JPH08266085A - ブラシレスｄｃモータ用ステータコイル駆動回路 - Google Patents
ブラシレスｄｃモータ用ステータコイル駆動回路Info
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- JPH08266085A JPH08266085A JP8041082A JP4108296A JPH08266085A JP H08266085 A JPH08266085 A JP H08266085A JP 8041082 A JP8041082 A JP 8041082A JP 4108296 A JP4108296 A JP 4108296A JP H08266085 A JPH08266085 A JP H08266085A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 転流動作中に電流を一定に維持することによ
ってトルクリップルを最小とさせるブラシレスＤＣモー
タ用のステータコイルドライバ回路を提供する。 【解決手段】 本発明によるドライバ回路（８０）は、
コミューテーション（転流）期間中に電流をランプアッ
プ又はランプダウンさせるためのスルーレート制御回路
を有している。該スルーレート制御回路は、コンデンサ
（１０６）と、コンデンサを充電するための第一電流源
（１０２）と、コンデンサを放電させるための第二電流
源（１０４）とから構成されている。本回路は、更に、
検知抵抗（１３０）又は検知電界効果トランジスタ（１
２２）を有すると共に、フィードバック制御を与えるた
めの演算トランスコンダクタンス増幅器（１３２）を有
している。
ってトルクリップルを最小とさせるブラシレスＤＣモー
タ用のステータコイルドライバ回路を提供する。 【解決手段】 本発明によるドライバ回路（８０）は、
コミューテーション（転流）期間中に電流をランプアッ
プ又はランプダウンさせるためのスルーレート制御回路
を有している。該スルーレート制御回路は、コンデンサ
（１０６）と、コンデンサを充電するための第一電流源
（１０２）と、コンデンサを放電させるための第二電流
源（１０４）とから構成されている。本回路は、更に、
検知抵抗（１３０）又は検知電界効果トランジスタ（１
２２）を有すると共に、フィードバック制御を与えるた
めの演算トランスコンダクタンス増幅器（１３２）を有
している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はブラシレス直流モー
タに関するものであって、更に詳細には、ブラシレス直
流モータ用のステータコイルドライバ回路に関するもの
である。更に詳細には、本発明はそのようなドライバ回
路に対するスルーレート制御回路に関するものである。
タに関するものであって、更に詳細には、ブラシレス直
流モータ用のステータコイルドライバ回路に関するもの
である。更に詳細には、本発明はそのようなドライバ回
路に対するスルーレート制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ブラシレス直流モータ（ＤＣモータ）
は、ディスクドライブ、テープドライブ、ビデオカセッ
トプレイヤー等において一般的に使用されており、且
つ、典型的に、それらの適用例においてそれらの性能に
関して厳しい条件のもとで使用されている。１個のステ
ータコイルにおける電流をスイッチオフさせると共に別
のコイルにおける電流をスイッチオンさせることによっ
て達成されるこのようなモータの位相コミュテーション
（転流）期間中に、電流リップルが発生するという問題
があった。これら２つのコイル上の逆起電力（ＢＥＭ
Ｆ）が等しく且つ各コイルによって与えられるトルクも
等しい場合にコミュテーション即ち転流を行なうべきで
あるということが当該技術分野においては公知である。
トルクリップルはコミュテーション期間中における問題
となっており、その結果モータによって不所望の音響的
ノイズが発生され且つモータに関し不必要な摩耗が発生
する。
は、ディスクドライブ、テープドライブ、ビデオカセッ
トプレイヤー等において一般的に使用されており、且
つ、典型的に、それらの適用例においてそれらの性能に
関して厳しい条件のもとで使用されている。１個のステ
ータコイルにおける電流をスイッチオフさせると共に別
のコイルにおける電流をスイッチオンさせることによっ
て達成されるこのようなモータの位相コミュテーション
（転流）期間中に、電流リップルが発生するという問題
があった。これら２つのコイル上の逆起電力（ＢＥＭ
Ｆ）が等しく且つ各コイルによって与えられるトルクも
等しい場合にコミュテーション即ち転流を行なうべきで
あるということが当該技術分野においては公知である。
トルクリップルはコミュテーション期間中における問題
となっており、その結果モータによって不所望の音響的
ノイズが発生され且つモータに関し不必要な摩耗が発生
する。
【０００３】図１は当該技術分野において公知のブラシ
レスＤＣモータの典型的なアーキテクチュアを示してい
る。このアーキテクチュアは、モータ１２と、コミュテ
ータ２０と、ドライバ２２と、電圧源２４とを有してい
る。該モータは、ロータ１４と、ステータ１６と、ホー
ル効果センサ１０３とを有している（このブロック図は
ホール効果センサを示しているが、ホール効果センサを
使用する代わりにロータの位置を決定するためにフロー
ティングコイルのＢＥＭＦ即ち逆起電力を使用すること
も当該技術分野において公知である）。ステータ１６は
Ｙ形態に配列された３個のステータコイル２６ａ，２６
ｂ，２６ｃを有している。動作について説明すると、コ
ミュテータブロック２０は、ドライバブロック２２にお
ける適宜のステータコイルドライバ回路を逐次的に選択
し、当該技術分野において公知の如く、ステータコイル
１６ａ，１６ｂ又は１６ｃの中へ又はそれから外部へ電
流を駆動させる。ホール効果センサ１０３は、ロータ１
４と結合して、必要な位置情報を与え、従ってコミュテ
ータ回路２０は適宜の時間においてドライバ回路２２を
コミュテーション即ち転流を実行させることが可能であ
る。典型的なディスクドライブの動作については例えば
米国特許第５，０１７，８４５号、第５，１７２，０３
６号、第５，１９１，２６９号、第５，２２１，８８１
号、第５，３０６，９８８号等により詳しく記載されて
いる。
レスＤＣモータの典型的なアーキテクチュアを示してい
る。このアーキテクチュアは、モータ１２と、コミュテ
ータ２０と、ドライバ２２と、電圧源２４とを有してい
る。該モータは、ロータ１４と、ステータ１６と、ホー
ル効果センサ１０３とを有している（このブロック図は
ホール効果センサを示しているが、ホール効果センサを
使用する代わりにロータの位置を決定するためにフロー
ティングコイルのＢＥＭＦ即ち逆起電力を使用すること
も当該技術分野において公知である）。ステータ１６は
Ｙ形態に配列された３個のステータコイル２６ａ，２６
ｂ，２６ｃを有している。動作について説明すると、コ
ミュテータブロック２０は、ドライバブロック２２にお
ける適宜のステータコイルドライバ回路を逐次的に選択
し、当該技術分野において公知の如く、ステータコイル
１６ａ，１６ｂ又は１６ｃの中へ又はそれから外部へ電
流を駆動させる。ホール効果センサ１０３は、ロータ１
４と結合して、必要な位置情報を与え、従ってコミュテ
ータ回路２０は適宜の時間においてドライバ回路２２を
コミュテーション即ち転流を実行させることが可能であ
る。典型的なディスクドライブの動作については例えば
米国特許第５，０１７，８４５号、第５，１７２，０３
６号、第５，１９１，２６９号、第５，２２１，８８１
号、第５，３０６，９８８号等により詳しく記載されて
いる。
【０００４】図２はコミュテーションリップルを減少さ
せるために使用されており米国特許第５，１９１，２６
９号に詳細に記載されている従来の回路を示している。
この回路は、ターンオフしている位相上の電圧スルーレ
ート制御及びターンオンしている位相を介しての電流ル
ープの高速なる閉成の組合わせを使用することによって
コミュテーションリップルを減少させている。より詳細
に説明すると、図２はＹ形態にあるステータコイル２６
ａ，２６ｂ，２６ｃを示している。ステータコイル２６
ａに対する低電圧側ドライバ回路は、スイッチ５６、電
流源７２、増幅器７０、コンデンサ７６、トランジスタ
３８を有するものとして示されている。ステータコイル
２６ｂに対する低電圧側ドライバ回路は、スイッチ６
２、電流源８４、増幅器８２、コンデンサ８８、トラン
ジスタ４４を有するものとして示してある。
せるために使用されており米国特許第５，１９１，２６
９号に詳細に記載されている従来の回路を示している。
この回路は、ターンオフしている位相上の電圧スルーレ
ート制御及びターンオンしている位相を介しての電流ル
ープの高速なる閉成の組合わせを使用することによって
コミュテーションリップルを減少させている。より詳細
に説明すると、図２はＹ形態にあるステータコイル２６
ａ，２６ｂ，２６ｃを示している。ステータコイル２６
ａに対する低電圧側ドライバ回路は、スイッチ５６、電
流源７２、増幅器７０、コンデンサ７６、トランジスタ
３８を有するものとして示されている。ステータコイル
２６ｂに対する低電圧側ドライバ回路は、スイッチ６
２、電流源８４、増幅器８２、コンデンサ８８、トラン
ジスタ４４を有するものとして示してある。
【０００５】図２において、ステータコイル２６ｂがタ
ーンオンされる場合にステータコイル２６ａがターンオ
フされる。コミュテータが第一スイッチ５６を開成させ
一方第二スイッチ６２を閉成させると、スルーレート制
御器が一方の位相において流れる電流のターンオフ速度
を制御し、一方電流検知抵抗はトランジスタ３８及び４
４内を流れる電流の和を検知する。この電流検知抵抗
は、トランジスタ３８及び４４の加算した電流を表わす
フィードバック電圧を演算増幅器５０の反転入力端へ印
加させる。演算増幅器５０は電圧源の所定の電圧とフィ
ードバック電圧との間の電圧差を表わす電圧をその出力
端において発生し、その際に第二トランジスタのゲート
におけるその電圧差が他の位相のターンオフの速度を制
御し、従ってその位相における全電流はコミュテーショ
ン（転流）を介して一定に維持され且つＶｉｎ／検知抵
抗３０の抵抗値に等しい。
ーンオンされる場合にステータコイル２６ａがターンオ
フされる。コミュテータが第一スイッチ５６を開成させ
一方第二スイッチ６２を閉成させると、スルーレート制
御器が一方の位相において流れる電流のターンオフ速度
を制御し、一方電流検知抵抗はトランジスタ３８及び４
４内を流れる電流の和を検知する。この電流検知抵抗
は、トランジスタ３８及び４４の加算した電流を表わす
フィードバック電圧を演算増幅器５０の反転入力端へ印
加させる。演算増幅器５０は電圧源の所定の電圧とフィ
ードバック電圧との間の電圧差を表わす電圧をその出力
端において発生し、その際に第二トランジスタのゲート
におけるその電圧差が他の位相のターンオフの速度を制
御し、従ってその位相における全電流はコミュテーショ
ン（転流）を介して一定に維持され且つＶｉｎ／検知抵
抗３０の抵抗値に等しい。
【０００６】このアプローチに対する欠点は以下の如く
である。
である。
【０００７】（１）スルーレート制御はＰＷＭ（パルス
幅変調）動作によって打ち消されるので、この技術はＰ
ＷＭモードでは動作せず、従って滑らかな電流の遷移を
阻止する。
幅変調）動作によって打ち消されるので、この技術はＰ
ＷＭモードでは動作せず、従って滑らかな電流の遷移を
阻止する。
【０００８】（２）ターンオンスルーレートを制御する
ために何らかの回路を付加しない限り電流を制御するフ
ェーズ即ち位相の高速のターンオンはＥＭＩを発生し、
電流安定性を犠牲にする可能性がある。
ために何らかの回路を付加しない限り電流を制御するフ
ェーズ即ち位相の高速のターンオンはＥＭＩを発生し、
電流安定性を犠牲にする可能性がある。
【０００９】（３）この回路は、例えばハイパワー適用
例における電流を直列装置が制御する場合に典型的に使
用される「飽和」条件（即ちゲートオーバードライブ）
からコミュテーション（転流）を行なう場合に遅延を最
小とするための何らかのエキストラな回路を必要とす
る。
例における電流を直列装置が制御する場合に典型的に使
用される「飽和」条件（即ちゲートオーバードライブ）
からコミュテーション（転流）を行なう場合に遅延を最
小とするための何らかのエキストラな回路を必要とす
る。
【００１０】（４）部分的には上述した継ぎはぎのため
に、全体的なプレドライバ回路がむしろ複雑なものとな
る。
に、全体的なプレドライバ回路がむしろ複雑なものとな
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、プレドライ
バ回路を簡単化することを目的とする。本発明の別の目
的とするところは、リニアモード及びＰＷＭモードの両
方においてＥＭＩ及び音響ノイズを減少させることであ
る。本発明の更に別の目的とするところは、スルーレー
ト制御に対する局所的なフィードバックが存在しないこ
とに起因する安定性を改善させることである。本発明の
更に別の目的とするところは、低電圧側ドライバ調整及
び直列経路調整の両方に互換性を与えるものである。
バ回路を簡単化することを目的とする。本発明の別の目
的とするところは、リニアモード及びＰＷＭモードの両
方においてＥＭＩ及び音響ノイズを減少させることであ
る。本発明の更に別の目的とするところは、スルーレー
ト制御に対する局所的なフィードバックが存在しないこ
とに起因する安定性を改善させることである。本発明の
更に別の目的とするところは、低電圧側ドライバ調整及
び直列経路調整の両方に互換性を与えるものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の広義の側面によ
れば、多相ＤＣモータのステータコイルを駆動するため
の回路がドライバ回路に対しスルーレート制御回路を設
けることによって改善されている。このスルーレート制
御回路は、コンデンサ、該コンデンサを充電するための
電流源、及び該コンデンサを放電するための電流源を有
している。検知抵抗及び演算トランスコンダクタンス増
幅器フィードバックループと結合してスルーレート制御
回路を使用することによって、コミュテーション（転
流）期間中にコイル内において一定の電流を維持するこ
とが可能であり、そのことはトルクリップル及びＥＭＩ
を減少させる。本発明技術はリニアモードにおいてのみ
ならずＰＷＭモードにおいても効果的なものである。
れば、多相ＤＣモータのステータコイルを駆動するため
の回路がドライバ回路に対しスルーレート制御回路を設
けることによって改善されている。このスルーレート制
御回路は、コンデンサ、該コンデンサを充電するための
電流源、及び該コンデンサを放電するための電流源を有
している。検知抵抗及び演算トランスコンダクタンス増
幅器フィードバックループと結合してスルーレート制御
回路を使用することによって、コミュテーション（転
流）期間中にコイル内において一定の電流を維持するこ
とが可能であり、そのことはトルクリップル及びＥＭＩ
を減少させる。本発明技術はリニアモードにおいてのみ
ならずＰＷＭモードにおいても効果的なものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明の好適実施例に基づいて構
成されたステータコイルドライバ回路について説明す
る。図３を参照すると、ステータコイル２６ａ，２６
ｂ，２６ｃがＹ形態に接続されている。コイル２６ａ用
のドライバ回路８０ａはコイル２６ｂ用のドライバ回路
８０ｂと同一である。更に、Ｙ形態に接続された３個の
コイルを３個の駆動回路が駆動することが望ましい。
成されたステータコイルドライバ回路について説明す
る。図３を参照すると、ステータコイル２６ａ，２６
ｂ，２６ｃがＹ形態に接続されている。コイル２６ａ用
のドライバ回路８０ａはコイル２６ｂ用のドライバ回路
８０ｂと同一である。更に、Ｙ形態に接続された３個の
コイルを３個の駆動回路が駆動することが望ましい。
【００１４】コイル２６ａ用のドライバ回路はインバー
タ１００を有しており、それは、コミュテータ２０から
コイルＡ制御論理信号を受取るための入力端を具備する
と共に、電流源１０２の制御要素へ接続している出力端
を具備している。電流源１０２は電源電圧Ｖｄｄへ接続
しているドレイン端を有すると共に、電流源１０４のド
レイン端と、コンデンサ１０６の第一プレートと、Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０８のゲートとに
接続しているソース端を有している。電流源１０４は、
インバータ１００の入力端へ接続している制御要素を有
すると共に基準電圧（本実施例では接地）へ接続してい
るソース端を有している。コンデンサ１０６の第二プレ
ートは接地へ接続している。トランジスタ１０８は、Ｐ
チャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２及びＰチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１４から構成される
カレントミラーへ接続しているドレインを有している。
トランジスタ１０８のソースは抵抗１１０の第一端へ接
続している。トランジスタ１０８のドレインはトランジ
スタ１１２のドレイン及びゲート及びトランジスタ１１
４のゲートへ接続している。トランジスタ１１２及び１
１４のソースはＶｄｄへ接続している。トランジスタ１
１４のドレインはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジス
タ１１６のドレイン及びゲート及び単位利得バッファ増
幅器１１７の入力端へ接続している。単位利得増幅器１
１７の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ
１１８のゲートへ接続している。トランジスタ１１６
と、バッファ増幅器１１７と、トランジスタ１１８とは
第二カレントミラーを形成しており、その場合に、バッ
ファ増幅器１１７がカレントミラーの性能を改善してい
る。トランジスタ１１８のドレインはＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタ１２０のソースへ接続されると共
にコイル２６ａの一端に接続している。トランジスタ１
２０はコイル２６ａに対する高電圧側ドライバトランジ
スタであり、且つトランジスタ１１８は低電圧側ドライ
バトランジスタである。高電圧側駆動は未接続の状態で
示されているが、当該技術分野において公知の如く、そ
のゲートは高電圧側ドライバ回路に接続されるものであ
ることを理解すべきである。トランジスタ１１６及び１
１８のソースは、ドライバ回路８０ｂにおける同様のト
ランジスタの如く、検知抵抗１３０の第一端へ接続され
ている。検知抵抗１３０の第二端は接地へ接続してい
る。
タ１００を有しており、それは、コミュテータ２０から
コイルＡ制御論理信号を受取るための入力端を具備する
と共に、電流源１０２の制御要素へ接続している出力端
を具備している。電流源１０２は電源電圧Ｖｄｄへ接続
しているドレイン端を有すると共に、電流源１０４のド
レイン端と、コンデンサ１０６の第一プレートと、Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０８のゲートとに
接続しているソース端を有している。電流源１０４は、
インバータ１００の入力端へ接続している制御要素を有
すると共に基準電圧（本実施例では接地）へ接続してい
るソース端を有している。コンデンサ１０６の第二プレ
ートは接地へ接続している。トランジスタ１０８は、Ｐ
チャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２及びＰチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１４から構成される
カレントミラーへ接続しているドレインを有している。
トランジスタ１０８のソースは抵抗１１０の第一端へ接
続している。トランジスタ１０８のドレインはトランジ
スタ１１２のドレイン及びゲート及びトランジスタ１１
４のゲートへ接続している。トランジスタ１１２及び１
１４のソースはＶｄｄへ接続している。トランジスタ１
１４のドレインはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジス
タ１１６のドレイン及びゲート及び単位利得バッファ増
幅器１１７の入力端へ接続している。単位利得増幅器１
１７の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ
１１８のゲートへ接続している。トランジスタ１１６
と、バッファ増幅器１１７と、トランジスタ１１８とは
第二カレントミラーを形成しており、その場合に、バッ
ファ増幅器１１７がカレントミラーの性能を改善してい
る。トランジスタ１１８のドレインはＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタ１２０のソースへ接続されると共
にコイル２６ａの一端に接続している。トランジスタ１
２０はコイル２６ａに対する高電圧側ドライバトランジ
スタであり、且つトランジスタ１１８は低電圧側ドライ
バトランジスタである。高電圧側駆動は未接続の状態で
示されているが、当該技術分野において公知の如く、そ
のゲートは高電圧側ドライバ回路に接続されるものであ
ることを理解すべきである。トランジスタ１１６及び１
１８のソースは、ドライバ回路８０ｂにおける同様のト
ランジスタの如く、検知抵抗１３０の第一端へ接続され
ている。検知抵抗１３０の第二端は接地へ接続してい
る。
【００１５】コイル２６ｂに対するドライバ回路はコイ
ル２６ａに対するドライバ回路と類似した態様で構成さ
れている。同一の態様で機能する要素には同一の参照番
号を付してあるが、更に、それらの要素がコイル２６ｂ
ドライバ回路に対するものであることを示すために参照
番号の終りに「ｂ」を付加してある。コイル２６ｂ回路
はコミュテーション（転流）が発生する場合のコイル２
６ａと２６ｂとの間での相互作用を示すために包含され
ている。当業者によって理解される如く、Ｙ形態で構成
された３コイルステータの場合に、コイル２６ｃに対す
る第三ドライバ回路が、モータ内に典型的に設けられて
いる。
ル２６ａに対するドライバ回路と類似した態様で構成さ
れている。同一の態様で機能する要素には同一の参照番
号を付してあるが、更に、それらの要素がコイル２６ｂ
ドライバ回路に対するものであることを示すために参照
番号の終りに「ｂ」を付加してある。コイル２６ｂ回路
はコミュテーション（転流）が発生する場合のコイル２
６ａと２６ｂとの間での相互作用を示すために包含され
ている。当業者によって理解される如く、Ｙ形態で構成
された３コイルステータの場合に、コイル２６ｃに対す
る第三ドライバ回路が、モータ内に典型的に設けられて
いる。
【００１６】コイル２６ｂドライバ回路は、インバータ
１００ｂを有しており、それは、コイルＢ制御論理信号
を受取るための入力端を有すると共に電流源１０２ｂの
制御要素へ接続している出力端を有している。電流源１
０２ｂのドレインはＶｄｄへ接続しており且つ電流源１
０２ｂのソースは電流源１０４ｂのドレインと、コンデ
ンサ１０６ｂの第一プレートと、ＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１０８ｂのゲートとに接続している。
電流源１０４ｂの制御要素はインバータ１００ｂの入力
端へ接続している。コンデンサ１０６ｂの第二プレート
は接地へ接続している。トランジスタ１０８ｂのドレイ
ンはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２ｂの
ドレイン及びゲートへ接続されており且つＰチャンネル
ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１４ｂのゲートへ接続して
いる。トランジスタ１１２ｂ及び１１４ｂのソースはＶ
ｄｄへ接続している。トランジスタ１１２ｂ及び１１４
ｂは第一カレントミラーを形成している。トランジスタ
１１４ｂのドレインはＮチャンネルＭＯＳＥＦＥＴトラ
ンジスタ１１６ｂのドレイン及びゲートへ接続すると共
に単位利得バッファ増幅器１１７ｂの入力端へ接続して
いる。増幅器１１７ｂの出力端はＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１１８ｂのゲートへ接続している。ト
ランジスタ１１６ｂと、単位利得バッファ増幅器と、ト
ランジスタ１１８ｂとは第二カレントミラーを形成して
おり、その場合に、単位利得増幅器がカレントミラーの
性能を改善している。トランジスタ１１６ｂ及び１１８
ｂのソースは検知抵抗１３０の第一端へ接続している。
トランジスタ１１８ｂのドレインはコイル２６ｂの第一
端へ接続している。トランジスタ１２０ｂはコイル２６
ｂに対する高電圧側ドライバトランジスタであり且つそ
のドレインはＶｄｄへ接続しており且つそのソースはコ
イル２６ｂの第一端へ接続している。
１００ｂを有しており、それは、コイルＢ制御論理信号
を受取るための入力端を有すると共に電流源１０２ｂの
制御要素へ接続している出力端を有している。電流源１
０２ｂのドレインはＶｄｄへ接続しており且つ電流源１
０２ｂのソースは電流源１０４ｂのドレインと、コンデ
ンサ１０６ｂの第一プレートと、ＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１０８ｂのゲートとに接続している。
電流源１０４ｂの制御要素はインバータ１００ｂの入力
端へ接続している。コンデンサ１０６ｂの第二プレート
は接地へ接続している。トランジスタ１０８ｂのドレイ
ンはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２ｂの
ドレイン及びゲートへ接続されており且つＰチャンネル
ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１４ｂのゲートへ接続して
いる。トランジスタ１１２ｂ及び１１４ｂのソースはＶ
ｄｄへ接続している。トランジスタ１１２ｂ及び１１４
ｂは第一カレントミラーを形成している。トランジスタ
１１４ｂのドレインはＮチャンネルＭＯＳＥＦＥＴトラ
ンジスタ１１６ｂのドレイン及びゲートへ接続すると共
に単位利得バッファ増幅器１１７ｂの入力端へ接続して
いる。増幅器１１７ｂの出力端はＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１１８ｂのゲートへ接続している。ト
ランジスタ１１６ｂと、単位利得バッファ増幅器と、ト
ランジスタ１１８ｂとは第二カレントミラーを形成して
おり、その場合に、単位利得増幅器がカレントミラーの
性能を改善している。トランジスタ１１６ｂ及び１１８
ｂのソースは検知抵抗１３０の第一端へ接続している。
トランジスタ１１８ｂのドレインはコイル２６ｂの第一
端へ接続している。トランジスタ１２０ｂはコイル２６
ｂに対する高電圧側ドライバトランジスタであり且つそ
のドレインはＶｄｄへ接続しており且つそのソースはコ
イル２６ｂの第一端へ接続している。
【００１７】検知抵抗１３０の第一端は演算トランスコ
ンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）１３２の反転入力端へ接
続している。ＯＴＡ１３２の非反転入力端はＶin信号を
受取る。ＯＴＡ１３２の出力端は駆動回路８０ａ内の抵
抗１１０の第二端へ接続しており且つ駆動回路８０ｂ内
の抵抗１１０ｂの第二端へ接続している。
ンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）１３２の反転入力端へ接
続している。ＯＴＡ１３２の非反転入力端はＶin信号を
受取る。ＯＴＡ１３２の出力端は駆動回路８０ａ内の抵
抗１１０の第二端へ接続しており且つ駆動回路８０ｂ内
の抵抗１１０ｂの第二端へ接続している。
【００１８】定常動作においては、与えられたコイルを
介して流れる電流はコイルＡ、コイルＢ、コイルＣ信号
と結合してＶin信号によって制御される。例えば、コイ
ル２６ａが駆動されるフェーズ（位相）においては、コ
イルＡ信号が電流源１０２をターンオンさせてコンデン
サ１０６を充電させトランジスタ１０８をオン状態とさ
せる。従って、トランジスタ１０８を介して流れる電流
はＶin信号及び検知抵抗１３０からのフィードバック電
圧に応答してＯＴＡ１３２によって制御される。トラン
ジスタ１０８を介しての電流はトランジスタ１１２及び
１１４から形成される第一カレントミラーを介しての電
流を制御し、それは、更に、トランジスタ１１６及び１
１８から形成される第二カレントミラーを制御し、従っ
て低電圧側ドライバトランジスタ１１８を介しての電流
を制御する。コイル２６ａが定常的にオン状態にある場
合には、コイル２６ｂはコイルＢ信号によってターンオ
フされ、その場合に電流源１０２ｂはオフであり且つ電
流源１０４ｂはオンである。この状態において、コンデ
ンサ１０６ｂ上の電荷は電流源１０４ｂによって放電さ
れる。その結果、トランジスタ１０８ｂはオフ状態に保
持される。何故ならば、コンデンサ１０６ｂ上の電圧は
電流源１０４ｂによって低状態に保持されるからであ
る。従って、トランジスタ１１２ｂ及び１１４ｂから形
成される第一カレントミラーはオフ状態にあり、そのこ
とは、トランジスタ１１６ｂ及び１１８ｂをターンオフ
した状態に維持する。
介して流れる電流はコイルＡ、コイルＢ、コイルＣ信号
と結合してＶin信号によって制御される。例えば、コイ
ル２６ａが駆動されるフェーズ（位相）においては、コ
イルＡ信号が電流源１０２をターンオンさせてコンデン
サ１０６を充電させトランジスタ１０８をオン状態とさ
せる。従って、トランジスタ１０８を介して流れる電流
はＶin信号及び検知抵抗１３０からのフィードバック電
圧に応答してＯＴＡ１３２によって制御される。トラン
ジスタ１０８を介しての電流はトランジスタ１１２及び
１１４から形成される第一カレントミラーを介しての電
流を制御し、それは、更に、トランジスタ１１６及び１
１８から形成される第二カレントミラーを制御し、従っ
て低電圧側ドライバトランジスタ１１８を介しての電流
を制御する。コイル２６ａが定常的にオン状態にある場
合には、コイル２６ｂはコイルＢ信号によってターンオ
フされ、その場合に電流源１０２ｂはオフであり且つ電
流源１０４ｂはオンである。この状態において、コンデ
ンサ１０６ｂ上の電荷は電流源１０４ｂによって放電さ
れる。その結果、トランジスタ１０８ｂはオフ状態に保
持される。何故ならば、コンデンサ１０６ｂ上の電圧は
電流源１０４ｂによって低状態に保持されるからであ
る。従って、トランジスタ１１２ｂ及び１１４ｂから形
成される第一カレントミラーはオフ状態にあり、そのこ
とは、トランジスタ１１６ｂ及び１１８ｂをターンオフ
した状態に維持する。
【００１９】図４は、２つのフェーズ（位相）が転流を
行なう場合のコイルＡ制御論理信号とコイルＢ制御論理
信号とに対する相対的な信号のタイミングを示してい
る。コイルＡ制御論理信号は、コイル２６Ａがターンオ
ンされ次いでターンオフされる状態を示している。コイ
ルＢ制御論理信号は、コイル２６Ａ信号がターンオフさ
れる時刻においてコイル２６Ｂがターンオンされること
を示している。その結果得られる電流Ａ波形は、コイル
Ａがターンオフされることによって定常状態の値からゼ
ロへランプダウン即ち勾配をもって下降する電流を示し
ている。同時に、電流Ｂ波形はコイル２６ｂにおける電
流がゼロの電流値から定常状態の電流値へ向かってラン
プアップ即ち勾配をもって上昇することを示しており、
その場合の速度は定常状態からゼロへ移行する波形にお
ける電流と同一の速度である。
行なう場合のコイルＡ制御論理信号とコイルＢ制御論理
信号とに対する相対的な信号のタイミングを示してい
る。コイルＡ制御論理信号は、コイル２６Ａがターンオ
ンされ次いでターンオフされる状態を示している。コイ
ルＢ制御論理信号は、コイル２６Ａ信号がターンオフさ
れる時刻においてコイル２６Ｂがターンオンされること
を示している。その結果得られる電流Ａ波形は、コイル
Ａがターンオフされることによって定常状態の値からゼ
ロへランプダウン即ち勾配をもって下降する電流を示し
ている。同時に、電流Ｂ波形はコイル２６ｂにおける電
流がゼロの電流値から定常状態の電流値へ向かってラン
プアップ即ち勾配をもって上昇することを示しており、
その場合の速度は定常状態からゼロへ移行する波形にお
ける電流と同一の速度である。
【００２０】コミュテーション（転流）期間中に、制御
論理信号コイルＡは高状態から低状態へ移行し、一方制
御論理信号コイルＢは低状態から高状態へ移行する。従
って、電流源１０２はターンオフされ、一方電流源１０
４は、電流源１０２ｂがターンオンされ且つ電流源１０
４ｂがターンオフされるのと同時にターンオンされる。
コンデンサ１０６上の電荷は、コンデンサ１０６ｂ上の
電荷が電荷なしの状態から満杯充電状態へ移行するのと
同時に満杯充電状態から電荷なしの状態へ移行する。そ
の結果、コイル２６ａを介しての電流は、コイル２６ｂ
を介しての電流が定常状態の値へランプアップ即ち勾配
をもって上昇するのと同時に、定常状態の値からゼロへ
ランプダウン即ち勾配をもって下降する。この定常状態
の値は、前述したように、究極的にはＯＴＡ１３２及び
Ｖin信号によって制御される。従って、コミュテーショ
ン即ち転流は、コイル２６ａ及び２６ｂにおける全電流
が実質的に一定の状態に維持するような態様に制御され
る。従って、コミュテーションに起因するノイズはリニ
アモード及びＰＷＭモードの両方において減少される。
更に、スルーレート制御に帯する局所的なフィードバッ
クが存在しないために安定性が向上されている。本発明
は、低電圧側ドライバ調整のみならず直列パス調整の両
方に対し適合性を有している。
論理信号コイルＡは高状態から低状態へ移行し、一方制
御論理信号コイルＢは低状態から高状態へ移行する。従
って、電流源１０２はターンオフされ、一方電流源１０
４は、電流源１０２ｂがターンオンされ且つ電流源１０
４ｂがターンオフされるのと同時にターンオンされる。
コンデンサ１０６上の電荷は、コンデンサ１０６ｂ上の
電荷が電荷なしの状態から満杯充電状態へ移行するのと
同時に満杯充電状態から電荷なしの状態へ移行する。そ
の結果、コイル２６ａを介しての電流は、コイル２６ｂ
を介しての電流が定常状態の値へランプアップ即ち勾配
をもって上昇するのと同時に、定常状態の値からゼロへ
ランプダウン即ち勾配をもって下降する。この定常状態
の値は、前述したように、究極的にはＯＴＡ１３２及び
Ｖin信号によって制御される。従って、コミュテーショ
ン即ち転流は、コイル２６ａ及び２６ｂにおける全電流
が実質的に一定の状態に維持するような態様に制御され
る。従って、コミュテーションに起因するノイズはリニ
アモード及びＰＷＭモードの両方において減少される。
更に、スルーレート制御に帯する局所的なフィードバッ
クが存在しないために安定性が向上されている。本発明
は、低電圧側ドライバ調整のみならず直列パス調整の両
方に対し適合性を有している。
【００２１】図５は図３の検知抵抗をＳＥＮＳＥＦＥＴ
（検知電界効果トランジスタ）カレントミラー回路で置
換した別の実施例を示している。詳細に説明すると、図
５の実施例は、インバータ１００を有しており、それは
入力端を有すると共に、電流源１０２の制御要素へ接続
した出力端を有している。電流源１０２のドレインはＶ
ｄｄへ接続しており、一方電流源１０２のソースは電流
源１０４のドレイン、コンデンサ１０６の第一プレー
ト、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０８のゲ
ートへ接続している。電流源１０４の制御要素はインバ
ータ１００の入力端へ接続しており、電流源１０４のソ
ースは接地へ接続している。コンデンサ１０６の第二プ
レートは接地へ接続している。トランジスタ１０８のド
レインはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２
のドレイン及びゲート及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴト
ランジスタ１１４のゲートへ接続している。トランジス
タ１１２及び１１４のソースはＶｄｄへ接続している。
トランジスタ１１２及び１１４は第一カレントミラーを
形成している。トランジスタ１１４のドレインはＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１６のドレイン及び
ゲート及び増幅器１１７の入力端へ接続している。増幅
器１１７の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジ
スタ１１８のゲートへ接続している。トランジスタ１１
６及び１１８は第二カレントミラーを形成している。Ｎ
チャンネルトランジスタ１２０はコイル２６ａに対する
高電圧側ドライバである。
（検知電界効果トランジスタ）カレントミラー回路で置
換した別の実施例を示している。詳細に説明すると、図
５の実施例は、インバータ１００を有しており、それは
入力端を有すると共に、電流源１０２の制御要素へ接続
した出力端を有している。電流源１０２のドレインはＶ
ｄｄへ接続しており、一方電流源１０２のソースは電流
源１０４のドレイン、コンデンサ１０６の第一プレー
ト、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０８のゲ
ートへ接続している。電流源１０４の制御要素はインバ
ータ１００の入力端へ接続しており、電流源１０４のソ
ースは接地へ接続している。コンデンサ１０６の第二プ
レートは接地へ接続している。トランジスタ１０８のド
レインはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１２
のドレイン及びゲート及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴト
ランジスタ１１４のゲートへ接続している。トランジス
タ１１２及び１１４のソースはＶｄｄへ接続している。
トランジスタ１１２及び１１４は第一カレントミラーを
形成している。トランジスタ１１４のドレインはＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ１１６のドレイン及び
ゲート及び増幅器１１７の入力端へ接続している。増幅
器１１７の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジ
スタ１１８のゲートへ接続している。トランジスタ１１
６及び１１８は第二カレントミラーを形成している。Ｎ
チャンネルトランジスタ１２０はコイル２６ａに対する
高電圧側ドライバである。
【００２２】検知電界効果トランジスタ回路はトランジ
スタ１２２を有しており、そのゲートはトランジスタ１
１８へ接続している。トランジスタ１２２のドレインは
増幅器１２４の反転入力端へ接続しており、該増幅器の
非反転入力端はトランジスタ１１８のドレインへ接続し
ている。増幅器１２４の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１２６のゲートへ接続している。トラ
ンジスタ１２６のドレインはトランジスタ１３６及び１
２８から構成されているカレントミラーへ接続してい
る。トランジスタ１２８のソースはＶｄｄへ接続してお
り且つトランジスタ１２８のドレインはＯＴＡ１３２の
反転入力端及び抵抗１３８へ接続している。
スタ１２２を有しており、そのゲートはトランジスタ１
１８へ接続している。トランジスタ１２２のドレインは
増幅器１２４の反転入力端へ接続しており、該増幅器の
非反転入力端はトランジスタ１１８のドレインへ接続し
ている。増幅器１２４の出力端はＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ１２６のゲートへ接続している。トラ
ンジスタ１２６のドレインはトランジスタ１３６及び１
２８から構成されているカレントミラーへ接続してい
る。トランジスタ１２８のソースはＶｄｄへ接続してお
り且つトランジスタ１２８のドレインはＯＴＡ１３２の
反転入力端及び抵抗１３８へ接続している。
【００２３】トランジスタ１２２、増幅器１２４、トラ
ンジスタ１２６、トランジスタ１２８は、動作してＯＴ
Ａ１３２へ電圧を供給し、それはトランジスタ１１８を
介しての電流に比例している。従って、検知電界効果ト
ランジスタカレントミラー回路は図３における検知抵抗
１３０に置き代わっている。この回路も、コイル２６ａ
及び２６ｂにおける全電流が一定に維持されるような態
様でコミュテーションが制御されるという利点を提供し
ている。従って、コミュテーションに起因するノイズは
リニアモード及びＰＷＭモードの両方において減少され
ている。スルーレート制御に対する局所的フィードバッ
クが存在しないために安定性も向上されている。
ンジスタ１２６、トランジスタ１２８は、動作してＯＴ
Ａ１３２へ電圧を供給し、それはトランジスタ１１８を
介しての電流に比例している。従って、検知電界効果ト
ランジスタカレントミラー回路は図３における検知抵抗
１３０に置き代わっている。この回路も、コイル２６ａ
及び２６ｂにおける全電流が一定に維持されるような態
様でコミュテーションが制御されるという利点を提供し
ている。従って、コミュテーションに起因するノイズは
リニアモード及びＰＷＭモードの両方において減少され
ている。スルーレート制御に対する局所的フィードバッ
クが存在しないために安定性も向上されている。
【００２４】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。例えば、ＭＯＳ装置の代わりにバイポーラトランジ
スタを使用することも可能である。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。例えば、ＭＯＳ装置の代わりにバイポーラトランジ
スタを使用することも可能である。
【図１】 従来のＤＣモータ制御回路のブロック図。
【図２】 従来のドライバ回路の概略図。
【図３】 本発明の好適例を示した概略図。
【図４】 図３の回路に対する入力信号及びステータコ
イル２６ａ及び２６ｂに対する電流波形のタイミング線
図。
イル２６ａ及び２６ｂに対する電流波形のタイミング線
図。
【図５】 検知抵抗の代わりに検知電界効果トランジス
タ（カレントミラー）を使用したドライバ回路の実施例
を示した概略図。
タ（カレントミラー）を使用したドライバ回路の実施例
を示した概略図。
２６ ステータコイル ８０ ドライバ回路 １００ インバータ １０２，１０４ 電流源 １０６ コンデンサ １０８ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ １１２，１１４ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジス
タ １１６ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ １１７ 単位利得バッファ増幅器 １１８，１２０ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジス
タ １３０ 検知抵抗 １３２ 演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）
タ １１６ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ １１７ 単位利得バッファ増幅器 １１８，１２０ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジス
タ １３０ 検知抵抗 １３２ 演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）
Claims (18)
- 【請求項１】 複数個のステータコイルにおいて一定の
全電流を維持するための複数個のドライバ回路におい
て、前記各ドライバ回路が、 第一入力端と第二入力端とを具備しており且つ第一端部
を前記ステータコイルへ接続しており第二端部を持った
導電性経路を具備しているステータコイル駆動回路、 第一端部を前記ステータコイル駆動回路の導電性経路の
第二端部へ接続しており且つ第二端部を基準電圧へ接続
しており前記ステータコイルを介しての電流を検知する
検知回路、 第一入力端を前記検知回路の第一端部へ接続しておりス
テータコイル駆動信号を受取るための第二入力端を具備
すると共に前記ステータコイル駆動回路の第一入力端へ
接続した出力端を具備しているフィードバック演算トラ
ンスコンダクタンス増幅器、 制御論理信号へ接続される入力端を具備すると共に前記
ステータコイル駆動回路の第二入力端へ接続した出力端
を具備するスルーレート制御回路、を有することを特徴
とするドライバ回路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記スルーレート制
御回路が、 前記制御論理信号を受取るための入力端を具備すると共
に出力端を具備するインバータ、 前記インバータの出力端へ接続している制御要素を具備
しており、電圧源へ接続している電流ドレインを具備し
ており且つ第一トランジスタの制御要素へ接続している
電流ソースを具備している第一定電流源、 前記インバータの入力端へ接続している制御要素を具備
しており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続して
いる電流ドレインを具備しており、前記基準電圧へ接続
している電流ソースを具備している第二定電流源、 前記第一トランジスタの制御要素へ接続している第一プ
レートを具備すると共に前記基準電圧へ接続している第
二プレートを具備しているコンデンサ、を有しており、
前記論理制御信号に応答して前記第一定電流源が前記コ
ンデンサを充電するか又は前記第二定電流源が前記コン
デンサを放電させ、その結果得られるコンデンサ上の電
圧が前記第一トランジスタを制御することを特徴とする
ドライバ回路。 - 【請求項３】 請求項１において、前記ステータコイル
駆動回路が第二カレントミラーと直列している第一カレ
ントミラーを有していることを特徴とするドライバ回
路。 - 【請求項４】 複数個のステータコイルにおいて一定な
全電流を維持するための複数個のドライバ回路におい
て、前記各ドライバ回路が、 入力端を具備しており、且つ第一端部を前記ステータコ
イルへ接続しており且つ第二端部を持った導電性経路を
具備しているステータコイル駆動回路、 第一端部を前記ステータコイル駆動回路の導電性経路の
第二端部へ接続しており且つ基準電圧へ接続した第二端
部を具備しており、前記ステータコイルを介しての電流
を検知する検知抵抗、 第一入力端を前記検知抵抗の第一端部へ接続しており且
つステータコイル駆動信号を受取るための第二入力端を
具備すると共に出力端を具備しているフィードバック演
算トランスコンダクタンス増幅器、 第一端部を前記ステータコイル駆動回路の入力端へ接続
しており、第二端部を持った電流経路を具備しており且
つ制御要素を具備している第一トランジスタ、 第一端部を前記第一トランジスタの電流経路の第二端部
へ接続しており且つ第二端部を前記フィードバック演算
トランスコンダクタンス増幅器の出力端へ接続している
抵抗、 制御論理信号へ接続される入力端を具備すると共に前記
第一トランジスタの制御要素へ接続されている出力端を
具備しているスルーレート制御回路、を有することを特
徴とするドライバ回路。 - 【請求項５】 請求項４において、前記スルーレート制
御回路が、 前記制御論理信号を受取るための入力端を具備すると共
に出力端を具備するインバータ、 前記インバータの出力端へ接続している制御要素を具備
しており、電圧源へ接続している電流ドレインを具備し
ており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続してい
る電流ソースを具備している第一定電流源、 前記インバータの入力端へ接続している制御要素を具備
しており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続して
いる電流ドレインを具備しており、前記基準電圧へ接続
している電流ソースを具備している第二定電流源、 前記第一トランジスタの制御要素へ接続している第一プ
レートを具備すると共に前記基準電圧へ接続している第
二プレートを具備しているコンデンサ、を有しており、
前記論理制御信号に応答して前記第一定電流源が前記コ
ンデンサを充電するか又は前記第二定電流源が前記コン
デンサを放電し、その結果コンデンサ上に得られる電圧
が前記第一トランジスタを制御することを特徴とするド
ライバ回路。 - 【請求項６】 請求項４において、前記ステータコイル
駆動回路が第二カレントミラーと直列している第一カレ
ントミラーを有することを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項７】 請求項４において、前記第一トランジス
タがＭＯＳＦＥＴトランジスタを有することを特徴とす
るドライバ回路。 - 【請求項８】 請求項７において、前記第一トランジス
タがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有するこ
とを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項９】 ステータコイルにおいて一定な全電流を
維持するドライバ回路において、 入力端を具備しており且つ第一端を前記ステータコイル
へ接続しており且つ第二端を持った導電性経路を具備し
ているステータコイルにおいて電流を駆動する手段、 出力端を具備するステータコイルを介しての電流を検知
する検知電界効果トランジスタカレントミラー手段、 前記ステータコイルを介しての電流を検知するための検
知電界効果トランジスタカレントミラー手段の出力端へ
接続されている第一入力端を具備しており、ステータコ
イル駆動信号を受取るための第二入力端を具備してお
り、且つ出力端を具備しているフィードバック演算トラ
ンスコンダクタンス増幅器、 ステータコイル駆動における電流を駆動するための手段
の入力端へ接続されている第一端と第二端とを持った電
流経路を具備しており且つ制御要素を具備している第一
トランジスタ、 前記第一トランジスタの電流経路の第二端へ接続してい
る第一端を具備すると共に前記フィードバック演算トラ
ンスコンダクタンス増幅器の出力端へ接続している第二
端を具備する抵抗、 制御論理信号へ接続される入力端を具備すると共に前記
第一トランジスタの制御要素へ接続されている出力端を
具備しているスルーレート制御回路手段、を有すること
を特徴とするドライバ回路。 - 【請求項１０】 請求項９において、前記スルーレート
制御回路手段が、 制御論理信号を受取るための入力端を具備すると共に出
力端を具備するインバータ、 前記インバータの出力端へ接続している制御要素を具備
しており、電圧源へ接続している電流ドレインを具備し
ており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続してい
る電流ソースを具備している第一定電流源、 前記インバータの入力端へ接続している制御要素を具備
しており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続して
いる電流ドレインを具備しており、基準電圧へ接続して
いる電流ソースを具備している第二定電流源、 前記第一トランジスタの制御要素へ接続している第一プ
レートを具備しており且つ基準電圧へ接続している第二
プレートを具備しているコンデンサ、を有しており、前
記論理制御信号に応答して前記第一定電流源が前記コン
デンサを充電するか又は前記第二定電流源が前記コンデ
ンサを放電し、その結果コンデンサ上に得られる電圧が
前記第一トランジスタを制御することを特徴とするドラ
イバ回路。 - 【請求項１１】 請求項９において、前記ステータコイ
ル駆動回路が第二カレントミラーと直列している第一カ
レントミラーを有することを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項１２】 請求項９において、前記第一トランジ
スタがＭＯＳＦＥＴトランジスタを有することを特徴と
するドライバ回路。 - 【請求項１３】 請求項１２において、前記第一トラン
ジスタがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有す
ることを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項１４】 ステータと、ロータと、コミュテーシ
ョン回路と、前記ロータの位置を決定する手段と、複数
個のドライバ回路とを有するディスク駆動システムにお
いて、 各ドライバ回路が、 入力端を具備しており、且つ第一端を前記ステータコイ
ルへ接続しており且つ第二端を持った導電性経路を具備
しているステータコイル駆動回路、 前記ステータコイル駆動回路の導電性経路の第二端へ接
続している第一端を具備すると共に基準電圧へ接続して
いる第二端を具備しており前記ステータコイルを介して
の電流を検知する検知抵抗、 前記検知抵抗の第一端へ接続している第一入力端を具備
しており、ステータコイル駆動信号を受取るための第二
入力端を具備しており、且つ出力端を具備しているフィ
ードバック演算トランスコンダクタンス増幅器、 前記ステータコイル駆動回路の入力端へ接続している第
一端と第二端とを持った電流経路を具備しており且つ制
御要素を具備している第一トランジスタ、 前記第一トランジスタの電流経路の第二端へ接続してい
る第一端を具備しており且つ前記フィードバック演算ト
ランスコンダクタンス増幅器の出力端へ接続している第
二端を具備している抵抗、 制御論理信号へ接続される入力端を具備しており且つ前
記第一トランジスタの制御要素へ接続している出力端を
具備しているスルーレート制御回路、を有していること
を特徴とするディスク駆動システム。 - 【請求項１５】 請求項１４において、前記スルーレー
ト制御回路が、 前記制御論理信号を受取るための入力端を具備すると共
に出力端を具備しているインバータ、 前記インバータの出力端へ接続している制御要素を具備
しており、電圧源へ接続している電流ドレインを具備し
ており、且つ前記第一トランジスタの制御要素へ接続し
ている電流ソースを具備している第一定電流源、 前記インバータの入力端へ接続している制御要素を具備
しており、前記第一トランジスタの制御要素へ接続して
いる電流ドレインを具備しており、且つ前記基準電圧へ
接続している電流源を具備している第二定電流源、 前記第一トランジスタの制御要素へ接続している第一プ
レートを具備しており且つ前記基準電圧へ接続している
第二プレートを具備しているコンデンサ、を有してお
り、前記論理制御信号に応答して前記第一定電流源が前
記コンデンサを充電するか又は前記第二定電流源が前記
コンデンサを放電し、その結果コンデンサ上に得られる
電圧が前記第一トランジスタを制御することを特徴とす
るディスク駆動システム。 - 【請求項１６】 請求項１４において、前記ステータコ
イル駆動回路が第二カレントミラーと直列している第一
カレントミラーを有することを特徴とするディスク駆動
システム。 - 【請求項１７】 請求項１４において、前記第一トラン
ジスタがＭＯＳＦＥＴトランジスタを有することを特徴
とするディスク駆動システム。 - 【請求項１８】 請求項１４において、前記第一トラン
ジスタがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有す
ることを特徴とするディスク駆動システム。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| US395869 | 1989-08-18 | ||
| US08/395,869 US5614797A (en) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | Stator coil driver circuit for a brushless DC motor |
Publications (1)
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| JPH08266085A true JPH08266085A (ja) | 1996-10-11 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP8041082A Pending JPH08266085A (ja) | 1995-02-28 | 1996-02-28 | ブラシレスｄｃモータ用ステータコイル駆動回路 |
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