JPH08265383A - 単一の補間調整フィルタを有するマルチレート受信装置およびその方法 - Google Patents

単一の補間調整フィルタを有するマルチレート受信装置およびその方法

Info

Publication number
JPH08265383A
JPH08265383A JP8045240A JP4524096A JPH08265383A JP H08265383 A JPH08265383 A JP H08265383A JP 8045240 A JP8045240 A JP 8045240A JP 4524096 A JP4524096 A JP 4524096A JP H08265383 A JPH08265383 A JP H08265383A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
filter
signal
sampling
frequency
source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8045240A
Other languages
English (en)
Inventor
Philippe Sehier
フイリツプ・スイエ
Cyril Bertrand
シリル・ベルトラン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Alcatel Lucent NV
Original Assignee
Alcatel NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Alcatel NV filed Critical Alcatel NV
Publication of JPH08265383A publication Critical patent/JPH08265383A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
    • H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 一つまたは複数の源符号周波数Ｆs で送られ
る源デジタル信号の受信装置であって、受信したアナロ
グ信号をベースバンド（４３）に戻し、完全に復調され
たサンプリング信号を送るサンプリング手段（４４）を
含み、該サンプリング手段（４４）は、一般化されたサ
ンプリング条件を守るサンプリング周波数Ｆe で機能す
る装置を提供する。 【解決手段】 装置はサンプリング信号をフィルタする
一個のフィルタモジュール（４８）を含み、該フィルタ
モジュール（４８）は、フィルタ係数ベクトルによって
制御されるデジタルフィルタと、一方で該サンプリング
周波数Ｆe と該源周波数Ｆs の比を考慮して該サンプリ
ング信号の補間を保証し、他方で該伝達チャンネルの分
析を考慮して伝達チャンネルから入る妨害を制限する決
定基準に応じて該フィルタ係数を決定する手段とを含
む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、さまざまな源符
号周波数（frequences symboliques source ）で送られ
る信号の受信装置におけるデジタル信号の受信に関す
る。この発明は特に、たとえば衛星または電波による伝
達用のマルチレートモデムに関する。
【０００２】この発明は、少なくとも二個の別々の源符
号周波数で送られる信号の受信を検討する場合、民間、
軍事を問わず多数の分野に応用することができる。
【０００３】
【従来の技術】実際、ますます用途が増えてきているモ
デムに対しては、複数のデータレートを処理可能である
ことが求められている。この特徴はとりわけ衛星通信を
使用する際は大抵必要になる。たとえば、ＩＢＳ（Inte
rnational Business Systems）規格では、６４ｋｂｓか
ら２Ｍｂｐｓまでの多数のデータレートをモデムが処理
できることを要求している。
【０００４】このようなデータレートに対する多様な要
求は勿論、モデムの複雑性を増す原因となる。事実、送
信フィルタと受信フィルタは、これらがアナログであろ
うとデジタルであろうと、もはや固定したものではな
く、データレートに応じて調整可能でなければならな
い。
【０００５】その上、処理する各々のデータレートに関
して同期または準同期した複数のクロックを発生する必
要がある。固定データレートのモデムで用いられている
電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）をかなり複雑な周波数
合成装置に替えなければならないのである。
【０００６】こうした要求に応えるためのマルチレート
受信装置では、少なくとも三つの構造が知られている。
【０００７】第一の既知のタイプ、いわゆる従来のデジ
タルモデムは図１に示されている。
【０００８】受信信号１１はモジュール１２によってま
ず初めにベースバンドに変換され、モジュール１２はそ
れぞれ同相及び直角位相に変換される二個の信号１３を
送る。同相及び直角位相の１３の信号は次にアナログロ
ーパスフィルタ１４を通過する。複雑な波形（envelopp
e ）はアナログフィルタバンクによってフィルタされ
る。このようなフィルタは、サンプリングに先立ってス
ペクトルの反射防止機能を有する。
【０００９】フィルタされた信号はＡＤ変換モジュール
１５によってサンプリングされる。フィルタされた複雑
な波形は、受信信号と位相同期した符号周波数の多重周
波数クロック１６によってサンプリングされる。得られ
たサンプルは次に変換器によってデジタル化される。
【００１０】前置フィルタ及び除去モジュール１７は帯
域外の妨害信号を減衰し、データレートに応じて変化す
る除去を行うことにより、オーバーサンプリングファク
ターを一般に２〜４個の整数値を有するチャンネルフィ
ルタの入力に戻し、タイミング推定装置を得る。
【００１１】チャンネルフィルタは、適切なエラーレー
ト性能を得るのに必要な適合フィルタリングを行う。こ
のフィルタの最適化基準は、通常、残留符号間干渉とそ
の出力におけるノイズ出力とを最良に調整することにあ
る。
【００１２】フィルタ信号は搬送位相推定モジュール１
１０から送られるデータに応じて作用する位相補正モジ
ュール１９に伝達される。位相エラーはチャンネルフィ
ルタから送られる信号から推定され、補正される。搬送
位相の推定補正法はこの発明の範囲には含まれないので
ここでは説明しない。
【００１３】前置フィルタ（場合によってはチャンネル
フィルタ）から送られるサンプルは、受信信号１７と受
信器の基準（モジュロ符号時間）との一時的な隔たりを
推定するためにタイミング推定モジュール１１１で用い
られる。推定はフィルタされてからデジタル制御発振器
１１３（周波数制御）に送られる（１１２）。複数のタ
イミング推定アルゴリズムを用いることができる。この
ようなアルゴリズムの共通点は、少なくとも２個の入力
信号１１４のオーバーサンプリングファクターを必要と
することにある。
【００１４】デジタル制御発振器１１３は、処理するデ
ータレート１１５の多重化周波数全体を送らなければな
らない。この発振器はまた周波数変調入力１１２を含
み、この周波数変調入力は、最適な位置決めの瞬間にク
ロックの位相を制御することができるタイミング推定装
置１１０によって制御される。
【００１５】このタイプの構造では、モジュール１４の
アナログフィルタ数は、考慮すべき干渉信号の特性や前
置フィルタの有無に依存する。
【００１６】やや異なる実施の形態では、ベースバンド
への変換をアナログ方式ではなくデジタルで行うことが
できる。この場合の操作は勿論ＡＤ変換後に行われる。
【００１７】図２に示された既知のモデムの第二タイプ
によれば、サンプリングクロックの周波数は、データレ
ートに応じて調整できるが位相同期されない。このよう
なモデムは、準同期補間モデムと呼ばれる。一般に選択
されるサンプリング周波数はｑＦs ＋ε型であり、ここ
でＦs は符号周波数、ｑはオーバーサンプリングファク
ター全体、εは送受信発振器の周波数のドリフト特性に
応じて計算される極めて小さい周波数差を示す。
【００１８】モジュール１２、１４、１５、１７〜１１
１は図１と同様であるので、ここでの説明は省く。主な
違いは、発振器２１がもはや推定装置１１１によって位
相制御されないことにある。換言すれば、この構造はル
ープを含まない（「フィードフォワード制御（feedforw
ard ）」）。さらにまた発振器の周波数制御入力をなく
すことができるという長所もある。
【００１９】このタイプの構造の正確な機能原理は、H.
Meyr とM. Oerder による論文「Digital Filter and S
quare Timing Recovery 」（IEEE Transactions on com
munications, １９９８年５月第３６巻第５号）で説明
されている。
【００２０】この構造では、タイミング推定１１１によ
って制御されるデジタル補間フィルタ２２によってサン
プリングエラーの補正を行う。検討された補間フィルタ
の例は、BucketとMoeneclaeyによる論文「Symbol synch
ronizer performance affected by non-ideal interpol
ation in digital modems 」（デジタルモデムにおける
非理想的補間によって影響された符号同期装置の性能）
ICC94 、第９２９ページ（論文カテゴリー：同期；デジ
タル受信アルゴリズムの性能）に記載されている。
【００２１】以上に述べた二つの構造の主な欠点は、複
雑で壊れやすく、コストの高い可変周波数発振器を構成
することにあり、殊にピッチの細かい迅速な周波数変化
が可能でなければならない場合にこれがいえる。
【００２２】第三の型のモデムは非同期補間モデムであ
る。
【００２３】このようなモデムの主な構成は図３に示さ
れている。受信信号１１はベースバンドに変換され（１
３）、次にアンチ−エリアシングフィルタ１４を受け
る。時間Ｔｓの固定サンプリングクロック３１はサンプ
リング装置３２を制御し、サンプリング装置３２は調整
フィルタ３３にサンプルを送る。次に位相補正モジュー
ル３５の制御下で位相補正３４が行われる。
【００２４】最後に補間フィルタ３６を行い、これによ
り符号決定モジュール３７が供給される。補間フィルタ
３６は、補間フィルタ３６と符号決定モジュール３７の
出力によって供給されるタイミング推定モジュール３８
によって制御される。
【００２５】第二タイプに極めて近いこの型の構造は、
既に引用したBucketの論文で特に記載されている。この
構造の主な長所は、サンプリング発振器３１が固定周波
数で機能するという点にある。その結果、クロック発生
装置を大幅に単純化することができる。
【００２６】一般に、サンプリングファクター（Ｘ）は
分数になり、Ｘはサンプリング周波数と符号周波数の比
に対応する。補間装置３２の機能は第二タイプの補間装
置とはやや異なっている（Bucket論文で詳細に説明され
ている）。
【００２７】この構造では、補間装置の入力におけるオ
ーバーサンプリングファクターが、補間装置の複雑性、
チャンネルフィルタの複雑性および所望の性能レベルを
折衷した結果として選択される。値が４以上のオーバー
サンプリングファクターは、性能のごくわずかな劣化を
伴うものの、非常に単純な順序１の補間（線形的補間）
の利用を可能にし、一方、値が２に近いオーバーサンプ
リングファクターはもっとずっと複雑な補間装置を必要
とする。反対に、出力でオーバーサンプリングファクタ
ーに比例するチャンネルフィルタが要する計算出力は、
前置フィルタの計算出力が減少する場合、増加する。
【００２８】従ってこうした非同期補間モデムは固定発
振器を実施するという長所がある。しかしまた同時にい
くつかの欠点も持っている。特に、大きなオーバーサン
プリングファクターを必要とし、いずれの場合も厳密に
値が２以上を必要とする。かくして単純な補間装置（順
序１）を用いるためには、補間装置の入力におけるオー
バーサンプリングファクターの値を少なくとも４必要と
するため、信号のサンプリング周波数は高くなければな
らず、データレートが大きい用途にとっては実施コスト
が高くなってしまう。
【００２９】さらに補間装置３２は本質的に最適な装置
ではないので、システムの性能の劣化の原因となる。
【００３０】また、用いられている各種のフィルタの計
算容量は大きいので、（たとえばシリコン基板面積の）
かさばりを招き、コストおよびまたは計算時間が増加
し、従って生産コストが上昇する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来技術の
こうした様々な欠点を解決することを目的とする。
【００３２】より詳しくは、本発明の目的は、固定周波
数発振器を使用し、既知の型の補間装置に比べて単純化
したマルチレート受信装置を供給することにある。
【００３３】このため、本発明の目的は、従来の装置に
比べて計算時間、計算容量、大きさおよびまたは設計・
生産コストを低減した装置を供給することにある。
【００３４】本発明の他の目的は、従来の装置よりも精
密なこうした装置を供給することにある。特にこの発明
の目的は、補間フィルタによる性能の劣化を導かない装
置を供給することにある。
【００３５】本発明の別の目的は、性能を落とさずに値
を２まで減らしたオーバーサンプリングファクターで機
能する装置を供給することにある。
【００３６】また本発明の目的は、極めて大きいデータ
レートで機能し、迅速かつ正確にデータレートを変える
ことができる装置を供給することにある。
【００３７】
【課題を実施するための手段】これらの目的および後述
する他の目的を達成するための本発明による装置は、一
つまたは複数の源符号周波数Ｆs で送られる源デジタル
信号の受信装置であって、受信したアナログ信号をベー
スバンドに戻し、完全に復調されたサンプリング信号を
送るサンプリング手段を含み、該サンプリング手段は、
一般化されたサンプリング条件を守るサンプリング周波
数Ｆe で機能し、該装置はまた該サンプリング信号をフ
ィルタする一個のフィルタモジュールを含み、該フィル
タモジュールは、フィルタ係数ベクトルによって制御さ
れるデジタルフィルタと、一方で該サンプリング周波数
Ｆe と該源周波数Ｆs の比を考慮して該サンプリング信
号の補間を保証し、他方で該伝達チャンネルの分析を考
慮して伝達チャンネルから入る妨害を制限する決定基準
に応じて該フィルタ係数を決定する手段とを含む。
【００３８】本発明によるフィルタ信号は、源信号を構
成するデジタル信号処理手段を後段で供給し、たとえば
デコーダ手段と、デジタル伝達フレームの構成を認識す
ることによって有効な源信号を抽出する手段と、源デジ
タル信号を構成することが可能な他のあらゆる手段を含
む。これらの手段は本発明の対象とするところではない
ので詳述しない。
【００３９】かくして本発明によれば、補間操作と調整
フィルタ操作は、一個のフィルタモジュールによって同
時に行うことができる。このようにしてフィルタの全体
的な複雑さを低減できるので、コストや基板面積を減少
できる。
【００４０】また、用いられる発振器の発振周波数が一
個しかない場合、従来技術では必要であった補間フィル
タを削除することができる。従ってこのような補間フィ
ルタによる潜在的性能の低下がなくなる。
【００４１】本発明は、別々の連続する二個のフィルタ
を備えた既知の非同期補間モデムから直接考えられたも
のではない。事実、可変発振器を固定発振器に変える場
合、当業者は常に、適切なタイミングでサンプルを再構
成するための補間装置を介在させなければならないと考
えた。こうした補間装置は勿論高い周波数で機能しなけ
ればならない。またあらゆる受信器は、伝達チャンネル
が妨害されるおそれがある場合、整合フィルタを行うこ
とが可能な手段を含まなければならない。特に熱雑音や
妨害信号発生装置をフィルタする一方で、符号間の干渉
効果をなくす、あるいは少なくともこれを制限すること
が必要である。
【００４２】補間操作と整合フィルタ操作は理論的には
全く別のものである。これらは異なるタイミングで行わ
れるし、その目的や方法もまた異なる。このため当業者
がこれらを同一フィルタにまとめると考えることはない
だろう。逆に二個のフィルタが必要であることは文献が
明らかに示している。さらに当業者は、このような二個
のフィルタの各々が複雑であるため、これらを独立して
構成しようと試みている。
【００４３】該決定手段は、該装置の初期化位相で実施
される複数組のフィルタ係数ベクトルの計算手段を含
み、該複数組のベクトルは記憶手段に記憶され、各組の
ベクトルは所定の源符号周波数Ｆs に対応し、さらにま
た該決定手段は、Ｆe ／Ｆs 比および該源信号の伝達遅
延推定値δτに応じて受信中に信号の源符号周波数Ｆs
に対応するベクトルの組の中で最も有効なベクトルを選
択する手段を含む。
【００４４】かくして初期化位相において、各源符号周
波数に対して複数の係数ベクトルを決定する。通常の操
作では、符号周波数が固定されている場合、装置の機能
は極めて単純かつ迅速である。これは主として対応する
組のベクトルの中から最良の係数ベクトルを選択するこ
とからなる。
【００４５】しかしながら、フィルタ係数を決定するた
めの他の方法も本発明の範囲内で実施できることに留意
されたい。とりわけフィルタ係数は、伝達チャンネルの
展開に応じて調整可能である（従って初期化の際に固定
されていない）。
【００４６】係数ベクトルは決定的に計算されるため、
あらゆる型の記憶手段に記憶することができる。該記憶
手段はランダムアクセスメモリー（ＲＡＭ）を含む。
【００４７】事実、ＲＡＭは従来のＲＯＭよりも速い。
【００４８】好適な実施の形態によれば、該決定基準は
平均二乗誤差の最小化基準である。
【００４９】換言すれば、選択された基準は、残留符号
間の干渉とその出力におけるノイズ出力とを最良に折衷
することを目的とする。
【００５０】特定の実施の形態によれば、並行して機能
する同一なＬｔ個のフィルタセル群を含み、該フィルタ
セルのそれぞれの出力は多重化されて完全に復調したデ
ジタル信号を構成する。
【００５１】この技術が特に有効なのは、複数の単純な
同一セルを実施することに基づいているからである。セ
ルは並行して機能するので、各セルのタイミングはＬｔ
で割ることができる。
【００５２】実際、好適には、Ｔｓが該源信号の一個の
符号の持続時間であるとき、該セルの各々は時間Ｔｓ．
Ｌｔの該サンプリング信号の一部をフィルタし、フィル
タモジュールの出力で符号ごとに一個のサンプルを送り
たい場合は、該信号の一部を時間Ｔｓ分だけ互いにずら
すことができる。
【００５３】従来、Ｌｔは５〜１０個である。
【００５４】該セルは累算手段と乗算手段を含む。
【００５５】他の特定の実施の形態において、該フィル
タモジュールは該サンプリング信号が入力される記憶手
段を含み、Ｔｓが該源信号の符号の持続時間であると
き、該サンプリング信号の一部は時間Ｔｓごとに読み込
まれ、フィルタされる。
【００５６】好適には、該決定手段はまた、該フィルタ
係数ベクトルのそれぞれを形成する係数の数もまた決定
する。
【００５７】後述するように、フィルタサンプルを得る
のに必要な累算の数は、推定される伝達遅延と非同期サ
ンプリングによるずれとに応じて変化するのが望まし
い。しかしながら、一個のベクトルに含まれる係数の数
を、必要ならばゼロで補完することにより固定保持する
ことができる。
【００５８】該決定手段はまた、該フィルタモジュール
によってフィルタされる信号の一部の時間を決定する。
この場合、該決定手段は、実施されるセルの数Ｌｔを補
正することができる。
【００５９】本発明の好適な実施の形態によれば、該フ
ィルタモジュールは： −Ｎj 個のフィルタ係数ベクトルを含む記憶手段と； −並行して機能するＬｔ個の同一フィルタセルとを含
み；また該決定手段は、以下の計算すなわち：
【００６０】
【数３】
【００６１】を行い、このとき：Ａ（ｎ）は各符号ａ
（ｎ）から得られる値であり；［ｋf （ｎ）、ｋ
i （ｎ）］は、符号ａ（ｎ）に関する決定変数を決める
ために考慮される該サンプリング信号のサンプリング間
隔を決め、Ｊ（ｎ）は符号ａ（ｎ）に関する決定変数を
決めるために実施する係数ベクトルの番号を示し；
【００６２】
【数４】
【００６３】は、連続する二個のタイミング推定の間の
代数的な差に対応する相対的なタイミング推定である。
【００６４】該一個のフィルタモジュールは、該サンプ
リング信号によって供給されるタイミング推定装置が送
るタイミング信号によって制御される。
【００６５】好適には、該タイミング推定装置は該フィ
ルタモジュールと同様のフィルタ手段を含み、同一のフ
ィルタ係数ベクトルを用いる。
【００６６】この方法により、明らかに装置の複雑性を
制限することができる。特にフィルタモジュールとタイ
ミング推定装置は、同一の記憶手段に記憶された同一の
係数ベクトルを用いることができる。
【００６７】タイミング遅延は比較的ゆっくりと変化す
るので、該タイミング推定装置は、符号時間Ｔｓに関し
て比較的間を空けたタイムスロットで周期的に実施する
ことができる。
【００６８】たとえば、経過時間は約数百の符号時間で
ある。
【００６９】本発明の有利な特徴によれば、サンプリン
グクロックに相当する一個のクロック信号は、該フィル
タモジュールおよびまたは該タイミング推定装置を形成
する構成要素全体を制御する。
【００７０】本発明はまた可能な複数の源符号周波数か
ら選択される源符号周波数Ｆs で送られる源デジタル信
号の受信法に関し、受信したアナログ信号をベースバン
ドに戻してサンプリング信号を送るサンプリング段階
と、該源デジタル信号を再構成するデコーダ段階とを含
み、該サンプリングは、シャノンのサンプリング定理に
よる一定かつ任意のサンプリング周波数Ｆe で確保され
る方法において、該方法は該サンプリング信号をフィル
タし、該デコーダ手段にフィルタ信号を送る一回のフィ
ルタを実施し、また：一連のフィルタ係数ベクトルの組
を決定することからなる初期化段階を含み、各組は所定
の源符号周波数Ｆs に対応し、各ベクトルは所定の受信
状況に対応し、さらに、伝達チャンネル効果およびまた
は非同期サンプリング効果を補正するために、該源信号
の源符号周波数に対応するベクトルの組の中で最も正確
に同期するフィルタ係数ベクトルを選択することからな
る受信源信号のフィルタ段階を含む。好適には、該初期
化段階は以下の段階すなわち： −出合い得る干渉信号に相当する伝達チャンネルテンプ
レートの決定と； −各源符号周波数Ｆs に対して：タイミングエラーの一
連の推定値τの選択と；各タイミングエラー推定値に対
して： ・該一回のフィルタ以外の伝達チャンネルのフィルタ関
数の形式的な計算と； ・該一回のフィルタの入力におけるノイズの計算と； ・該一回のフィルタの係数の関数である二次形式の二乗
誤差の計算と； ・該二次形式の微分および対応するゼロのサーチと； ・該ゼロに対応する係数ベクトルの記憶とを含む。
【００７１】本発明の他の特徴ならびに長所は、限定的
ではなく例として挙げられた発明の好適な実施の形態に
より、一層明らかになろう。
【００７２】
【発明の実施の形態】既に述べたように、本発明の主な
特徴は、一個のフィルタで補間機能とチャンネルフィル
タ機能が確保されるマルチレート受信装置を提案するこ
とにある。これによりフィルタ機能の総合的な複雑さは
補間機能の複雑さの分だけ減る。こうした長所は、チャ
ンネルフィルタが技術水準よりもやや複雑化するのと引
き替えに得られる。
【００７３】補間と調整フィルタとを組み合わせるため
には、総合フィルタを最適化するのに必要な制約が補足
的に課される。このような調整補間フィルタは実際、次
のような操作を行う： −タイミング推定装置から供給される値による最適補
間； −選択的なノイズフィルタ（熱雑音および干渉信号）； −符号間干渉の除去（チャンネル全体の調整フィル
タ）。
【００７４】図４は、本発明によるマルチレートモデム
の受信装置を概略的に示す。図１〜３に関して既に説明
した従来のモジュールについては新たに記載しない。
【００７５】受信信号４１は、ベースバンド（４２）に
戻され、ローパスアナログフィルタ４３によってフィル
タされ、ＡＤ変換器４４によってサンプリングされ、Ａ
Ｄ変換器は固定発振器４６が送る固定サンプリング信号
４５によって制御される。サンプリング信号の周波数
は、この周波数が「一般サンプリング条件」を守る場
合、任意である。
【００７６】連続信号とサンプリングされたその変形信
号が厳密に同じ情報を搬送しなければならないというこ
の条件を満たす周波数は、帯域［ｆm ，ｆM ］型の信号
ｘ（ｔ）に対して以下のように限定される全体Ｄｆに属
する周波数である：
【００７７】
【数５】
【００７８】ここで、
【００７９】
【数６】
【００８０】従ってサンプルは源符号によってタイミン
グＸで送られ、このときＸは、整数ではない１以上の任
意の実数である。
【００８１】これらのサンプルは、源符号によって２個
以上だが２個に近い数にサンプル数を戻す前置フィルタ
・除去４７を受ける。
【００８２】保存されたサンプルは、本発明による補間
フィルタチャンネルフィルタモジュール４８を供給する
一方で、送られる符号の速さでサンプルを同期する（４
１０）ことができるタイミング推定モジュール４９を供
給する。
【００８３】一個のフィルタモジュール４８は次の特性
を有するデジタルフィルタである： −補間フィルタとして、必要な場合にはそれぞれの新し
い入力サンプルの係数を更新する； −整合フィルタとして、チャンネル全体に対応するフィ
ルタで畳み込みを行い、ナイキスト基準にのっとった係
数の組を配置する。
【００８４】以下に詳しく述べる。
【００８５】タイミング推定装置４９は、好適にはフィ
ルタモジュール４８と同じ構造を有する。タイミング推
定装置４９は符号ごとに４個のサンプルを要求する。と
ころで、フィルタ４８の出力では符号ごとに１個のサン
プルで十分である。フィルタ４８から出力されるサンプ
ルを用いて推定装置を供給することを選択した場合に必
要となるのだが、４倍の速さを課してこのメインフィル
タに過剰な負荷をかける必要はない。
【００８６】従ってタイミング推定装置４９に導く分岐
信号線４１１で時々タイミング推定を行うだけでよい。
メインフィルタと同じ性質の補間フィルタは、符号ごと
すなわちNsymb 個の符号ごとに一回フィルタされ、かつ
再同期化される４個のサンプルをこの信号線で送る。Ns
ymb は、通常数百個である：対応する経過時間の間、タ
イミング遅延の値はあまり変わらない。
【００８７】この第二フィルタ４９を場合によっては追
加することによって、全体の構造は「フィードフォワー
ド」型になる。
【００８８】図５は、フィルタモジュール４８の一般的
な構造を示す。
【００８９】前置フィルタモジュール４７から送られる
入力サンプル５１は、このサンプルの到達タイミングで
連続してＲＡＭ５２に記憶される。入力サンプルは部分
ごとにＲＡＭから（読み込み）抽出される。各サンプル
部分５３はフィルタ手段５４に伝達されるが、このフィ
ルタ手段は、乗算器５５と累算器５６とからなる同一構
造のＮ個のセルから構成される。フィルタ手段５４はフ
ィルタサンプル５７を出力し、フィルタサンプルは次に
源デコードを受ける。
【００９０】本発明によれば、フィルタモジュールは以
下の二つの機能を保証する制御論理５８を含む： −サンプル部分５３の境界を固定する情報５９を送るこ
とによるこの部分のフォーマット決定； −５１２を介して係数ベクトル記憶ＲＡＭ５１１を適切
に制御することにより、フィルタモジュールに与えるフ
ィルタ係数ベクトル５１０を選択する。
【００９１】このような二つの機能は、以下の二つの情
報を考慮することにより行われる： −たとえばＦe ／Ｆs 比５１３である源信号のデータレ
ート； −従来の推定装置から送られるタイミング推定５１４。
【００９２】係数ベクトル５１０は制御論理５８によっ
て再び計算することができる。しかしながらこれは非常
に大きい計算容量を必要とする。従って係数ベクトルの
組は、初期化位相で計算するのが有効である。その場
合、計算論理は単に最良の係数ベクトルを選択すること
を目的とする。
【００９３】このような係数の計算法の例が図６に示さ
れている。
【００９４】まず第一に、出合うことが想定される干渉
信号（意図的なノイズであろうがなかろうが）に対応す
るチャンネルのテンプレート（gabarit ）を決定する
（６１）。次に、装置によって処理される各データレー
トＦs （ループ６２）に対してＦe ／Ｆs 比を決める
（６３）（Ｆe は固定サンプリング周波数である）。
【００９５】これらの各データレートのために一組のフ
ィルタ係数ベクトルを計算するが、各ベクトルは所定の
タイミング推定値τに対応する（ループ６４）。
【００９６】従ってτの値を決定する（６５）。好適に
はこのようなτの値は［０、１］に等分に配分される。
これらの各値に対して： ・求められるフィルタ以外のチャンネル全体のフィルタ
関数を形式的に計算する（６６）； ・このフィルタに入力におけるノイズの公式を計算する
（６７）。ノイズは特に前置フィルタを通過する； ・たとえば後述する等式により二乗誤差を計算する（６
８）。本発明の整合補間フィルタの係数に応じた二次形
式としてこの誤差を表す； ・該二次形式の微分を計算し（６９）、行列変換等によ
りゼロをサーチする； ・ゼロに対応する係数ベクトルをＲＡＭに記憶する（６
１０）。
【００９７】この場合、装置の機能は以下のようにな
る： ・Ｆe ／Ｆs 比に応じて一組のベクトルを選択する； ・タイミング推定τと所望の補間サンプルの一時的な位
置とに応じてこの組の一個のベクトルを選択する。
【００９８】次に、本発明により実施することができる
計算法を詳しく説明する。
【００９９】受信信号は以下のように表される：
【０１００】
【数７】
【０１０１】ここで、 ・ｇ（ｔ）は、チャンネルフィルタ全体すなわち送信フ
ィルタ、アンチ−エリアシングフィルタ、前置フィルタ
のパルス応答； ・ｎ（ｔ）は、受信フィルタ全体すなわち反射防止フィ
ルタ及び前置フィルタを通過後の熱雑音； ・ａｋは、ｋ．Ｔｓの瞬間に送られる符号； ・τ（ｔ）は、受信信号の一時的な遅延（符号周波数よ
りもゆっくりと変化すると仮定した）を示す。
【０１０２】符号ａn に関する決定変数Ｕ（ｋ）は、パ
ルス応答受信フィルタの出力ｈ（ｔ）のｎ・Ｔｓ＋τの
瞬間のサンプリングによって得られ、ここでτは受信信
号の一時的な遅延を示す。形式的に連続時間の書き込み
を考えると、Ｕ（ｎ）は以下のように示すことができ
る。
【０１０３】
【数８】
【０１０４】ｇ（ｔ）がナイキスト基準を確認すると、
ｈ（ｔ）はｇ（ｔ）に整合したフィルタとなり、ｈ
（ｔ）＝ｇ* （−ｔ）で表される。通常の場合、ｈ
（ｔ）はシステムの性能を最適化するように選択され
る。一般にｈ（ｔ）は、いわゆる「Minimum Mean Squar
e Error 」基準等を用いることにより、残留符号間の干
渉とノイズ出力との調整が最もうまくいくように選択さ
れる。
【０１０５】デジタル受信装置では、操作は離散的時間
で行われ、対応するフィルタアルゴリズムは以下のよう
になる。
【０１０６】
【数９】
【０１０７】ここでＴｅはチャンネルフィルタの入力に
おけるサンプリング周期を示す。
【０１０８】実現可能性を考えると、無限和は有限数の
項で切られる。アルゴリズムは以下のようになる。
【０１０９】
【数１０】
【０１１０】ここでｋｆ（ｎ）は、スロット［ｋ
f （ｎ）．Ｔｓ．ｋl （ｎ）．Ｔe ］が関数ｈ（ｎ．Ｔ
ｓ−τ−ｋ．Ｔｅ）の主なエネルギー部分を含むように
選択される二個の整数である。
【０１１１】［（−Ｌｔ／２）．Ｔｓ，（Ｌ１／２）．
Ｔｓ］がカット後のｈ（ｔ）の一時的な支持体を示すよ
うに定義される切り取られた長さＬｔ（整数）を仮定す
る。前述の説明から、ｋf （ｎ）とｋl （ｎ）は次のよ
うに選択されなければならない：
【０１１２】
【数１１】
【０１１３】Ａ（ｎ）を次のように定義すると：
【０１１４】
【数１２】
【０１１５】ｋl （ｎ）とｋf （ｎ）は以下のように選
択することができる。
【０１１６】
【数１３】
【０１１７】この選択は式５の近似等式を尊重するもの
であり、厳密に同期したフィルタの要求を満足するもの
である。
【０１１８】式４の総和指数を整理すると、次のような
新しいフィルタアルゴリズムが得られる：
【０１１９】
【数１４】
【０１２０】ここでε（ｎ）は次のように限定される：
【０１２１】
【数１５】
【０１２２】与えるフィルタ機能は、スロット［０、
１］に含まれる量εに依存する。Ｆe／Ｆs 比が有理数
ではない場合、ε（ｎ）は０と１の間に含まれるすべて
の値を取ることができる。実際には、可能なフィルタの
数を制限することが必要になる。これは、有限数の値で
ε（ｎ）を量子化することにより得られる。Ｎj を可能
なフィルタ機能数とし、εq （ｎ）を最も近接する規則
により量子化されるε（ｎ）の値とすると、次の関係が
得られる：
【０１２３】
【数１６】
【０１２４】符号ｎに加える係数の組の番号Ｊ（ｎ）は
次の式によって与えられる：
【０１２５】
【数１７】
【０１２６】対応するフィルタアルゴリズムは以下のよ
うになる：
【０１２７】
【数１８】
【０１２８】このとき、
【０１２９】
【数１９】
【０１３０】一時的な遅延τ（ｎ）は実際には受信装置
によって推定される。アーキテクチャは固定されている
ので、受信器によって推定された値はこの遅延の絶対値
ではなく、（ｎ−１）．Ｔｓの瞬間とｎ．Ｔｓの瞬間の
間の受信器の一時的な基準との差を推定したものであ
る。これは、（ｎ−１）．Ｔｓの瞬間における最適係数
の組をｎ．Ｔｓの瞬間に加えることから生じる。
【０１３１】
【数２０】
【０１３２】がｎ．Ｔｓの瞬間に推定された差を示すと
すると、ｎ．Ｔｓの瞬間の遅延の絶対推定値
【０１３３】
【数２１】
【０１３４】は次の式によって与えられる：
【０１３５】
【数２２】
【０１３６】以上のことから、ｋl （ｎ）−ｋf （ｎ）
＋１の符号に対して等しいフィルタ係数は一定ではな
い。なぜならδτ（ｎ）はスロット
【０１３７】
【数２３】
【０１３８】に変化し、τ（ｎ）は
【０１３９】
【数２４】
【０１４０】におけるＬt 回の「Clock 」の後で変化す
ることがあるからである。ｋl （ｎ）とｋf （ｎ）は次
の式で表される：
【０１４１】
【数２５】
【０１４２】（ｋl （ｎ）−ｋf （ｎ）＋１）は一般に
次のスロットで変化し、
【０１４３】
【数２６】
【０１４４】平均値は
【０１４５】
【数２７】
【０１４６】である。
【０１４７】定常状態ではタイミングエラーの関与は無
視することができ、また前述のスロットよりもずっと短
くなった一スロットにおいて係数の数は変化する。タイ
ミングエラーの影響を無視し得ることにより、ＶＩ（Ｌ
t ．Ｆe ／Ｆs ）とＶＳ（Ｌt ．Ｆe ／Ｆs ）の間で係
数の数は変化し、ここでＶＩは［．］で同様に符号化さ
れる小さい方の第一の整数値に関する関数であり、ＶＳ
は［．］で同様に符号化される大きい方の第一の整数値
に関する関数である。
【０１４８】たとえばＦe ／Ｆs ＝４．１、カット長Ｌ
t が８である場合、係数の数は３２個か３３個である。
【０１４９】実際には、ゼロでない係数の数Ｎcoefは一
定であることが望ましい。従ってＮcoef＝ＶＩ（Ｌt ．
Ｆe ／Ｆs ）を選択している。このような条件では、実
際のフィルタアルゴリズムは次のようになる：
【０１５０】
【数２８】
【０１５１】これまでは一定のフィルタ関数を切り取っ
てずらすことによって係数の組が得られると仮定した。
この方法は最適に近いことが知られている。事実、この
ような係数は、その長さに関するあらゆる制約がなくて
も最適化された。これらは無限パルス応答フィルタ係数
としては最適である。ところがこの係数を切り取ると、
大抵は最適性を失ってしまう。特にこの方法はカットの
長さが短い場合に性能の重大な損失を招く。
【０１５２】この技術を利用することもできるが、異な
るやり方をすることもできる。提案される合成法は、係
数の数が有限であるという条件で、残留符号間干渉とフ
ィルタから出るノイズ出力との調整を最適化することを
検討するものである。数学的には次のように表される：
量子化された各シフト値εに対して、以下の式によって
定義される関数Ｊ（Ｃε）を最小化する係数の組Ｃε
＝［ｃε （０）、ｃε （１）．ｃε （Ｎcoef−
１）］を見つける：
【０１５３】
【数２９】
【０１５４】この代替二次関数は、単純な合成法を供給
するものである。エラー率またはエラー率の限界の比例
関数を用いることも可能である。しかしながらこのよう
な技術は単純な合成法を用いるものではない。
【０１５５】要するに、各符号に対して、使用する受信
信号の第一および最終サンプルの指数と、使用する係数
の組の番号とを知らせるフィルタ制御アルゴリズムは、
以下のようにまとめることができる：
【０１５６】
【数３０】
【０１５７】を行い、このとき：Ａ（ｎ）は瞬間ｎ．Ｔ
s の累算器の値を示し；［ｋf （ｎ）、ｋl （ｎ）］
は、符号ａ（ｎ）に関する決定変数を決めるために考慮
される該サンプリング信号のサンプリング間隔を示し、
Ｊ（ｎ）は符号ａ（ｎ）に関する決定変数を決めるため
に用いられる係数の組の番号を示し；Ｎj は、係数の組
の数を示す（オーバーサンプリングファクターの関
数）。
【０１５８】このように得られた補間フィルタは、Ｌt
個の乗算・累算セルによって構成され、各セルは、Ｌt
に関する決定変数を供給する。セル０はＵ（Ｌt ）を供
給し、セル１はＵ（Ｌt ＋１）を供給し、以下同様に続
く。
【０１５９】こうした構成が可能なのは、各セルによっ
て用いられるサンプルベクトルが分離かつ隣接している
からである。これによりｋf （ｎ）とｋl （ｎ）を決定
するために行われる選択が裏付けられる。
【０１６０】図７は、８個の並列セル７１0 〜７１7 で
組織されたフィルタの標準構造を示す。
【０１６１】単位時間はＴｓであるので、符号時間Ｌｔ
はＴｓの乗算で表される係数の各組の一時的な幅を示
す。この場合、Ｌｔは通常６〜８個の整数である。
【０１６２】信号７２は、符号ごとに２個のサンプルが
サンプリングされる。
【０１６３】総合フィルタは、Ｌｔ個の基本セル７１0
〜７１7 からなる。
【０１６４】各セル７１i は実際にはデジタルフィルタ
であり、この同一セルで特定値分だけ遅延したサンプル
（７３0 〜７３7 ）を別々に処理する。数字ｉに入力さ
れるサンプルは平均して０〜Ｌｔ−１個の実際の値ｉ．
Ｔｓ／Ｌｔだけ遅延する。
【０１６５】各セル７１0 は、選択された係数ベクトル
７６によってサンプル部７３0 の乗算７４を行う。
【０１６６】かくして、Ｌｔ．Ｔｓごとに（Ｌｔ．Ｔｓ
は各フィルタのパルス応答の共通な一時的な長さに対応
する）、Ｌｔ個のフィルタサンプル７７0 〜７７7 を抽
出し、これがデマルチプレクサ装置７８によって分離さ
れる。
【０１６７】各セルはしたがって、Ｌｔ．Ｔｓごとにフ
ィルタサンプルを発生する。この速さでは、選択された
フィルタの係数によって入力サンプルの最終の乗算・累
算を行う際にフィルタサンプルの計算が終了する場合、
次のサンプルが入ってくるや否や次のフィルタサンプル
の計算を始めることができる。
【０１６８】セルの内部構造は単に、制御論理によって
係数の組が選択されるフィルタの構造である。これは図
８に示されている。
【０１６９】入力サンプルは実部分Ｘr （ｋ）と仮想部
分Ｘi （ｋ）とを含み、これらは図示されているように
同期処理を受ける。ここでは実部分の処理を説明するに
とどめる。
【０１７０】サンプルＸr （ｋ）は、各組のベクトルに
対応する制御手段から送られる基本アドレス８５の和８
４に対応するアドレス信号８３と、アドレスカウンタ８
６の内容とに応じて、ＲＡＭ８２で選択された係数で乗
じられる。
【０１７１】乗算８１の結果８７は論理演算装置８８に
伝達され、論理演算装置はＡＬＵ装置８８の出力８１１
を含むレジスタ８１０の内容を再ループ化８９しなが
ら、累算を行う。レジスタの内容８１０は出力レジスタ
８１２に送られ、出力レジスタはフィルタ要素Ｙ
r （Ｎ，ｋ）を出力する。
【０１７２】すべてのセルを組織するためには、一個の
制御信号８１３（以下「クロック（Clock ）」とする）
がこの構造に必要である。クロックは累積時間中は休止
し、クロックを打つ間だけ作用して、すべての構成要素
に累積が終了したことを知らせる。すなわち ・アドレスカウンタ８６はゼロにリセットされ； ・新しい基本アドレス８５が与えられ； ・累積の最終値が出力レジスタ８１２に入力され； ・ＡＬＵ８８は加算を行わずに乗算器８１から出力され
る値８７を通過させ； ・累積レジスタはこの新しい値を取り入れる。
【０１７３】すべてのセルに共通な総合制御論理は、図
９に示されるアーキテクチャによって構成される。この
制御論理は主として、図１０に示された上述の「クロッ
ク」信号をセルに供給することを目的とする。
【０１７４】この信号は累積が終わると、すなわちフィ
ルタがフィルタサンプルを送るときに作動状態（１）に
入る。
【０１７５】この信号を構成する簡単な方法はコンパレ
ータ９１を用いることにあり、出力９２は、その二個の
入力が異なる限り非作動状態にあり、その逆の場合に高
レベル（１）になる。この二つの入力は次のものであ
る： ・サンプリング周波数Ｆe によってクロックされるカウ
ンタ９３の出力； ・係数勾配の長さ発生器９６から送られ、クロック信号
自体よりも遅いタイミングで更新される累算（または一
組の係数）の長さに対応する値９４。
【０１７６】勾配カウンタを除いて、すべての制御論理
要素はフィルタから（クロック信号の制御下で）出力さ
れるサンプルごとに一回だけ励起される。
【０１７７】クロック信号９２は、参照番号１０１で図
１０に示されている。クロック信号はカウンタ９７を供
給し、カウンタ９７はそれ自体が一連のコンパレータ９
８0〜９８Lt-1を供給し、また対応する信号１０２0 〜
１０２Lt-1（図１０）を出力する。
【０１７８】制御論理はまた、適切な一組の係数選択手
段を含む。減算器９９はＦe ／Ｆs比と遅延推定
【０１７９】
【数３１】
【０１８０】との差を出し、次に総和器は９１０は減算
９９の結果と、総和器９１０によって供給されるレジス
タ９１２の内容９１１との和を出す。
【０１８１】内容９１１はまたモジュール９１３に伝達
され、モジュール９１３はこの内容９１１よりも小さい
整数値ｋl を決定し、また勾配の長さ発生モジュール９
６を供給する。このモジュール９６は大きい整数値を得
るために１（９１４）を加え、遅延９１５を与えてｋf
を供給する。
【０１８２】減算器９１６はｋf とｋl の差を計算し、
コンパレータ９１を供給する値９４を出力する。
【０１８３】さらにまた減算器９１７は、レジスタ９１
２の出力９１１とｋl との差を計算し、係数アドレスの
計算モジュール９１８を供給する。この計算モジュール
はデマルチプレクサ９１９を制御し、デマルチプレクサ
は係数基本アドレス９２０0〜９２０Lt-1を各セルに出
力する。
【図面の簡単な説明】
【図１】準同期モデム、非同期補間モデムに対応する従
来技術による第１の受信装置の概略図を示す。
【図２】準同期モデム、非同期補間モデムに対応する従
来技術による第２の受信装置の概略図を示す。
【図３】準同期モデム、非同期補間モデムに対応する従
来技術による第３の受信装置の概略図を示す。
【図４】一個の補間フィルタチャンネルフィルタモジュ
ールを含む本発明による受信装置の概略図である。
【図５】図４のフィルタモジュールの詳細な構成を示す
図である。
【図６】本発明によるフィルタモジュールにおけるフィ
ルタ係数の計算モードを示す図である。
【図７】Ｎ個の並列セルで構成された図４のフィルタモ
ジュールの標準構造を示す図である。
【図８】図７の一個のセルの構造を詳細に示す図であ
る。
【図９】すべてのセルに共通な図７の全体制御論理を示
す図である。
【図１０】図８のセルで用いられる制御信号を示す図で
ある。
【符号の説明】
１２ ベースバンド変換 １５ ＡＤ変換モジュール １７ 前置フィルタ・除去モジュール １９、３５ 位相補正モジュール ３３ 調整フィルタ ３６ 補間フィルタ ３７ 符号決定モジュール ３８、４９ タイミング推定モジュール ４４ ＡＤ変換器 ４６ 固定発振器 ４７ 前置フィルタ・除去モジュール ５４ フィルタ手段 ５５、８１ 乗算器 ５６ 累算器 ５８ 制御論理 ８８ 論理演算装置 ９１ コンパレータ ９７ カウンタ １１０ 搬送位相推定モジュール １１３ デジタル制御発信器 ５１１ 係数ベクトル記憶ＲＡＭ ８１０ レジスタ ８１２ 出力レジスタ

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一つまたは複数の源符号周波数Ｆs で送
    られる源デジタル信号の受信装置であって、受信したア
    ナログ信号をベースバンド（４３）に戻し、完全に復調
    されたサンプリング信号を送るサンプリング手段（４
    ４）を含み、 該サンプリング手段（４４）は、一般化されたサンプリ
    ング条件を守るサンプリング周波数Ｆe で機能する装置
    において、 該サンプリング信号をフィルタする一個のフィルタモジ
    ュール（４８）を含み、該フィルタモジュール（４８）
    は、フィルタ係数ベクトルによって制御されるデジタル
    フィルタ（５４）と、一方で該サンプリング周波数Ｆe
    と該源周波数Ｆs の比を考慮して該サンプリング信号の
    補間を保証し、他方で該伝達チャンネルの分析を考慮し
    て伝達チャンネルから入る妨害を制限する決定基準に応
    じて該フィルタ係数を決定する手段（５８）とを含むこ
    とを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】 該決定手段（５８）は、該装置の初期化
    位相で実施される複数組のフィルタ係数ベクトルの計算
    手段を含み、該複数組のベクトルは記憶手段（５１１、
    ８２）に記憶され、各組のベクトルは所定の源符号周波
    数Ｆs に対応し、該決定手段（５８）はさらにまた、Ｆ
    e ／Ｆs 比および該源信号の伝達遅延推定δτに応じて
    受信中に信号の源符号周波数Ｆs に対応するベクトルの
    組の中で最も有効なベクトルを選択する手段（８４、８
    ６）を含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
  3. 【請求項３】 該記憶手段（５１１、８２）はランダム
    アクセスメモリー（ＲＡＭ）を含むことを特徴とする請
    求項２に記載の装置。
  4. 【請求項４】 該決定基準は、平均二乗誤差の最小化基
    準であることを特徴とする請求項１から３のいずれか一
    項に記載の装置。
  5. 【請求項５】 該フィルタモジュールは、並行して機能
    する同一なＬｔ個のフィルタセル群（７１0 、７１7 ）
    を含み、該フィルタセルのそれぞれの出力は多重化（７
    ８）されて完全に復調したデジタル信号を構成すること
    を特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の装
    置。
  6. 【請求項６】 Ｔｓが該源信号の一つの符号の持続時間
    であるとき、該セルの各々は時間Ｔｓ．Ｌｔ分の該サン
    プリング信号の一部をフィルタし、該信号の一部は時間
    Ｔｓだけ互いにずらすことができることを特徴とする請
    求項５に記載の装置。
  7. 【請求項７】 Ｌｔは５から１０個であることを特徴と
    する請求項５から６のいずれか一項に記載の装置。
  8. 【請求項８】 該セルは累算手段（７５）と乗算手段
    （７４）を含むことを特徴とする請求項５から７のいず
    れか一項に記載の装置。
  9. 【請求項９】 該フィルタモジュールは該サンプリング
    信号が入力される記憶手段（５２）を含み、Ｔｓが該源
    信号の符号の持続時間であるとき、該サンプリング信号
    の一部は時間Ｔｓごとに読み込まれ、フィルタされるこ
    とを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の
    装置。
  10. 【請求項１０】 該決定手段（５８）は、該フィルタ係
    数ベクトルのそれぞれを形成する係数の数もまた決定す
    ることを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記
    載の装置。
  11. 【請求項１１】 該決定手段（５８）は、該フィルタモ
    ジュールによってフィルタされる一部の信号の持続時間
    もまた決定することを特徴とする請求項１から１０のい
    ずれか一項に記載の装置。
  12. 【請求項１２】 該フィルタモジュールは、 Ｎj 個のフィルタ係数ベクトルを含む記憶手段（５１
    １）と；並行して機能する同一なＬｔ個のフィルタセル
    （７１0 〜７１7 ）とを含むこと；該決定手段（５８）
    は、以下の計算すなわち： 【数１】 を行い、このときＡ（ｎ）は各符号ａ（ｎ）から得られ
    る値であり；［ｋf （ｎ）、ｋl （ｎ）］は、符号ａ
    （ｎ）に関する決定変数を決めるために考慮される該サ
    ンプリング信号のサンプリング間隔を決め、Ｊ（ｎ）は
    符号ａ（ｎ）に関する決定変数を決めるために実施する
    係数ベクトルの番号を示し； 【数２】 は、連続する二個のタイミング推定の間の代数的な差に
    対応する相対的なタイミング推定であることを特徴とす
    る請求項１から１１のいずれか一項に記載の装置。
  13. 【請求項１３】 該一個のフィルタモジュールは、該サ
    ンプリング信号によって供給されるタイミング推定装置
    （４９）が送るタイミング信号（４１０）によって制御
    されることを特徴とする請求項１から１２のいずれか一
    項に記載の装置。
  14. 【請求項１４】 該タイミング推定装置（４９）は該フ
    ィルタモジュールと同様のフィルタ手段を含み、同一の
    フィルタ係数ベクトルを用いることを特徴とする請求項
    １３に記載の装置。
  15. 【請求項１５】 該タイミング推定装置（４９）は、符
    号時間Ｔｓに関して比較的間を開けた時間スロットで周
    期的に実施されることを特徴とする請求項１３から１４
    の一項に記載の装置。
  16. 【請求項１６】 サンプリングクロックに対応する一個
    のクロック信号（Clock ）は、該フィルタモジュールお
    よびまたは該タイミング推定装置を構成する要素全体を
    制御することを特徴とする請求項１から１５のいずれか
    一項に記載の装置。
  17. 【請求項１７】 可能な複数の源符号周波数から選択さ
    れる源符号周波数Ｆs で送られる源デジタル信号の受信
    法であって、受信したアナログ信号をベースバンドに戻
    してサンプリング信号を送るサンプリング段階と、該源
    デジタル信号を構成するデコーダ段階とを含み、 該サンプリングは、シャノンのサンプリング定理による
    一定かつ任意のサンプリング周波数Ｆe で確保される方
    法において、 該サンプリング信号をフィルタし、該デコーダ手段にフ
    ィルタ信号を送る一回のフィルタを実施し、また：一連
    のフィルタ係数ベクトルの組を決定する初期化段階を含
    み、ベクトルの各組は所定の源符号周波数Ｆs に対応
    し、各ベクトルは所定の受信状況に対応し、さらに、 伝達チャンネル効果およびまたは非同期サンプリング効
    果を補正するために、該源信号の源符号周波数に対応す
    るベクトルの組の中で最も正確に同期するフィルタ係数
    ベクトルを選択することからなる受信源信号のフィルタ
    段階を含むことを特徴とする方法。
  18. 【請求項１８】 該初期化段階は以下の段階すなわち：
    出合うことが想定される干渉信号に相当する伝達チャン
    ネルテンプレートの決定（６１）と；各源符号周波数Ｆ
    s （６３）に対して：タイミングエラー（６５）の一連
    の推定値τの選択と；各タイミングエラーの推定値に対
    して： ・該一回のフィルタ以外の伝達チャンネルのフィルタ関
    数の形式的な計算（６６）と； ・該一回のフィルタの入力におけるノイズの計算（６
    ７）と； ・該一回のフィルタの係数関数である二次形式の二乗誤
    差の計算（６８）と； ・該二次形式の微分（６９）および対応するゼロのサー
    チと； ・該ゼロに対応する係数ベクトルの記憶（６１０）とを
    含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
JP8045240A 1995-03-02 1996-03-01 単一の補間調整フィルタを有するマルチレート受信装置およびその方法 Pending JPH08265383A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9502429 1995-03-02
FR9502429A FR2731310B1 (fr) 1995-03-02 1995-03-02 Dispositif et procede de reception multidebit a filtrage unique d'interpolation et d'adaptation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH08265383A true JPH08265383A (ja) 1996-10-11

Family

ID=9476657

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8045240A Pending JPH08265383A (ja) 1995-03-02 1996-03-01 単一の補間調整フィルタを有するマルチレート受信装置およびその方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5933467A (ja)
EP (1) EP0730363A1 (ja)
JP (1) JPH08265383A (ja)
CA (1) CA2170568A1 (ja)
FR (1) FR2731310B1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100598702B1 (ko) * 2000-03-22 2006-07-11 넥스원퓨처 주식회사 수신데이터의 수신감도 측정 시스템

Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2759514B1 (fr) * 1997-02-10 1999-03-05 Alsthom Cge Alcatel Dispositif et procede numeriques de filtrage, decimation et transposition en bande de base repartie, et demodulateur numerique correspondant
US6065060A (en) * 1997-06-30 2000-05-16 Integrated Telecom Express Modular multiplicative data rate modem and method of operation
US6359878B1 (en) 1998-07-20 2002-03-19 Wirless Facilities, Inc. Non-data-aided maximum likelihood based feedforward timing synchronization method
US6654432B1 (en) 1998-06-08 2003-11-25 Wireless Facilities, Inc. Joint maximum likelihood frame and timing estimation for a digital receiver
US7515896B1 (en) 1998-10-21 2009-04-07 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships
US6694128B1 (en) 1998-08-18 2004-02-17 Parkervision, Inc. Frequency synthesizer using universal frequency translation technology
US6061551A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US6061555A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for ensuring reception of a communications signal
US7027786B1 (en) 1998-10-21 2006-04-11 Parkervision, Inc. Carrier and clock recovery using universal frequency translation
US6560301B1 (en) 1998-10-21 2003-05-06 Parkervision, Inc. Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments
US6813485B2 (en) 1998-10-21 2004-11-02 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US7039372B1 (en) 1998-10-21 2006-05-02 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments
US7295826B1 (en) 1998-10-21 2007-11-13 Parkervision, Inc. Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof
US6542722B1 (en) 1998-10-21 2003-04-01 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations
US6370371B1 (en) 1998-10-21 2002-04-09 Parkervision, Inc. Applications of universal frequency translation
US7236754B2 (en) 1999-08-23 2007-06-26 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
US6049706A (en) 1998-10-21 2000-04-11 Parkervision, Inc. Integrated frequency translation and selectivity
US6430235B1 (en) 1998-11-05 2002-08-06 Wireless Facilities, Inc. Non-data-aided feedforward timing synchronization method
US7006805B1 (en) 1999-01-22 2006-02-28 Parker Vision, Inc. Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service
US6704558B1 (en) 1999-01-22 2004-03-09 Parkervision, Inc. Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service
US6704549B1 (en) 1999-03-03 2004-03-09 Parkvision, Inc. Multi-mode, multi-band communication system
US6853690B1 (en) 1999-04-16 2005-02-08 Parkervision, Inc. Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments
US6873836B1 (en) 1999-03-03 2005-03-29 Parkervision, Inc. Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US7110435B1 (en) 1999-03-15 2006-09-19 Parkervision, Inc. Spread spectrum applications of universal frequency translation
US7110444B1 (en) 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
US7065162B1 (en) 1999-04-16 2006-06-20 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US7693230B2 (en) 1999-04-16 2010-04-06 Parkervision, Inc. Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion
CA2312869A1 (en) * 1999-06-29 2000-12-29 Nortel Networks Corporation Digital filter and method of providing channel isolation in a radio frequency communication system
US8295406B1 (en) 1999-08-04 2012-10-23 Parkervision, Inc. Universal platform module for a plurality of communication protocols
US7072390B1 (en) 1999-08-04 2006-07-04 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments
US7054296B1 (en) 1999-08-04 2006-05-30 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) technology and applications including techniques of universal frequency translation
US7082171B1 (en) 1999-11-24 2006-07-25 Parkervision, Inc. Phase shifting applications of universal frequency translation
US6963734B2 (en) 1999-12-22 2005-11-08 Parkervision, Inc. Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology
US7292835B2 (en) 2000-01-28 2007-11-06 Parkervision, Inc. Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology
US7010286B2 (en) 2000-04-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals
US7554508B2 (en) 2000-06-09 2009-06-30 Parker Vision, Inc. Phased array antenna applications on universal frequency translation
US7454453B2 (en) 2000-11-14 2008-11-18 Parkervision, Inc. Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof
US7010559B2 (en) 2000-11-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof
US6782058B1 (en) 2001-01-24 2004-08-24 Advanced Micro Devices, Inc. Device and method for interpolated signal resampling between sampling clock cycles
DE10124177A1 (de) * 2001-05-17 2002-11-28 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Rekonstruktion von mit einer Symbolrate getakteten Daten aus einem analogen, verzerrten Signal
US7269216B2 (en) * 2001-06-05 2007-09-11 Kennedy Rodney A Blind magnitude equalizer for segment sync-based timing recovery of receivers
CN1513246A (zh) * 2001-06-05 2004-07-14 皇家菲利浦电子有限公司 校正所接收信号量级而不考虑相位失真的预均衡器
US7349489B2 (en) * 2001-08-13 2008-03-25 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Pulse shaping filter with minimal intersymbol interference
US7072427B2 (en) 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US7085335B2 (en) 2001-11-09 2006-08-01 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
GB2405061B (en) * 2001-12-05 2005-05-18 Matsushita Electric Industrial Co Ltd Multirate digital transceiver
US6975848B2 (en) 2002-06-04 2005-12-13 Parkervision, Inc. Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel
US7321640B2 (en) 2002-06-07 2008-01-22 Parkervision, Inc. Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation
US7379883B2 (en) 2002-07-18 2008-05-27 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7460584B2 (en) 2002-07-18 2008-12-02 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7233632B1 (en) * 2003-08-21 2007-06-19 L-3 Communications Corporation Symbol timing correction for a phase modulated signal with mutually interfering symbols
US7263139B1 (en) * 2003-08-22 2007-08-28 L-3 Communications Corporation Phase correction for a phase modulated signal with mutually interfering symbols
US7689190B2 (en) * 2004-09-30 2010-03-30 St-Ericsson Sa Controlling the frequency of an oscillator
US8223057B2 (en) 2010-09-30 2012-07-17 Schneider Electric USA, Inc. Quantizing sampled inputs using fixed frequency analog to digital conversions through interpolation
US9985608B2 (en) * 2015-09-24 2018-05-29 Analog Devices Global Small area and low power IIR filter structure

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5005168A (en) * 1988-05-02 1991-04-02 Itt Corporation Multirate wire line modem apparatus
US4856030A (en) * 1988-07-20 1989-08-08 Itt Defense Communications Apparatus and methods of locking a receiving modem to a transmitting modem employing a burst signal
JP3168576B2 (ja) * 1990-07-09 2001-05-21 ソニー株式会社 波形等化フィルタ装置
GB9301704D0 (en) * 1993-01-28 1993-03-17 Signal Processors Ltd New digital modem design techniques
US5504785A (en) * 1993-05-28 1996-04-02 Tv/Com Technologies, Inc. Digital receiver for variable symbol rate communications
US5343496A (en) * 1993-09-24 1994-08-30 Bell Communications Research, Inc. Interference suppression in CDMA systems

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100598702B1 (ko) * 2000-03-22 2006-07-11 넥스원퓨처 주식회사 수신데이터의 수신감도 측정 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
FR2731310B1 (fr) 1997-04-11
EP0730363A1 (fr) 1996-09-04
FR2731310A1 (fr) 1996-09-06
CA2170568A1 (fr) 1996-09-03
US5933467A (en) 1999-08-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH08265383A (ja) 単一の補間調整フィルタを有するマルチレート受信装置およびその方法
US6055284A (en) Symbol timing recovery circuit in digital demodulator
JP3337424B2 (ja) デジタル・フィルタ
Harris et al. Multirate digital filters for symbol timing synchronization in software defined radios
US6591283B1 (en) Efficient interpolator for high speed timing recovery
US5513209A (en) Resampling synchronizer of digitally sampled signals
US7411531B2 (en) Methods and apparatus for asynchronous sampling of a received signal at a downsampled rate
US5285482A (en) Timing recovery device for receiver installation using adaptive equalization and oversampling associated with differentially coherent demodulation
US5384552A (en) Clock recovery circuit for extracting clock information from a received baseband signal
KR100925670B1 (ko) 제로포싱 기반 적응형 비동기 수신기
US5933452A (en) Timing interpolator in digital demodulator
USRE39283E1 (en) Method for selective filtering
US6778106B2 (en) Digital sample sequence conversion device
US7042840B2 (en) Method and apparatus for summing asynchronous signal samples in a cable television digital return path
US7333579B2 (en) Robust symbol timing recovery circuit for telephone line modem
Tuukkanen et al. Combined interpolation and maximum likelihood symbol timing recovery in digital receivers
US6590948B1 (en) Parallel asynchronous sample rate reducer
Rice et al. Polyphase filterbanks for symbol timing synchronization in sampled data receivers
Rice et al. Loop control architectures for symbol timing synchronization in sampled data receivers
KR100364542B1 (ko) 심볼 동기화 장치
JP2753485B2 (ja) バーストモード復調装置
Ayarde et al. Timing Synchronization and Viterbi Decoding for FPGA-based SDR Platforms
Fanucci et al. An experimental approach to CDMA and interference mitigation: from system architecture to hardware testing through VLSI design
Vesma et al. Combined matched filter and polynomial-based interpolator for symbol synchronization in digital receivers
Li et al. Transposed-Farrow-structure-based multirate filters for symbol timing synchronization in software defined radio (SDR)