などにも開示され
ている。

【０００７】図８はこのようなＯＦＤＭ方式を利用した
従来の送信装置の構成例を表している。Ｉチャンネル入
力信号とＱチャンネル入力信号は、それぞれシリアル／
パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１と３に入力され、離散的逆
フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅｄＤｉｓ
ｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅＴｒａｎｓｆｏｒｍ）２へ
供給する並列データとされる。離散的逆フーリエ変換器
２では、この並列データを離散的逆フーリエ変換（ＩＤ
ＦＴ）して、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換
している。

【０００８】このようにして得られたＩ信号とＱ信号の
並列の時間領域信号は、パラレル／シリアル変換器（Ｐ
／Ｓ）４と１０で、時間的に直列の信号に変換され、さ
らにバッファメモリ５と１１で、いわゆるガードインタ
バルを付加された後、Ｄ／Ａ変換器６と１２に入力され
る。Ｄ／Ａ変換器６と１２の出力は、その折り返し成分
を除去するためにローパスフィルタ７と１３に供給され
た後、さらに変調用の乗算器８と１４に供給される。

【０００９】乗算器８には局部発振器１５の出力を９０
°移相器１６で９０°だけ移相した信号が、また、乗算
器１４には局部発振器１５の出力がそのまま、それぞれ
供給されている。この乗算器８と１４の出力を加算器９
で合成した後、さらに所定の中間周波数帯域の信号のみ
をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７で取り出し、これ
をＲＦコンバータ１８で周波数変換して、送信アンテナ
１９より送信信号として送出するようになされている。

【００１０】次にその動作について説明する。Ｉ信号と
Ｑ信号は、それぞれシリアル／パラレル変換器１と３に
おいて、シリアルデータからパラレルデータに変換され
た後、離散的逆フーリエ変換器２に入力され、ＩＤＦＴ
処理される。この処理は、シンボル単位で行われる。

【００１１】離散的逆フーリエ変換器２でＩＤＦＴ処理
されたＩ信号とＱ信号は、それぞれパラレル／シリアル
変換器４と１０において、パラレルデータからシリアル
データに戻された後、バッファメモリ５と１１にそれぞ
れ入力され、記憶される。そして、そこにおいて所定の
幅のガードインタバルが付加される。このガードインタ
バルは、ゴーストの影響を軽減するために付加されるも
のである。

【００１２】バッファメモリ５と１１より出力されたＩ
信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器６と１２においてＤ／Ａ
変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７と１３に
おいて、その折り返し成分が除去された後、乗算器８と
１４にそれぞれ入力される。

【００１３】乗算器８においては、ローパスフィルタ７
より入力されたＩ信号成分と、局部発振器１５より出力
され、９０゜移相器１６により９０゜だけ移相された搬
送波が乗算される。また、乗算器１４においては、ロー
パスフィルタ１３より出力されるＱ信号成分と、局部発
振器１５が出力する移相が９０゜移相されていない搬送
波と乗算される。

【００１４】加算器９は、乗算器８の出力と、乗算器１
４の出力とを加算し、バンドパスフィルタ１７に出力す
る。バンドパスフィルタ１７は、所定の中間周波数帯域
の信号のみを抽出し、ＲＦコンバータ１８に出力する。
ＲＦコンバータ１８は、入力された中間周波数帯域の信
号を周波数変換し、アンテナ１９より電波として出力す
る。

【００１５】図９は、図８の送信装置より送信された信
号を受信する受信装置の構成例を表している。ＲＦ信号
入力は受信アンテナ３１で捕捉され、チューナ３２に供
給される。チューナ３２ではＲＦ帯域の信号を中間周波
数帯域の信号に変換し、乗算器３３と３８に供給する。
乗算器３３には局部発振器４７の出力を９０°移相器４
８で９０゜だけ移相した信号が、また乗算器３８には局
部発振器４７の出力がそのまま、それぞれ供給されてい
る。

【００１６】乗算器３３と３８は、中間周波数帯域のＩ
信号とＱ信号を基底周波数帯域の信号にそれぞれ変換し
ており、これらの信号はさらにローパスフィルタ３４と
３９で不要の高調波成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換器３
５と４０に供給されている。Ａ／Ｄ変換器３５と４０の
出力は、離散的フーリエ変換器（ＤＦＴ）３７でＤＦＴ
するために、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）３６
と４１で並列データに変換される。離散的フーリエ変換
器３７の出力はパラレル／シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）４
２と４４で時間的に直列のデータ系列に変換され、さら
にバッファメモリ４３と４５でガードインタバル等の除
去処理を受けた後、Ｉチャンネル受信データとＱチャン
ネル受信データとして出力されるようになされている。
アドレスコントローラ５２は、バッファメモリ４３と４
５の読み出しと書き込みを制御する。

【００１７】ところで、送信されてきたこのようなＯＦ
ＤＭ信号を受信装置で正しく復調するためには、各種の
同期が必要になる。即ち中間周波数帯域のＯＦＤＭ信号
を基底帯域のＯＦＤＭ信号に変換するために、局部発振
器４７の出力する信号の周波数と位相を送信側のそれと
同期させる必要がある。またこの基底帯域のＯＳＤＭ信
号を復調処理するためには、送信側のクロックに同期し
たクロックを受信側の局部発振器５０で再生しなければ
ならない。

【００１８】このため、バッファメモリ４３と４５より
出力されたＩ信号とＱ信号から、搬送波再生回路４６で
搬送波を再生し、その再生出力で、局部発振器４７を制
御するようになされている。同様に、クロック再生回路
４９で復調されたＩ信号とＱ信号からクロックを再生
し、局部発振器５０を制御するようになされている。

【００１９】次にその動作について説明する。受信アン
テナ３１で補足された電波は、チューナ３２において中
間周波数帯域の信号に変換され、乗算器３３と３８に供
給される。乗算器３３は、チューナ３２より入力された
信号と、局部発振器４７が出力する再生搬送波信号を９
０゜移相器４８で、その移相を９０゜だけ移相した信号
と乗算する。これによりＩ信号成分が得られる。同様に
して、乗算器３８は、チューナ３２の主力と局部発振器
４７の出力とを乗算する。これによりＱ信号成分が得ら
れる。

【００２０】乗算器３３の出力するＩ信号成分と、乗算
器３８が出力するＱ信号成分は、それぞれローパスフィ
ルタ３４と３９により不要な高調波成分が除去された
後、Ａ／Ｄ変換器３５と４０に入力され、Ａ／Ｄ変換さ
れる。

【００２１】Ａ／Ｄ変換変換器３５と４０によりＡ／Ｄ
変換されたＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシリア
ル／パラレル変換器３６と４１に入力され、シリアルデ
ータからパラレルデータに変換された後、離散的フーリ
エ変換器３７に入力される。

【００２２】離散的フーリエ変換器３７は、入力された
Ｉ信号成分とＱ信号成分を、それぞれシンボルを単位と
してＤＦＴ処理する。シンボルを単位として処理を行う
ため、シンボルの期間を表すＤＦＴ窓信号が、再生Ｉ信
号とＱ信号からウインドウ再生回路５１で再生され、離
散的フーリエ変換器３７に供給されている。

【００２３】離散的フーリエ変換器３７より出力された
Ｉ信号成分とＱ信号成分は、それぞれパラレル／シリア
ル変換器４２と４４によりパラレルデータからシリアル
データに変換された後、バッファメモリ４３と４５に入
力される。そしてここにおいて、ガードインタバルが除
去された後、再生Ｉ信号と再生Ｑ信号として出力され
る。

【００２４】搬送波再生回路４６は、再生Ｉ信号と再生
Ｑ信号から搬送波の位相誤差を検出し、その位相誤差に
対応する信号を局部発振器４７に出力する。局部発振器
４７は、搬送波再生回路４６より供給される信号に対応
する位相と周波数の信号、すなわち、送信側における搬
送波に同期した搬送波を発生する。

【００２５】同様に、クロック再生回路４９は、再生Ｉ
信号と再生Ｑ信号の位相誤差に対応して局部発振器５０
を制御し、局部発振器５０が生成するクロックを送信側
のクロックに同期させる。

【００２６】搬送波再生回路４６で搬送波を再生するた
めに、各シンボルの特定周波数のみに着目して、この特
定周波数の復調出力を用いてコスタスループ等を構成
し、その演算結果を局部発振器４７に帰還して、搬送波
を再生する方法が提案されている。図１０は、ＯＦＤＭ
信号のこの特定周波数の搬送波がＱＰＳＫ変調されてい
る場合の、従来の搬送波再生回路４６の構成例を表して
いる。

【００２７】復調されたＩ信号とＱ信号はそれぞれ２乗
回路６１と６２に入力されるとともに、乗算器６３にも
入力される。２乗回路６１と６２は、それぞれＩ信号と
Ｑ信号を２乗し、その出力を減算器６４に供給する。減
算器６４は、入力された２つの信号を減算し、乗算器６
５に出力する。また、乗算器６３は入力されたＩ信号と
Ｑ信号を乗算して、乗算器６５に出力している。乗算器
６５は、減算器６４の出力と乗算器６３の出力を乗算す
る。

【００２８】乗算器６５の出力は、図１１に示すよう
な、送信側の搬送波Ｉ，Ｑ信号と、再生搬送波Ｉ’，
Ｑ’信号の位相誤差φに対応する、図１２に示す特性の
位相誤差検出信号となっている。この位相誤差検出信号
をローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６に供給して、搬送波
再生用の局部発振器４７の制御電圧Ｅ（φ）を生成し、
この制御電圧を局部発振器４７に帰還して、搬送波を再
生している。

【００２９】同様にクロックを再生するために、クロッ
ク再生回路４９（搬送波再生回路４６と同様に構成され
ている）で、搬送波再生に用いた特定周波数とは別の周
波数を用いてコスタスループ等を構成して、局部発振器
５０に帰還する。

【００３０】ところでこのようなＩ信号やＱ信号を正し
く復調するためには、離散的フーリエ変換器３７でフー
リエ変換するための窓位相の同期が取れていなければな
らない。図１３は、シンボルデータとＤＦＴ窓位相の関
係を表している。

【００３１】シンボルは図１３（Ａ）に示すように、有
効シンボル部分と、ゴーストの影響を除去する目的のた
めに挿入されるガードインタバル部分から構成されてい
る。このシンボルを復調するために、離散的フーリエ変
換器３７に有効シンボルの時間長に等しいデータ（ＤＦ
Ｔ窓信号）を入力し、その間のデータのみを処理させる
ようにする。すなわち、このＤＦＴ窓信号は、図１３
（Ｂ）に示すように、同一シンボルのデータの範囲を示
す窓信号である必要がある。仮に、図１３（Ｃ）に示す
ように、ＤＦＴ窓信号として、異なるシンボル間にまた
がった窓信号を離散的フーリエ変換器３７に入力する
と、符号間干渉のためシンボルの正しい復調が行えな
い。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】このようにＤＦＴの窓
位相が確立していないと、Ｉ信号やＱ信号を正しく復調
することができない。そのため、このときの搬送波再生
回路４６は入力自体が正しくないので期待したようには
動作しない。一般的に、ＤＦＴの窓同期の確立は、搬送
波再生やクロック再生がなされた後に行われており、Ｄ
ＦＴ窓同期再生のために、搬送波やクロック同期が確立
されなければならないが、搬送波やクロック同期を確立
するためには、ＤＦＴ窓同期を確立しなければならない
という矛盾が生じ、従来の装置では、迅速に搬送波やク
ロックを再生することが困難であった。

【００３３】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、ＤＦＴ窓同期の確立とは無関係に、ＯＦＤ
Ｍ信号の搬送波やクロックを再生することができるよう
にするものである。

【００３４】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の信号伝
送装置は、搬送波の各シンボルを、情報系列で規定する
第１の期間と、情報系列で規定しない第２の期間とで構
成して伝送する第１の手段と、複数の搬送波のうち、情
報系列の伝送に用いない搬送波であって、第２の期間の
整数分の１の時間が１周期となる周波数の搬送波をリフ
ァレンスとして伝送する第２の手段とを備えることを特
徴とする。

【００３５】請求項３に記載の信号伝送方法は、搬送波
の各シンボルを、情報系列で規定する第１の期間と、情
報系列で規定しない第２の期間とで構成し、複数の搬送
波のうち、情報系列の伝送に用いない搬送波であって、
第２の期間の整数分の１の時間が１周期となる周波数の
搬送波をリファレンスとして伝送することを特徴とす
る。

【００３６】請求項４に記載の信号受信装置は、リファ
レンスとしての搬送波を用いて位相誤差信号を生成する
第１の生成手段と、リファレンスとしての搬送波に同期
して再生搬送波またはクロックの少なくとも一方を生成
する第２の生成手段とを備えることを特徴とする。

【００３７】請求項６に記載の信号受信方法は、リファ
レンスとしての搬送波を用いて位相誤差信号を生成し、
リファレンスとしての搬送波に同期して搬送波またはク
ロックの少なくとも一方を生成することを特徴とする。

【００３８】

【作用】請求項１に記載の信号伝送装置および請求項３
に記載の信号伝送方法においては、情報系列の伝送に用
いない搬送波であって、第２の期間の整数分の１の時間
が１周期となる周波数の搬送波がリファレンスとして伝
送される。

【００３９】請求項４に記載の信号受信装置および請求
項６に記載の信号受信方法においては、リファレンスと
しての搬送波を用いて位相誤差信号が生成され、この位
相誤差信号に対応して、搬送波またはクロックの少なく
とも一方が生成される。

【００４０】

【実施例】図１は、本発明の送信装置の構成例を表して
おり、図８に示した従来の送信装置と対応する部分には
同一の符号を付してある。この実施例においては、固定
データ発生回路８１が出力する固定データ（リファレン
ス信号）を、コントローラ８４の制御の下、マルチプレ
クサ８２と８３が、Ｉ信号またはＱ信号にかえて選択
し、シリアル／パラレル変換器１と３に出力するように
なされており、その他の構成は、図８における場合と同
様である。

【００４１】次にその動作について説明する。コントロ
ーラ８４は、マルチプレクサ８２と８３を制御し、図示
せぬ回路から供給されるＩ信号とＱ信号を選択させる
か、あるいは固定データ発生回路８１が発生する固定デ
ータ（リファレンス信号）のＩ信号成分とＱ信号成分を
選択させる。マルチプレクサ８２と８３が、図示せぬ回
路から供給される、伝送する情報系列に対応するＩ信号
とＱ信号を選択した場合における動作は、図８における
場合と同様である。

【００４２】すなわち、例えばＯＦＤＭ信号を構成する
第１の周波数の搬送波のＩ信号成分とＱ信号成分は、そ
れぞれシリアル／パラレル変換器１と３においてシリア
ルデータからパラレルデータにシンボルを単位とするデ
ータに変換された後、離散的逆フーリエ変換器２に入力
され、ＩＤＦＴ処理される。

【００４３】離散的逆フーリエ変換器２によりＩＤＦＴ
処理されたＩ信号とＱ信号は、それぞれパラレル／シリ
アル変換器４と１０において、パラレルデータからシリ
アルデータに戻された後、バッファメモリ５と１１に供
給され、記憶される。そして、バッファメモリ５と１１
において所定の期間のガードインタバルが付加された
後、Ｄ／Ａ変換器６と１２においてＤ／Ａ変換される。
Ｄ／Ａ変換器６と１２の出力は、ローパスフィルタ７と
１３に入力され、折り返し成分が除去された後、乗算器
８と１４に入力される。

【００４４】乗算器８は、ローパスフィルタ７より入力
されたＩ信号と、局部発振器１５が出力し、９０゜移相
器１６で９０゜だけその位相を移相した搬送波とを乗算
をする。同様に、乗算器１４は、ローパスフィルタ１３
が出力するＱ信号と、局部発振器１５が出力する搬送波
とを乗算する。

【００４５】加算器９は、乗算器８と１４の出力する信
号を加算し、バンドパスフィルタ１７に出力する。バン
ドパスフィルタ１７は、所定の中間周波数帯域の信号の
みを抽出し、ＲＦコンバータ１８に出力する。ＲＦコン
バータ１８は、入力された信号の周波数を変換し、送信
アンテナ１９より電波として出力する。

【００４６】以上のような動作が、伝送すべき情報系列
に対応して、ＯＦＤＭ信号の各搬送波毎に行われる。

【００４７】さらにこの実施例においては、情報系列に
対応して所定の周波数の搬送波を伝送するだけでなく、
固定データ発生回路８１が発生する固定データ（リファ
レンス信号）としての搬送波も、ＯＦＤＭ信号の搬送波
の１つとして伝送する。この場合、コントローラ８４は
マルチプレクサ８２と８３を制御し、固定データ発生回
路８１の出力を選択し、シリアル／パラレル変換器１と
３に供給させる。そして、この固定データに対応する処
理が上述した場合と同様に実行され、リファレンス信号
としての搬送波が伝送される。

【００４８】リファレンス信号としての搬送波として
は、バッファメモリ５と１１で付加されるガードインタ
バルの時間の整数分の１の時間が１周期となる周波数の
搬送波のうち、情報系列の伝送に使用しない搬送波が用
いられる。

【００４９】ガードインタバルの時間の整数分の１の時
間が１周期となる所定の周波数の信号は、ガードインタ
バルが１周期の整数倍の長さとなるので、その振幅と位
相を一定にすると、図２に示すように、ＤＦＴの窓位相
に無関係に連続した信号となる（位相が不連続にならな
い）。

【００５０】例えばマルチプレクサ８２と８３の出力は
シリアル／パラレル変換器１と３に入力されて、１０２
４ポイントの離散的フーリエ逆変換のためのデータとな
る。このシリアル／パラレル変換器１と３のデータ配列
はＯＦＤＭの各搬送波に対応する配列とされている。

【００５１】図３に、このようなリファレンス信号を挿
入した本発明によるＯＦＤＭ信号のスペクトル構成の一
例を示した。この図３の例では１０２４ポイントのうち
の２４ポイントのＤＦＴを用いるようにしている。ＤＦ
Ｔ係数番号０乃至２３にＯＦＤＭの各搬送波が対応する
が、係数番号０，２，２０，２２，２３にはデータ０を
割り当てて、実質的に出力がでないようにしている。そ
してＤＦＴ係数番号３乃至１９に、実際の伝送情報（Ｉ
信号とＱ信号により規定されるＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの
変調信号）を割り当て、実質的に最も下と上の周波数の
ＤＦＴ係数番号１と２１は、それぞれ搬送波再生用とク
ロック再生用のリファレンス用の搬送波としている。

【００５２】図１におけるシリアル／パラレル変換器１
と３から出力される並列データは、図３に示したような
各ＤＦＴ係数番号と情報伝送用搬送波およびリファレン
ス用搬送波の関係になるようになされる。

【００５３】図４は、図１に示す信号伝送装置より伝送
された信号を受信する、信号受信装置の構成例を表して
いる。この図４を、上述した図９と比較して明らかなよ
うに、その基本的構成は従来の場合と同様である。ただ
し、この実施例においては、アドレスコントローラ５２
より搬送波再生回路４６に、ＲＥＦ１信号が供給されて
いる。このＲＥＦ１信号は、Ｑ信号がリファレンス信号
である場合にのみ、ハイレベルとなる信号である。ま
た、搬送波再生回路４６とクロック再生回路４９には、
バッファメモリ４３と４５の出力のうち一方のみ（図４
の実施例の場合、バッファメモリ４５の出力のみ）が供
給されるようになされている。

【００５４】搬送波再生回路４６は、図５に示すように
構成される。すなわち、搬送波再生回路４６は、バッフ
ァメモリ４５が出力する再生Ｑ信号がそのデータ（Ｄ）
端子に入力されるＤ型フリップフロップ１０１と、Ｄ型
フリップフロップ１０１の出力を平滑し、位相誤差電圧
として局部発振器４７に出力するローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）１０２とにより構成されている。Ｄ型フリップフ
ロップ１０１のクロック端子には、ＲＥＦ１信号が入力
されている。

【００５５】次に、図４の実施例の動作について説明す
る。この装置がＩ信号とＱ信号を再生する動作は、基本
的に図９における場合と同様であるので省略する。

【００５６】そこで次に、図５に示す搬送波再生回路４
６の動作について説明する。Ｄ型フリップフロップ１０
１のＤ端子には、バッファメモリ４５が出力するＱ信号
が入力される。そして、このＤ型フリップフロップ１０
１のクロック端子には、Ｑ信号がリファレンス信号であ
る場合にハイレベルとなるＲＥＦ１信号がアドレスコン
トローラ５２より入力される。従って、Ｄ型フリップフ
ロップ１０１は、リファレンス信号のＱ信号成分をサン
プリングすることになる。

【００５７】このＤ型フリップフロップ１０１に保持さ
れるデータは、図６に示すように、送信側で送信したリ
ファレンスと、受信側で受信したリファレンスとの間に
位相誤差φが存在するとき、その位相誤差に対応して、
図７に示すような位相誤差検出特性を示すデータとな
る。そこで、このＤ型フリップフロップ１０１の出力を
ローパスフィルタ１０２で位相誤差電圧ε（φ）に変換
し、局部発振器４７に制御電圧として供給する。その結
果、局部発振器４７が出力する再生搬送波の位相が、送
信側で送信した搬送波の位相と同期することになる。

【００５８】図示は省略するが、クロック再生回路４９
も、搬送波再生回路４６と同様に図５に示すように構成
されている。クロック再生回路４９の出力する位相誤差
電圧に対応して局部発振器５０が制御され、局部発振器
５０が出力するクロックの位相が、送信側のクロックの
位相に同期される。局部発振器５０が出力するクロック
は、図４において、Ａ／Ｄ変換器３５と４０の後段の各
回路に供給される。

【００５９】なお、搬送波再生回路４６においては、図
３に示すリファレンス用の搬送波ｆ₁が検出されるが、
クロック再生回路４９においては、リファレンス用の搬
送波ｆ₂₁が検出される。

【００６０】このように送信側において、ガードインタ
バルの整数分の１の周波数を有する任意の搬送波をリフ
ァレンス信号としてＯＦＤＭに挿入するようにしたの
で、受信側においては、ＤＦＴ窓位相によらず、このリ
ファレンス信号の位相誤差を検出して、その移相誤差に
対応して、搬送波とクロックを、簡単且つ精度よく再生
することができる。

【００６１】

【発明の効果】以上の如く請求項１に記載の信号伝送装
置および請求項３に記載の信号伝送方法によれば、複数
の搬送波のうち、情報系列の伝送に用いない搬送波であ
って、第２の期間の整数分の１の時間が１周期となる周
波数の搬送波をリファレンス信号として伝送するように
したので、受信側において、搬送波やクロックを、迅速
且つ簡単に再生することが可能となる。

【００６２】また、請求項４に記載の信号受信装置と請
求項６に記載の信号受信方法によれば、リファレンスと
しての搬送波の位相誤差に対応して、搬送波またはクロ
ックの少なくとも一方を生成するようにしたので、迅速
且つ確実に搬送波またはクロックを生成することが可能
になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の信号伝送装置の構成例を示すブロック
図である。

【図２】図１の固定データ発生回路８１が出力するリフ
ァレンス信号を説明する図である。

【図３】図１の実施例におけるＯＦＤＭ信号のスペクト
ルを説明する図である。

【図４】本発明の信号受信装置の構成例を示すブロック
図である。

【図５】図４の搬送波再生回路４６の構成例を示すブロ
ック図である。

【図６】図５の実施例で検出する位相誤差を説明する図
である。

【図７】図５の実施例における位相誤差特性を示す図で
ある。

【図８】従来の信号送信装置の構成例を示すブロック図
である。

【図９】従来の信号受信装置の構成例を示すブロック図
である。

【図１０】図９の搬送波再生回路４６の構成例を示すブ
ロック図である。

【図１１】図１０の検出する位相誤差を説明する図であ
る。

【図１２】図１０の例の位相誤差検出特性を示す図であ
る。

【図１３】ＤＦＴ窓位相を説明する図である。

【符号の説明】

１シリアル／パラレル変換器２離散的逆フーリエ変換器３シリアル／パラレル変換器４パラレル／シリアル変換器５バッファメモリ１０パラレル／シリアル変換器１１バッファメモリ１５局部発振器１６９０゜移相器３７離散的フーリエ変換器４３，４５バッファメモリ４６搬送波再生回路４７局部発振器４８９０゜移相器４９クロック再生回路５０局部発振器５２アドレスコントローラ８１固定データ発生回路８２，８３マルチプレクサ８４コントローラ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者宮戸良和東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の搬送波の位相と振幅の少なくとも
一方をシンボルを単位とする情報系列で規定して直交周
波数分割多重信号として伝送する信号伝送装置におい
て、前記搬送波の各シンボルを、前記情報系列で規定する第
１の期間と、前記情報系列で規定しない第２の期間とで
構成して伝送する第１の手段と、複数の前記搬送波のうち、前記情報系列の伝送に用いな
い搬送波であって、前記第２の期間の整数分の１の時間
が１周期となる周波数の搬送波をリファレンスとして伝
送する第２の手段とを備えることを特徴とする信号伝送
装置。
【請求項２】前記第２の手段は、前記リファレンスと
しての搬送波を、少なくとも２つ伝送することを特徴と
する請求項１に記載の信号伝送装置。
【請求項３】複数の搬送波の位相と振幅の少なくとも
一方をシンボルを単位とする情報系列で規定して直交周
波数分割多重信号として伝送する信号伝送方法におい
て、前記搬送波の各シンボルを、前記情報系列で規定する第
１の期間と、前記情報系列で規定しない第２の期間とで
構成し、複数の前記搬送波のうち、前記情報系列の伝送に用いな
い搬送波であって、前記第２の期間の整数分の１の時間
が１周期となる周波数の搬送波をリファレンスとして伝
送することを特徴とする信号伝送方法。
【請求項４】複数の搬送波の位相と振幅の少なくとも
一方をシンボルを単位とする情報系列で規定するととも
に、前記搬送波の各シンボルを、前記情報系列で規定す
る第１の期間と、前記情報系列で規定しない第２の期間
とで構成し、複数の前記搬送波のうち、前記情報系列の
伝送に用いない搬送波であって、前記第２の期間の整数
分の１の時間が１周期となる周波数の搬送波がリファレ
ンスとして伝送される直交周波数分割多重信号を受信す
る信号受信装置において、伝送された前記直交周波数分割多重信号を基底帯域信号
に変換する基底帯域変換手段と、前記リファレンスとしての搬送波を用いて位相誤差信号
を生成する第１の生成手段と、前記位相誤差信号に対応して再生搬送波またはクロック
の少なくとも一方を生成する第２の生成手段とを備える
ことを特徴とする信号受信装置。
【請求項５】前記第１の生成手段は、前記リファレン
スとしての搬送波のうち、前記直交周波数分割多重信号
を処理して得られるＩ信号成分またはＱ信号成分を用い
ることを特徴とする請求項４に記載の信号受信装置。
【請求項６】複数の搬送波の位相と振幅の少なくとも
一方をシンボルを単位とする情報系列で規定するととも
に、前記搬送波の各シンボルを、前記情報系列で規定す
る第１の期間と、前記情報系列で規定しない第２の期間
とで構成し、複数の前記搬送波のうち、前記情報系列の
伝送に用いない搬送波であって、前記第２の期間の整数
分の１の時間が１周期となる第１の周波数と第２の周波
数の搬送波がリファレンスとして伝送される直交周波数
分割多重信号を受信する信号受信方法において、伝送された前記直交周波数分割多重信号を基底帯域信号
に変換し、前記リファレンスとしての搬送波を用いて位相誤差信号
を生成し、前記位相誤差信号に対応して搬送波またはクロックの少
なくとも一方を生成することを特徴とする信号受信方
法。