JPH08251933A - インバータの制御装置及び制御方法 - Google Patents
インバータの制御装置及び制御方法Info
- Publication number
- JPH08251933A JPH08251933A JP7045711A JP4571195A JPH08251933A JP H08251933 A JPH08251933 A JP H08251933A JP 7045711 A JP7045711 A JP 7045711A JP 4571195 A JP4571195 A JP 4571195A JP H08251933 A JPH08251933 A JP H08251933A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sine wave
- inverter
- reference sine
- phase
- adjusted
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims abstract description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 abstract 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 3
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータの起動時、インバータ出力側の変
圧器に突入電流が流入することを可及的に抑制すること
にある。 【構成】 複数のスイッチング素子によるフルブリッジ
接続で構成されてその出力側に変圧器が接続され、スイ
ッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの
直流を交流変換する方形波インバータについて、各スイ
ッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作をゲート信号Ｇ1 〜Ｇ
4 により制御するに際し、各スイッチング素子のＯＮ−
ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相差を持つ二つの
基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 のうち、一方の基準正弦波信
号Ｑ1 ，Ｑ2 を任意のゲインＧで振幅調整し、その振幅
調整された一方の基準正弦波信号Ｑ1*，Ｑ2*を他方の基
準正弦波信号Ｑ2 ，Ｑ1 に加算して位相調整し、その位
相調整した基準正弦波信号Ｑ 1'，Ｑ2'を零電位と比較し
て位相調整したゲート信号Ｇ1'〜Ｇ4'を生成する。
圧器に突入電流が流入することを可及的に抑制すること
にある。 【構成】 複数のスイッチング素子によるフルブリッジ
接続で構成されてその出力側に変圧器が接続され、スイ
ッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電源からの
直流を交流変換する方形波インバータについて、各スイ
ッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作をゲート信号Ｇ1 〜Ｇ
4 により制御するに際し、各スイッチング素子のＯＮ−
ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相差を持つ二つの
基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 のうち、一方の基準正弦波信
号Ｑ1 ，Ｑ2 を任意のゲインＧで振幅調整し、その振幅
調整された一方の基準正弦波信号Ｑ1*，Ｑ2*を他方の基
準正弦波信号Ｑ2 ，Ｑ1 に加算して位相調整し、その位
相調整した基準正弦波信号Ｑ 1'，Ｑ2'を零電位と比較し
て位相調整したゲート信号Ｇ1'〜Ｇ4'を生成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータの制御装置及
び制御方法に関し、詳しくは、自励式無効電力補償装置
（ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太
陽光発電システム等の系統連系システムなどに使用され
るインバータの制御装置及び制御方法に関する。
び制御方法に関し、詳しくは、自励式無効電力補償装置
（ＳＶＣ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太
陽光発電システム等の系統連系システムなどに使用され
るインバータの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、自励式無効電力補償装置（ＳＶ
Ｃ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽光発
電システム等の系統連系システムなどに使用される方形
波インバータ２は、図４に示すように太陽電池や燃料電
池等の直流電源１に対して、複数〔図では４つ〕のスイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 をフルブリッジ構成で接続した
ものであり、このインバータ２の出力側に変圧器３が接
続され、その変圧器３を介して負荷〔系統〕と連系され
ている。このインバータ２では、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ4 とＳ3 ，Ｓ2 とを交互にＯＮ−ＯＦＦさせるこ
とにより直流電源１からの直流電力を交流変換して負荷
に供給する。
Ｃ）、可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽光発
電システム等の系統連系システムなどに使用される方形
波インバータ２は、図４に示すように太陽電池や燃料電
池等の直流電源１に対して、複数〔図では４つ〕のスイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 をフルブリッジ構成で接続した
ものであり、このインバータ２の出力側に変圧器３が接
続され、その変圧器３を介して負荷〔系統〕と連系され
ている。このインバータ２では、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ4 とＳ3 ，Ｓ2 とを交互にＯＮ−ＯＦＦさせるこ
とにより直流電源１からの直流電力を交流変換して負荷
に供給する。
【０００３】このインバータ２におけるスイッチング素
子Ｓ1 〜Ｓ4 のＯＮ−ＯＦＦ制御は、図５（ａ）〜
（ｄ）に示すように各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 につ
いて１８０°の導通角でもってＯＮ又はＯＦＦ状態を繰
り返し、スイッチング素子Ｓ1 とＳ3 で出力電圧基本波
電気角に対して６０°位相をずらし〔図５（ａ）（ｃ）
参照〕、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ3 に対してスイッチ
ング素子Ｓ2 ，Ｓ4 をそれぞれ反転させることにより
〔図５（ｂ）（ｄ）参照〕、ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を生
成する。
子Ｓ1 〜Ｓ4 のＯＮ−ＯＦＦ制御は、図５（ａ）〜
（ｄ）に示すように各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 につ
いて１８０°の導通角でもってＯＮ又はＯＦＦ状態を繰
り返し、スイッチング素子Ｓ1 とＳ3 で出力電圧基本波
電気角に対して６０°位相をずらし〔図５（ａ）（ｃ）
参照〕、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ3 に対してスイッチ
ング素子Ｓ2 ，Ｓ4 をそれぞれ反転させることにより
〔図５（ｂ）（ｄ）参照〕、ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を生
成する。
【０００４】これらゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を各スイッチ
ング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与して動作させることにより、
矩形波形を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖout を得
る〔図５（ｅ）参照〕。この出力電圧Ｖout 中に低次、
特に３次の高調波成分が現出することを抑制するために
前記スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 の導通角を前述したよ
うに固定した状態でインバータ２を運転している。
ング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与して動作させることにより、
矩形波形を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖout を得
る〔図５（ｅ）参照〕。この出力電圧Ｖout 中に低次、
特に３次の高調波成分が現出することを抑制するために
前記スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 の導通角を前述したよ
うに固定した状態でインバータ２を運転している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前述したよ
うに１２０°通電幅の出力電圧Ｖout を得るために各ス
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 の導通角を固定した状態でイ
ンバータ２を運転していると、インバータ２の起動時、
前記インバータ２の出力側に接続された変圧器３に過大
な突入電流が流れ、その変圧器３における磁束飽和領域
に達すると過電流を生じる可能性があり、インバータ２
が異常停止する危険性がある。
うに１２０°通電幅の出力電圧Ｖout を得るために各ス
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 の導通角を固定した状態でイ
ンバータ２を運転していると、インバータ２の起動時、
前記インバータ２の出力側に接続された変圧器３に過大
な突入電流が流れ、その変圧器３における磁束飽和領域
に達すると過電流を生じる可能性があり、インバータ２
が異常停止する危険性がある。
【０００６】そこで、本発明は上記問題点に鑑みて提案
されたもので、その目的とするところは、インバータの
起動時、その出力側に接続された変圧器に突入電流が流
入することを可及的に抑制し得るインバータの制御装置
及び制御方法を提供することにある。
されたもので、その目的とするところは、インバータの
起動時、その出力側に接続された変圧器に突入電流が流
入することを可及的に抑制し得るインバータの制御装置
及び制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の技術的手段として、本発明方法は、複数のスイッチン
グ素子によるフルブリッジ接続で構成されてその出力側
に変圧器が接続され、前記スイッチング素子のＯＮ−Ｏ
ＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変換する方形
波インバータについて、前記各スイッチング素子のＯＮ
−ＯＦＦ動作をゲート信号により制御する方法におい
て、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミング
を設定する所定の位相差を持つ二つの基準正弦波信号の
うち、一方の基準正弦波信号を任意のゲインで振幅調整
し、その振幅調整した一方の基準正弦波信号を他方の基
準正弦波信号に加算して位相調整し、その位相調整した
基準正弦波信号を零電位と比較して位相調整したゲート
信号を生成することを特徴とする。
の技術的手段として、本発明方法は、複数のスイッチン
グ素子によるフルブリッジ接続で構成されてその出力側
に変圧器が接続され、前記スイッチング素子のＯＮ−Ｏ
ＦＦ動作により直流電源からの直流を交流変換する方形
波インバータについて、前記各スイッチング素子のＯＮ
−ＯＦＦ動作をゲート信号により制御する方法におい
て、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミング
を設定する所定の位相差を持つ二つの基準正弦波信号の
うち、一方の基準正弦波信号を任意のゲインで振幅調整
し、その振幅調整した一方の基準正弦波信号を他方の基
準正弦波信号に加算して位相調整し、その位相調整した
基準正弦波信号を零電位と比較して位相調整したゲート
信号を生成することを特徴とする。
【０００８】尚、前記インバータの起動時、振幅調整す
る基準正弦波信号のゲインを徐々に減少させることによ
り、ゲート信号の位相調整によりインバータの出力電圧
の実効値を増加させることが望ましい。
る基準正弦波信号のゲインを徐々に減少させることによ
り、ゲート信号の位相調整によりインバータの出力電圧
の実効値を増加させることが望ましい。
【０００９】また、本発明装置は、複数のスイッチング
素子によるフルブリッジ接続で構成されてその出力側に
変圧器が接続され、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦ
Ｆ動作により直流電源からの直流を交流変換する方形波
インバータについて、前記各スイッチング素子のＯＮ−
ＯＦＦ動作をゲート信号により制御する装置であって、
前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設
定する所定の位相差を持つ二つの基準正弦波信号のう
ち、一方の基準正弦波信号に任意のゲインを乗算して振
幅調整する乗算回路と、その乗算により振幅調整した一
方の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に加算して
位相調整する加算回路と、その加算により位相調整した
基準正弦波信号を零電位と比較して位相調整したゲート
信号を生成する比較回路とを具備したことを特徴とす
る。
素子によるフルブリッジ接続で構成されてその出力側に
変圧器が接続され、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦ
Ｆ動作により直流電源からの直流を交流変換する方形波
インバータについて、前記各スイッチング素子のＯＮ−
ＯＦＦ動作をゲート信号により制御する装置であって、
前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設
定する所定の位相差を持つ二つの基準正弦波信号のう
ち、一方の基準正弦波信号に任意のゲインを乗算して振
幅調整する乗算回路と、その乗算により振幅調整した一
方の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に加算して
位相調整する加算回路と、その加算により位相調整した
基準正弦波信号を零電位と比較して位相調整したゲート
信号を生成する比較回路とを具備したことを特徴とす
る。
【００１０】
【作用】本発明では、インバータの各スイッチング素子
のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相差を持
つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準正弦波信号
を任意のゲインで振幅調整し、その振幅調整された一方
の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に加算して位
相調整し、その位相調整した基準正弦波信号を零電位と
比較して位相調整したゲート信号を生成するようにした
から、そのゲート信号の位相調整により、インバータの
出力電圧の実効値を調整できる。特に、前記インバータ
の起動時、振幅調整する基準正弦波信号のゲインを徐々
に減少させることにより、ゲート信号の位相調整により
インバータの出力電圧の実効値を増加させれば、インバ
ータ出力側の変圧器へ突入電流が流入することを抑制す
ることが実現できる。
のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相差を持
つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準正弦波信号
を任意のゲインで振幅調整し、その振幅調整された一方
の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に加算して位
相調整し、その位相調整した基準正弦波信号を零電位と
比較して位相調整したゲート信号を生成するようにした
から、そのゲート信号の位相調整により、インバータの
出力電圧の実効値を調整できる。特に、前記インバータ
の起動時、振幅調整する基準正弦波信号のゲインを徐々
に減少させることにより、ゲート信号の位相調整により
インバータの出力電圧の実効値を増加させれば、インバ
ータ出力側の変圧器へ突入電流が流入することを抑制す
ることが実現できる。
【００１１】
【実施例】本発明を図４に示す方形波インバータに適用
した実施例について図１乃至図３を参照しながら説明す
る。尚、図４及び図５と同一又は相当部分には同一参照
符号を付す。
した実施例について図１乃至図３を参照しながら説明す
る。尚、図４及び図５と同一又は相当部分には同一参照
符号を付す。
【００１２】本発明が適用されるインバータ２は、例え
ば、自励式無効電力補償装置（ＳＶＣ）、可変電圧可変
周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽光発電システム等の系統
連系システムなどに使用されるもので、従来と同様、図
４に示すように太陽電池や燃料電池等の直流電源１に対
して、複数〔図では４つ〕のスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ
4 をフルブリッジ構成で接続し、その交流出力側に変圧
器３を介して負荷〔系統〕が接続されている。
ば、自励式無効電力補償装置（ＳＶＣ）、可変電圧可変
周波数電源（ＶＶＶＦ）や太陽光発電システム等の系統
連系システムなどに使用されるもので、従来と同様、図
４に示すように太陽電池や燃料電池等の直流電源１に対
して、複数〔図では４つ〕のスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ
4 をフルブリッジ構成で接続し、その交流出力側に変圧
器３を介して負荷〔系統〕が接続されている。
【００１３】前記インバータ２では、従来と同様、ゲー
ト信号Ｇ1 〜Ｇ4 〔後述〕に基づいて、スイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ4 とＳ3 ，Ｓ2 とを交互にＯＮ−ＯＦＦさせ
ることにより直流電源１からの直流電力を交流変換して
変圧器３を介して負荷に供給する。
ト信号Ｇ1 〜Ｇ4 〔後述〕に基づいて、スイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ4 とＳ3 ，Ｓ2 とを交互にＯＮ−ＯＦＦさせ
ることにより直流電源１からの直流電力を交流変換して
変圧器３を介して負荷に供給する。
【００１４】本発明では、インバータ２を運転するため
の前記ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を、１２０°の位相差を有
する基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 〔後述〕に基づいて、図
１に示す回路構成を有する制御回路４により生成する。
の前記ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を、１２０°の位相差を有
する基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 〔後述〕に基づいて、図
１に示す回路構成を有する制御回路４により生成する。
【００１５】この制御回路４は、同図に示すように前記
各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 のＯＮ−ＯＦＦタイミン
グを設定する１２０°の位相差を持つ二つの基準正弦波
信号Ｑ1 ，Ｑ2 のうち、一方の基準正弦波信号Ｑ1 （Ｑ
2 ）に任意のゲインＧをそれぞれ乗算して振幅調整する
乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）と、そのゲインＧの乗算により振
幅調整した一方の基準正弦波信号Ｑ1*（Ｑ2*）を他方の
基準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に加算して位相調整する加
算回路Ｂ1 （Ｂ2 ）と、その加算により位相調整した基
準正弦波信号Ｑ1'（Ｑ2'）を零電位と比較して位相調整
したゲート信号Ｇ1'（Ｇ3'）を生成する比較回路Ｃ1
（Ｃ2 ）とを具備する。尚、前記比較回路Ｃ1 （Ｃ2 ）
から出力されたゲート信号Ｇ1'（Ｇ3'）を反転回路Ｄ1
（Ｄ2 ）で反転することにより、位相調整したゲート信
号Ｇ2'（Ｇ4'）が得られる。
各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 のＯＮ−ＯＦＦタイミン
グを設定する１２０°の位相差を持つ二つの基準正弦波
信号Ｑ1 ，Ｑ2 のうち、一方の基準正弦波信号Ｑ1 （Ｑ
2 ）に任意のゲインＧをそれぞれ乗算して振幅調整する
乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）と、そのゲインＧの乗算により振
幅調整した一方の基準正弦波信号Ｑ1*（Ｑ2*）を他方の
基準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に加算して位相調整する加
算回路Ｂ1 （Ｂ2 ）と、その加算により位相調整した基
準正弦波信号Ｑ1'（Ｑ2'）を零電位と比較して位相調整
したゲート信号Ｇ1'（Ｇ3'）を生成する比較回路Ｃ1
（Ｃ2 ）とを具備する。尚、前記比較回路Ｃ1 （Ｃ2 ）
から出力されたゲート信号Ｇ1'（Ｇ3'）を反転回路Ｄ1
（Ｄ2 ）で反転することにより、位相調整したゲート信
号Ｇ2'（Ｇ4'）が得られる。
【００１６】通常の運転状態では、他方の基準正弦波信
号Ｑ2 （Ｑ1 ）に対して、一方の基準正弦波信号Ｑ1
（Ｑ2 ）にゲインＧを乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）により乗算
する。この時、前記ゲインＧを０とし、そのゲインＧを
乗算した一方の基準正弦波信号Ｑ1*（Ｑ2*）を他方の基
準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）を加算回路Ｂ1 （Ｂ2 ）で加
算する。この場合、前述したようにゲインＧが０である
ため、加算回路Ｂ1 （Ｂ 2 ）からは、一方の基準正弦波
信号Ｑ1 （Ｑ2 ）がそのまま出力される〔図２（ａ）実
線参照〕。この一方の基準正弦波信号Ｑ1 （Ｑ2 ）を比
較回路Ｃ1 （Ｃ2）により零電位と比較してスイッチン
グ素子Ｓ1 （Ｓ3 ）をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信
号Ｇ1 （Ｇ3 ）を生成する〔図２（ｂ）（ｄ）実線参
照〕。また、このゲート信号Ｇ1 （Ｇ3 ）を反転回路Ｄ
1 （Ｄ2 ）により反転することによりスイッチング素子
Ｓ2 （Ｓ4 ）をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信号Ｇ2
（Ｇ4）を生成する〔図２（ｃ）（ｅ）実線参照〕。
号Ｑ2 （Ｑ1 ）に対して、一方の基準正弦波信号Ｑ1
（Ｑ2 ）にゲインＧを乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）により乗算
する。この時、前記ゲインＧを０とし、そのゲインＧを
乗算した一方の基準正弦波信号Ｑ1*（Ｑ2*）を他方の基
準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）を加算回路Ｂ1 （Ｂ2 ）で加
算する。この場合、前述したようにゲインＧが０である
ため、加算回路Ｂ1 （Ｂ 2 ）からは、一方の基準正弦波
信号Ｑ1 （Ｑ2 ）がそのまま出力される〔図２（ａ）実
線参照〕。この一方の基準正弦波信号Ｑ1 （Ｑ2 ）を比
較回路Ｃ1 （Ｃ2）により零電位と比較してスイッチン
グ素子Ｓ1 （Ｓ3 ）をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信
号Ｇ1 （Ｇ3 ）を生成する〔図２（ｂ）（ｄ）実線参
照〕。また、このゲート信号Ｇ1 （Ｇ3 ）を反転回路Ｄ
1 （Ｄ2 ）により反転することによりスイッチング素子
Ｓ2 （Ｓ4 ）をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信号Ｇ2
（Ｇ4）を生成する〔図２（ｃ）（ｅ）実線参照〕。
【００１７】これらゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 は、従来と同
様のものであり、これらゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を各スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与することにより、インバ
ータ２を、矩形波を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖ
out でもって運転することになる。
様のものであり、これらゲート信号Ｇ1 〜Ｇ4 を各スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与することにより、インバ
ータ２を、矩形波を有する１２０°通電幅の出力電圧Ｖ
out でもって運転することになる。
【００１８】本発明では、インバータ２の起動時、その
出力側に接続された変圧器３に過大な突入電流が流れる
ことを抑制するため、前記基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 を
以下のようにして振幅及び位相調整する。
出力側に接続された変圧器３に過大な突入電流が流れる
ことを抑制するため、前記基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 を
以下のようにして振幅及び位相調整する。
【００１９】即ち、インバータ２の起動時、他方の基準
正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に対して、一方の基準正弦波信
号Ｑ1 （Ｑ2 ）にゲインＧを乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）で乗
算するが、この時、前記ゲインＧを１とする。そのゲイ
ンＧの乗算により振幅調整した一方の基準正弦波信号Ｑ
1*（Ｑ2*）を他方の基準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に加算
回路Ｂ1 （Ｂ2 ）で加算して位相調整した基準正弦波信
号Ｑ1'（Ｑ2'）を生成する〔図２（ａ）破線及び図３参
照〕。そして、この加算により位相調整した基準正弦波
信号Ｑ1'（Ｑ2'）を比較回路Ｃ1 （Ｃ2 ）により零電位
と比較してスイッチング素子Ｓ1 （Ｓ3 ）をＯＮ−ＯＦ
Ｆするための位相調整したゲート信号Ｇ 1'（Ｇ3'）を生
成する〔図２（ｂ）（ｄ）破線参照〕。また、このゲー
ト信号Ｇ 1'（Ｇ3'）を反転回路Ｄ1 （Ｄ2 ）により反転
することによりスイッチング素子Ｓ2 （Ｓ4 ）をＯＮ−
ＯＦＦするための位相調整したゲート信号Ｇ2'（Ｇ4'）
を生成する〔図２（ｃ）（ｅ）破線参照〕。
正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に対して、一方の基準正弦波信
号Ｑ1 （Ｑ2 ）にゲインＧを乗算回路Ａ1 （Ａ2 ）で乗
算するが、この時、前記ゲインＧを１とする。そのゲイ
ンＧの乗算により振幅調整した一方の基準正弦波信号Ｑ
1*（Ｑ2*）を他方の基準正弦波信号Ｑ2 （Ｑ1 ）に加算
回路Ｂ1 （Ｂ2 ）で加算して位相調整した基準正弦波信
号Ｑ1'（Ｑ2'）を生成する〔図２（ａ）破線及び図３参
照〕。そして、この加算により位相調整した基準正弦波
信号Ｑ1'（Ｑ2'）を比較回路Ｃ1 （Ｃ2 ）により零電位
と比較してスイッチング素子Ｓ1 （Ｓ3 ）をＯＮ−ＯＦ
Ｆするための位相調整したゲート信号Ｇ 1'（Ｇ3'）を生
成する〔図２（ｂ）（ｄ）破線参照〕。また、このゲー
ト信号Ｇ 1'（Ｇ3'）を反転回路Ｄ1 （Ｄ2 ）により反転
することによりスイッチング素子Ｓ2 （Ｓ4 ）をＯＮ−
ＯＦＦするための位相調整したゲート信号Ｇ2'（Ｇ4'）
を生成する〔図２（ｃ）（ｅ）破線参照〕。
【００２０】これらゲート信号Ｇ1'〜Ｇ4'は、通常の運
転状態の場合〔図２の実線〕と異なって位相がずれた状
態となり、これらゲート信号Ｇ1'〜Ｇ4'を各スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与することにより、インバータ２
を、通常の運転状態の場合よりも小さな実効値の出力電
圧Ｖout'で起動することができる〔図２（ｆ）破線参
照〕。その結果、前記インバータ２の出力側に接続され
た変圧器３に過大な突入電流が流れることなく、過電流
を生じてインバータ２が異常停止する危険性はない。
転状態の場合〔図２の実線〕と異なって位相がずれた状
態となり、これらゲート信号Ｇ1'〜Ｇ4'を各スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ4 に付与することにより、インバータ２
を、通常の運転状態の場合よりも小さな実効値の出力電
圧Ｖout'で起動することができる〔図２（ｆ）破線参
照〕。その結果、前記インバータ２の出力側に接続され
た変圧器３に過大な突入電流が流れることなく、過電流
を生じてインバータ２が異常停止する危険性はない。
【００２１】このインバータ２の起動後、前記ゲインＧ
を１から０へ向けて徐々に減少させることにより、前述
と同様な信号処理により、図２（ａ）の矢印で示すよう
に位相調整した基準正弦波信号Ｑ1'，Ｑ2'が位相調整前
の基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2となるように位相調整され
ることになり〔図３参照〕、これにより、図２（ｂ）〜
（ｅ）の矢印で示すように各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ
4 のゲート信号Ｇが位相調整されて、図２（ｆ）の矢印
で示すように起動時の出力電圧Ｖout'の実効値が徐々に
大きくなり、最終的にゲインＧが０となった時点で前記
基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 が通常の運転状態となって１
２０°通電幅を有するインバータ２の出力電圧Ｖout が
得られる〔図２（ａ）〜（ｆ）実線参照〕。
を１から０へ向けて徐々に減少させることにより、前述
と同様な信号処理により、図２（ａ）の矢印で示すよう
に位相調整した基準正弦波信号Ｑ1'，Ｑ2'が位相調整前
の基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2となるように位相調整され
ることになり〔図３参照〕、これにより、図２（ｂ）〜
（ｅ）の矢印で示すように各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ
4 のゲート信号Ｇが位相調整されて、図２（ｆ）の矢印
で示すように起動時の出力電圧Ｖout'の実効値が徐々に
大きくなり、最終的にゲインＧが０となった時点で前記
基準正弦波信号Ｑ1 ，Ｑ2 が通常の運転状態となって１
２０°通電幅を有するインバータ２の出力電圧Ｖout が
得られる〔図２（ａ）〜（ｆ）実線参照〕。
【００２２】尚、上記実施例では、インバータ２の起動
時、その出力電圧Ｖout の実効値を徐々に大きくする場
合について説明したが、本発明はこれに限定されること
なく、インバータ２の運転途中においてその出力電圧Ｖ
out の実効値を徐々に増減して調整する場合についても
適用可能であるのは勿論である。
時、その出力電圧Ｖout の実効値を徐々に大きくする場
合について説明したが、本発明はこれに限定されること
なく、インバータ２の運転途中においてその出力電圧Ｖ
out の実効値を徐々に増減して調整する場合についても
適用可能であるのは勿論である。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、インバータの各スイッ
チング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の
位相差を持つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準
正弦波信号を任意のゲインで振幅調整し、その振幅調整
された一方の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に
加算して位相調整し、その位相調整した基準正弦波信号
を零電位と比較して位相調整したゲート信号を生成する
ようにしたから、インバータの出力電圧の実効値を調整
することができ、特に、前記インバータの起動時、前記
基準正弦波信号のゲインを徐々に減少させることによ
り、出力電圧の実効値を徐々に増加させることができ
て、インバータ出力側の変圧器へ突入電流が流入するこ
とを抑制することが実現でき、過電流によるインバータ
の異常停止を未然に防止できて信頼性が大幅に向上す
る。
チング素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の
位相差を持つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準
正弦波信号を任意のゲインで振幅調整し、その振幅調整
された一方の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に
加算して位相調整し、その位相調整した基準正弦波信号
を零電位と比較して位相調整したゲート信号を生成する
ようにしたから、インバータの出力電圧の実効値を調整
することができ、特に、前記インバータの起動時、前記
基準正弦波信号のゲインを徐々に減少させることによ
り、出力電圧の実効値を徐々に増加させることができ
て、インバータ出力側の変圧器へ突入電流が流入するこ
とを抑制することが実現でき、過電流によるインバータ
の異常停止を未然に防止できて信頼性が大幅に向上す
る。
【図１】本発明の実施例を説明するためのもので、ゲー
ト信号及びインバータの出力電圧を得るための制御ブロ
ック図
ト信号及びインバータの出力電圧を得るための制御ブロ
ック図
【図２】（ａ）はゲート信号を生成するための基準正弦
波信号を示す波形図、（ｂ）〜（ｅ）はスイッチング素
子をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信号を示す波形図、
（ｆ）はインバータの出力電圧を示す波形図
波信号を示す波形図、（ｂ）〜（ｅ）はスイッチング素
子をＯＮ−ＯＦＦするためのゲート信号を示す波形図、
（ｆ）はインバータの出力電圧を示す波形図
【図３】図２（ａ）の基準正弦波信号及び位相調整した
基準正弦波信号のベクトル図
基準正弦波信号のベクトル図
【図４】複数のスイッチング素子をフルブリッジ構成し
たインバータを示す回路図
たインバータを示す回路図
【図５】従来例を説明するためのもので、（ａ）〜
（ｄ）はスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦするためのゲ
ート信号を示す波形図、（ｅ）はインバータの出力電圧
を示す波形図
（ｄ）はスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦするためのゲ
ート信号を示す波形図、（ｅ）はインバータの出力電圧
を示す波形図
１ 直流電源 ２ 方形波インバータ ３ 変圧器 Ｓ1 〜Ｓ4 スイッチング素子 Ｇ1 〜Ｇ4 ゲート信号 Ｇ1'〜Ｇ4' 位相調整したゲート信号 Ｑ1 ，Ｑ2 基準正弦波信号 Ｑ1*，Ｑ2* 振幅調整した基準正弦波信号 Ｑ1'，Ｑ2' 位相調整した基準正弦波信号 Ｖout 出力電圧 Ｖout' 出力電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子によるフルブリ
ッジ接続で構成されてその出力側に変圧器が接続され、
前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電
源からの直流を交流変換する方形波インバータについ
て、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作をゲー
ト信号により制御する方法において、前記各スイッチン
グ素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相
差を持つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準正弦
波信号を任意のゲインで振幅調整し、その振幅調整した
一方の基準正弦波信号を他方の基準正弦波信号に加算し
て位相調整し、その位相調整した基準正弦波信号を零電
位と比較して位相調整したゲート信号を生成することを
特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項２】 前記インバータの起動時、振幅調整する
基準正弦波信号のゲインを徐々に減少させることによ
り、ゲート信号の位相調整によりインバータの出力電圧
の実効値を増加させることを特徴とする請求項１記載の
インバータの制御方法。 - 【請求項３】 複数のスイッチング素子によるフルブリ
ッジ接続で構成されてその出力側に変圧器が接続され、
前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作により直流電
源からの直流を交流変換する方形波インバータについ
て、前記各スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作をゲー
ト信号により制御する装置であって、前記各スイッチン
グ素子のＯＮ−ＯＦＦタイミングを設定する所定の位相
差を持つ二つの基準正弦波信号のうち、一方の基準正弦
波信号に任意のゲインを乗算して振幅調整する乗算回路
と、その乗算により振幅調整した一方の基準正弦波信号
を他方の基準正弦波信号に加算して位相調整する加算回
路と、その加算により位相調整した基準正弦波信号を零
電位と比較して位相調整したゲート信号を生成する比較
回路とを具備したことを特徴とするインバータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7045711A JPH08251933A (ja) | 1995-03-06 | 1995-03-06 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7045711A JPH08251933A (ja) | 1995-03-06 | 1995-03-06 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251933A true JPH08251933A (ja) | 1996-09-27 |
Family
ID=12726943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7045711A Withdrawn JPH08251933A (ja) | 1995-03-06 | 1995-03-06 | インバータの制御装置及び制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08251933A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2013021905A (ja) * | 2011-07-08 | 2013-01-31 | Taida Electronic Ind Co Ltd | Ｄｃ−ａｃコンバーター |
-
1995
- 1995-03-06 JP JP7045711A patent/JPH08251933A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010279214A (ja) * | 2009-06-01 | 2010-12-09 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2013021905A (ja) * | 2011-07-08 | 2013-01-31 | Taida Electronic Ind Co Ltd | Ｄｃ−ａｃコンバーター |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5212630A (en) | Parallel inverter system | |
| JP2526992B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転システム | |
| KR970055166A (ko) | Npc 인버터 제어 시스템 | |
| JPS6082066A (ja) | 電圧形インバ−タ | |
| Borle et al. | Ramptime current control [for power convertors] | |
| US6690588B2 (en) | Direct conversion programmable power source controller: three-phase input with programmable single-phase output | |
| JP3296065B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御回路 | |
| Fu et al. | Super-twisting sliding mode control for neutral point voltage of three-phase four-wire inverter based on SiC/Si hybrid switch | |
| JPH08251933A (ja) | インバータの制御装置及び制御方法 | |
| JP3086574B2 (ja) | 系統連系型インバータ | |
| JP2674402B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| JP2005020870A (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JP3262160B2 (ja) | インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 | |
| JP3367737B2 (ja) | 系統連系インバータの制御装置 | |
| JP3032046B2 (ja) | 静止形無効電力発生装置 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JP2006060961A (ja) | 電力変換装置 | |
| KR100685444B1 (ko) | 단상인버터의 병렬제어시스템 | |
| JP2830619B2 (ja) | 静止形無効電力補償装置 | |
| Gow et al. | Novel fast-acting predictive current mode controller for power electronic converters | |
| Kahrobaeian et al. | Stationary frame current control of single phase grid connected PV inverters | |
| JP2827189B2 (ja) | インバータの出力電圧制御方法 | |
| JP3110898B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3309894B2 (ja) | 自励式無効電力補償装置の制御方法 | |
| JP2578200B2 (ja) | 発電装置の電圧制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020507 |